JP4196100B2 - 非接触給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁誘導を利用した非接触給電装置に関するものである。

電磁誘導を利用する非接触給電の場合、１次コイルと２次コイルとで構成される分離着脱式トランスを用いて、電気的絶縁物である空気、プラスチック、木材、ガラス等を介して電気エネルギーを磁気エネルギーに変換し、その磁気エネルギーを再び電気エネルギーに変換して電力伝送が行われる。床下に埋め込んだ１次コイルから床面上に置かれた２次コイルを持つコードレス機器への給電や、窓ガラスの内側から外側の機器への給電等、多くの応用が考えられる。（例えば、特許文献１参照）。しかしこれらの給電の場合、電気的絶縁物の厚さが一定でないために、２次側の出力電圧が大きく変化し、２次側での独立した定電圧化制御や、２次側の検出電圧を無線を用いて１次側へフィードバックして１次側を制御することが必要となる。これらの制御は通常の一体型のスイッチング電源では容易に行えるものの、非接触給電では１次コイル−２次コイル間のギャップ長が大きく変化するために磁気結合レベルも大きく変化し、したがって２次側の誘起電圧と漏れインダクタンスとの両方が変化するため、２次側の負荷入力部の電圧は大きな変化となる。図１２（ａ）は１次コイル−２次コイル間のギャップ長に対する２次側の電圧特性を示しており、ギャップ長が大きくなるにつれて２次側電圧は低下している。

さらに非接触給電では、２次コイルに並列あるいは直列に共振コンデンサを接続して負荷整合を行い、低力率を改善する必要がある。この改善を行わなければ実質上実用化は難しい。この負荷整合のための共振コンデンサは、コンデンサによる容量リアクタンスによって、漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスをできるだけ打ち消すことを狙いとしている。また、負荷整合は駆動周波数にも関係しており、負荷整合を行う非接触給電装置の出力安定化制御では、一般のスイッチング電源制御で用いられる周波数制御やＰＷＭ制御を行うと負荷整合レベルも変化するため出力安定化制御は容易ではない。

ところで、非接触給電において、１次コイル−２次コイル間のギャップ長が大きく変化する場合の２次側電圧安定化には、「まず１次コイル−２次コイル間のギャップ長が大きく変化しても、できる限り２次側電圧が大きく変化しないように受動的な回路動作をさせ、その上でさらに定電圧化が必要であれば、２次側の独立した安定化電源機能の追加や、１次側への無線フィードバック制御を行うべきである」と考えられる。

さらに１次コイル−２次コイル間のギャップ長が大きく変化しても使用できる分離着脱式トランスを用いているので、磁界による高調波ノイズを発生しやすく、この高調波対策も必要となる。

また回路構成を簡単にして小型化、低コスト化を図ることも重要であり、このような要求に対して、「１次コイルと２次コイルとの相対的な位置関係の変化に伴う１次コイル側の磁気特性の変化に応じて、１次コイルと１次コイルに並列接続されたコンデンサとで構成される回路の動作状態を変化させる」構成を備えたものがあり、ここで「回路の動作状態を変化させる」とは、具体的には「１次コイルに印加される電圧の周波数」、または「１次コイルに印加される電圧の振幅」、または「１次コイルに印加される電圧の波形」を変化させることである。具体回路としては、２石のハーフブリッジ型の部分共振型インバータを用い、非共振期間を一定とし、自由振動期間（部分共振期間）の電圧の立ち上がり、立ち下がりの各期間を受動的に自動で変化させて、全体の駆動周期と１次コイルの平均電圧を変化させることで、１次コイルと２次コイルとの相対的な位置関係の変化があっても、２次側の電圧を安定化させている。なお、１次コイル側の磁気特性の変化とは、インダクタンス等の変化のことである。この従来例の考え方は、上記非接触給電の２次側の電圧安定化の考え方に同じである。（例えば、特許文献２参照）。

しかしながら実用化を考える場合、より低ノイズ、よりシンプル、より低コスト化を図ることができる装置が望まれる。２石の部分共振型では、スイッチング素子の電圧波形が台形波状であって、パワーを制御するスイッチング素子が２つ必要であるため、ノイズ対策の強化が必要となり、コストの掛かる装置となっていた。しかし小型化、低コスト化のためには、例えば出力が数百Ｗ以下であれば１石で簡単且つ少ない部品数の回路を構成し、また低ノイズ化のためにも１次コイルやスイッチング素子の電圧が正弦波状になる電圧共振型インバータを用いることが望ましい。
特許第３３９１９９９号公報 特開２００２−１０１５７８号公報

しかし、１石の電圧共振型インバータを基礎にして、上記従来例のように「１次コイルと２次コイルとの相対的な位置関係の変化に伴う１次コイル側の磁気特性の変化」を利用するだけでは、１次コイル−２次コイル間ギャップ長が大きく変化した場合に、２次コイルの誘起電圧や、整流平滑後の電圧の変化が大きくなってしまう。これは、電圧共振型インバータはスイッチング素子が基本的に１個であるために、そのスイッチング動作は、オフ時には１次コイルの両端電圧が略正弦波状で略１周期に亘って自由振動を行い、その振幅が大きく変化するためであると考えられる。（対して２石のスイッチング素子駆動の場合は、グランドレベルと電源電圧とでクランプされる部分共振型インバータでの１次コイルの両端電圧の振幅は一定となっている。）したがって、電圧共振を利用する場合には、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対する２次側の電圧変化の抑制には、新たな仕組みが必要になる。

さらに非接触給電においては、大きな漏れインダクタンスが存在するため、これによる誘導リアクタンスで負荷電流による電圧降下が発生する。１次コイル−２次コイル間ギャップ長が一定の場合、２次コイルの誘起電圧は一定となるが、負荷電流の変化によって誘導リアクタンスでの電圧降下が変化するために負荷電圧が変化する。図１２（ｂ）は負荷電流に対する２次側の電圧特性を示しており、負荷電流が大きくなるにつれて２次側電圧は低下している。

また、通常のスイッチング電源と同様に１次側の電源電圧の変化も２次側の電圧変化をもたらす。図１２（ｃ）は電源電圧に対する２次側の電圧特性を示しており、電源電圧が大きくなるにつれて２次側電圧も大きくなっている。

このように、非接触給電装置を、１次コイルやスイッチング素子の電圧が正弦波状となる電圧共振型のスイッチング駆動、特に１石電圧共振型インバータで実現することは、小型化、低コスト化に有利である。しかし、電圧共振型のスイッチング駆動で、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化、電源電圧の変化、負荷の変化に対して、２次側の電圧安定化を簡単な構成で良好に行える非接触給電装置の有効な仕組みはなかった。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して簡単な構成で２次側の電圧変化を小さくし安定化を図るとともに、高調波ノイズを抑制した低コストの非接触給電装置を提供することにある。

請求項１の発明は、１次コイルと該１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、１次コイルに並列もしくは直列に接続された１次側共振コンデンサと、１次コイルへの通電をオン・オフすることで１次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて２次コイルへのエネルギー供給を制御する第１のスイッチング手段と、第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第２のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第１のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第２のスイッチング手段をオンさせて第１のスイッチング手段をオフさせる回路網と、２次コイルに並列もしくは直列に接続された２次側共振コンデンサと、２次コイルの出力側に設けた負荷とを備え、２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる値であり、回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離が変化した場合に、第１のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第１のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする。

この発明によれば、シンプルで低コストに構成できる電圧共振型のスイッチングを行いながら、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して２次側の電圧変化を小さくでき、また負荷電圧が厳密な定電圧を要求しない場合は定電圧化の手段を省いて利用できる。また、２次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して２次側の電圧変化をさらに小さくできる。さらに電圧共振型であるため、１次コイル電圧，電流、２次コイル電圧，電流が正弦波状になって、高調波ノイズが極めて小さく、装置全体の低ノイズ化を図ることができる。

請求項２の発明は、１次コイルと該１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、１次コイルに並列もしくは直列に接続された１次側共振コンデンサと、１次コイルへの通電をオン・オフすることで１次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて２次コイルへのエネルギー供給を制御する第１のスイッチング手段と、第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第２のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第１のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第２のスイッチング手段をオンさせて第１のスイッチング手段をオフさせる回路網と、２次コイルに並列もしくは直列に接続された２次側共振コンデンサと、２次コイルの出力側に設けた負荷とを備え、２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が低くなる値であり、回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離が変化した場合に、第１のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第１のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする。

この発明によれば、シンプルで低コストに構成できる電圧共振型のスイッチングを行いながら、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して２次側の電圧変化を小さくでき、また負荷電圧が厳密な定電圧を要求しない場合は定電圧化の手段を省いて利用できる。また、２次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して２次側の電圧変化をさらに小さくできる。さらに電圧共振型であるため、１次コイル電圧，電流、２次コイル電圧，電流が正弦波状になって、高調波ノイズが極めて小さく、装置全体の低ノイズ化を図ることができる。

請求項３の発明は、請求項１または２において、２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる場合と低くなる場合とが混在する値であることを特徴とする。

この発明によれば、２次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化が大きい場合でも２次側の電圧変化を請求項１，２に比べて小さくできる。

請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、回路網は、第１のスイッチング手段の出力端に直列接続した第１の抵抗と、第１のスイッチング手段と第１の抵抗との接続中点に一端を接続した第２の抵抗と、第２の抵抗の他端に一端を接続したコンデンサとを備え、第２の抵抗の他端は第２のスイッチング手段をオン・オフさせる制御入力端に接続され、コンデンサの他端は第２のスイッチング手段の出力端に接続されることを特徴とする。

この発明によれば、極めてシンプルで低コストの部品構成で回路網を形成できる。

請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離の変化及び１次側の電源電圧の変化に対して、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする。

この発明によれば、１次コイルと２次コイルとの距離の変化だけでなく１次側の電源電圧の変化に対しても２次側の電圧変化を小さくできる。

請求項６の発明は、請求項４において、第１の抵抗の電圧降下を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段の検出信号によってオン・オフすることで第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第３のスイッチング手段とを備え、１次コイルと２次コイルとの距離の変化範囲と１次側の電源電圧の変化範囲とのうち少なくとも一方の変化範囲内で、負荷最大時に第１のスイッチング手段を流れる最大電流以上の電流が第１のスイッチング手段を流れた場合に、第３のスイッチング手段が第２のスイッチング手段より優先してオンして第１のスイッチング手段をオフさせるように電圧検出手段の検出信号が設定されることを特徴とする。

この発明によれば、第１のスイッチング手段に必要以上の電流が流れることを防いで、１次コイルと１次側共振コンデンサとの共振回路に必要以上のエネルギーが注入されることを防ぐことができ、１次側、２次側ともに過電圧印加等による故障を防止できる。

請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかにおいて、２次側の電圧情報を１次側に無線でフィードバックして第１のスイッチング手段を制御するフィードバック手段を備えることを特徴とする。

この発明によれば、フィードバックの制御範囲を小さくし、且つ負荷へ厳密な定電圧を供給できる。

以上説明したように、本発明では、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して簡単、低コストな構成で２次側の電圧変化を小さくし安定化を図るとともに、高調波ノイズを抑制することができ、さらには、２次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対して２次側の電圧変化をさらに小さくできるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１は分離着脱式トランスを用いた非接触給電装置の構成を示しており、分離着脱式トランスＴは、１次コイルＬ１０、２次コイルＬ２０をフェライトコアＦ１０，Ｆ２０に各々巻回して構成される。まず１次側は、出力電圧Ｖｅを有する直流電源Ｅと、直流電源Ｅに並列接続された抵抗Ｒ１０，コンデンサＣ１１の直列回路、及び分離着脱式トランスＴの１次コイルＬ１０、ダイオードＤ１０、スイッチング素子ＦＥＴ１０、回路網Ｋ１０の直列回路と、１次コイルＬ１０に並列接続された１次側の共振コンデンサＣ１０と、ダイオードＤ１０に並列接続された抵抗Ｒ１１と、一端を抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１との接続中点に接続し、他端をスイッチング素子ＦＥＴ１０のゲート端子に接続するとともに１次コイルＬ１０に磁気的に結合した帰還コイルＬ１１と、スイッチング素子ＦＥＴ１０のゲート端子と直流電源Ｅの負極（グランドレベル）との間に接続されたダイオードＤ１１とトランジスタＱ１０との直列回路とを備える。なお、共振コンデンサＣ１０は個別の部品である必要はなく配線容量で代用してもよい。あるいは共振コンデンサＣ１０はスイッチング素子ＦＥＴ１０に並列接続してもよく、この場合は１次コイルＬ１０に並列接続した構成と交流的には等価であるとみなせ、さらにはスイッチング素子ＦＥＴ１０の寄生容量で代用してもよい。なお、コアＦ１０，Ｆ２０、ダイオードＤ１０は必ずしも必要ではない。

回路網Ｋ１０はスイッチング素子ＦＥＴ１０のソース端子とグランドレベルとの間に接続された抵抗Ｒ１２と、抵抗Ｒ１２に並列接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２の直列回路とから構成され、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２との接続中点はトランジスタＱ１０のベース端子に接続している。

２次側は、センタータップを備えたトランスＴの２次コイルＬ２０と、２次コイルＬ２０に並列接続された共振コンデンサＣ２０と、２次コイルＬ２０の両端間に直列且つ互いに逆方向に接続されたダイオードＤ２０，Ｄ２１からなる全波整流回路と、ダイオードＤ２０，Ｄ２１の接続中点に一端を接続された電流平滑用のチョークコイルＬ２１と、チョークコイルＬ２１の他端と２次コイルＬ２０のセンタータップとの間に接続される平滑コンデンサＣ２１と、平滑コンデンサＣ２１に並列接続される負荷Ｚ１とを備える。なお、共振コンデンサＣ２０は２次コイルＬ２０に直列接続、あるいは並列接続と直列接続との組み合わせでもよい。また、ダイオードＤ２０，Ｄ２１、チョークコイルＬ２１、平滑コンデンサＣ２１からなる整流回路、平滑回路は必ずしも必要ではない。

次に、図１の回路構成で抵抗Ｒ１３がない場合（特許文献１で挙げた特許第３３９１９９９号の実施例に類似している）の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｅ）は各部の波形を示しており、まず電源Ｅが投入されると抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ１１が充電される。このとき、帰還コイルＬ１１に誘起電圧が発生していないためスイッチング素子ＦＥＴ１０のゲート電圧Ｖｇ（図２（ｅ））はコンデンサＣ１１の両端電圧Ｖｃ１１に等しい。そして電圧Ｖｃ１１が上昇を続け、ゲート電圧Ｖｇがスイッチング素子ＦＥＴ１０のオン電圧に達すると、スイッチング素子ＦＥＴ１０がオフからオンに移行し始め、スイッチング素子ＦＥＴ１０を介してコンデンサＣ１０にパルス状の充電電流が流れると同時に、１次コイルＬ１０を流れる１次コイル電流ＩＬ１０（図２（ａ））の電流値は次第に増大し、１次コイルＬ１０に発生する磁束が変化して、１次コイルＬ１０と磁気的に結合した帰還コイルＬ１１に誘起電圧が発生する（このときの誘起電圧の極性を正極性とする）。この誘起電圧は電圧Ｖｃ１１に加算されるため、スイッチング素子ＦＥＴ１０のゲート電圧Ｖｇは急速に増大して安定したオン電圧となる。なお、このオン電圧はスイッチング素子ＦＥＴ１０の入力容量にチャージされている。

スイッチング素子ＦＥＴ１０のオン時には、スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０（図２（ｄ））は１次コイルＬ１０を介して流れており、また１次コイルＬ１０を流れる１次コイル電流ＩＬ１０の大部分は抵抗Ｒ１２を流れるため、抵抗Ｒ１２では電圧降下によって電圧Ｖｒ１２が生じる。ここでは抵抗Ｒ１３の抵抗値がゼロであるとしているので、トランジスタＱ１０のベース電圧Ｖｂ＝Ｖｒ１２（＝コンデンサＣ１２の充電電圧）となり、電圧Ｖｒ１２がトランジスタＱ１０のオン電圧を超えるとトランジスタＱ１０はオンする。トランジスタＱ１０がオンするとスイッチング素子ＦＥＴ１０の入力容量の蓄積電荷とコンデンサＣ１１の蓄積電荷が放電されるため、ゲート電圧Ｖｇが低下しスイッチング素子ＦＥＴ１０がオフし始める。スイッチング素子ＦＥＴ１０がオフし始めると帰還コイルＬ１１の誘起電圧はそれまでとは逆の負極性になるので、ゲート電圧Ｖｇは急速にオフ電圧に移行してスイッチング素子ＦＥＴ１０は安定したオフ状態となる。

スイッチング素子ＦＥＴ１０がオフすると、コンデンサＣ１０に蓄積された静電エネルギー、及び１次コイルＬ１０からみたトランスＴのインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーによって、コンデンサＣ１０と１次コイルＬ１０とで構成される共振回路の１次コイル電圧Ｖｃ１０（図２（ｂ））や１次コイル電流ＩＬ１０が自由振動を開始する。この自由振動の１周期の終わりには、電圧Ｖｃ１１に加算される帰還コイルＬ１１の誘起電圧が正極性に変わりスイッチング素子ＦＥＴ１０は再びオンする。そして、上記動作を繰り返しながら、トランジスタＱ１０は電圧Ｖｃ１１を自動調整し、安定発振を自励的に継続する。またダイオードＤ１０、スイッチング素子ＦＥＴ１０、抵抗Ｒ１２の直列回路両端の電圧Ｖ１（≒スイッチング素子ＦＥＴ１０のドレイン電圧）（図２（ｃ））は、スイッチング素子ＦＥＴ１０のスイッチング周期で変化する。

このように、スイッチング素子ＦＥＴ１０のソース端子に直列接続された抵抗Ｒ１２の電圧Ｖｒ１２がトランジスタＱ１０のオン電圧に達するとトランジスタＱ１０がオンする仕組みによって、スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０のピーク電流値Ｉｆｐは、毎周期においてほぼ一定となる。またこのピーク電流値Ｉｆｐは、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に無関係にほぼ一定となる。

次に２次側の動作について説明する。まず１次コイル電流ＩＬ１０により２次コイルＬ２０に２次コイル電圧Ｖｃ２０が誘起されるが、２次側の共振コンデンサＣ２０との作用によって１次側からの投入エネルギーの量、駆動周波数、負荷電流等に応じて２次側の各部の電圧の大きさが決まる。１次側からの投入エネルギーの量は１次コイルＬ１０の両端から２次側をみたインダクタンスが一定の場合はスイッチング素子ＦＥＴ１０に流れるピーク電流値Ｉｆｐの略２乗に比例する。他の条件が変わらずにピーク電流値Ｉｆｐのみが大きくなれば、２次側の各部の電圧もそれに略比例して大きくなる。また、ピーク電流値Ｉｆｐが一定であれば、２次側の負荷電流が大きいほど２次側の電圧は低下する傾向を有する。

また、他の条件が変わらずに１次コイル電流ＩＬ１０（または１次コイル電圧Ｖｃ１０）の周波数が変化すると、２次側の共振コンデンサＣ２０と２次コイルＬ２０（厳密にはトランスＴや１次側の共振コンデンサＣ１０も関係する）との共振特性がピークとなる中心周波数を境にして、中心周波数より低い領域では周波数に略比例して２次側の電圧が大きくなる方向に変化し、中心周波数より高い領域では周波数に略反比例して２次側の電圧が小さくなる方向に変化する。

さらに１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化は、トランスＴの自己インダクタンス、相互インダクタンス、漏れインダクタンス、２次コイル電圧Ｖｃ２０を変化させる。したがって、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化は２次側の各部の電圧を変化させるのである。

図１の回路構成で抵抗Ｒ１３がない場合の動作について上記説明してきた。そしてこの構成において、特開２００２−１０１５７８号公報にて開示されている「１次コイル−２次コイル間ギャップ長の変化に対し、１次コイルの両端からみたインダクタンス等の磁気特性が変化することを利用する」ことを試したが、その結果は１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対して２次側の各部の電圧変化の抑制効果はあったものの、十分な抑制効果は得られなかった。具体的には、１次側の共振コンデンサＣ１０、２次側の共振コンデンサＣ２０、抵抗Ｒ１２の各値を変えたり、駆動周波数の動作点や変化範囲を様々に変えたが、２次側の電圧変化が満足できる範囲内に収まるまで小さくなる組み合わせは見出せなかった。この理由は、電圧共振型インバータの場合、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対して、１次コイルＬ１０の両端からみたインダクタンス等の磁気特性は変化するが、１次コイル電圧Ｖｃ１０の自由振動周期だけでなく、振幅も大きく変化するためと考えられる。したがって、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対する２次側電圧の変化をさらに小さくするには、１次コイルＬ１０の両端からみたインダクタンス等の磁気特性の変化を利用することに加えて、さらに自動的に変化する要因が必要であることが示唆された。

そして、この必要な要因を調査研究した結果、図１に示すように、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２との間に抵抗Ｒ１３を挿入し、この抵抗Ｒ１３の抵抗値を適当に設定することで、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対する２次側電圧の変化をより小さくできることがわかった。この抵抗Ｒ１３を最適な抵抗値に設定すると、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対し、スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０と、そのピーク電流値Ｉｆｐが変化することがわかり、さらにはピーク電流値Ｉｆｐの変化の大きさも抵抗Ｒ１２によって変化することがわかった。このように動作する理由は、以下のように考えることができる。

スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０は、抵抗Ｒ１２を流れる電流Ｉｆ１と、抵抗Ｒ１３を流れる電流Ｉｆ２とに分流する。そして、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化が生じた場合、トランスＴの自己インダクタンス、相互インダクタンス等が変化し、１次コイルＬ１０を通じてスイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０はその増加の割合が変化する。すなわち電流Ｉｆ０の傾きが変化するのである。ここで上述のように、抵抗Ｒ１３がゼロの場合は電圧Ｖｒ１２とベース電圧Ｖｂとは等しく、抵抗Ｒ１２の抵抗値、及びコンデンサＣ１２の静電容量は小さいため、電流Ｉｆ０の大部分は電流Ｉｆ１となる。したがって、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化が生じても、電流Ｉｆ０はほぼ一定に制御されていた。

しかし、抵抗Ｒ１３の抵抗値がゼロでない場合は、電流Ｉｆ２が抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２との積分回路を通過するため、電流Ｉｆ０の増加中はＶｒ１２＞Ｖｂとなる。このときの電圧Ｖｒ１２と電圧Ｖｂとの差は電流Ｉｆ０の増加率により異なる。したがって、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化が生じた場合、１次コイルＬ１０両端から２次側をみた時のトランスＴの自己インダクタンス、相互インダクタンス等が変化し、電流Ｉｆ０の増加の割合が変化するので、電圧Ｖｒ１２と電圧Ｖｂとの差も変化する。そして、電圧ＶｂがトランジスタＱ１０のオン電圧（バイポーラトランジスタの場合、約０．７Ｖ）に達したときの電圧Ｖｒ１２の値は、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に影響されるようになっている。ここで電圧Ｖｒ１２が変わるということは、スイッチング素子ＦＥＴ１０オン時のピーク電流値Ｉｆｐが変わるということであり、ピーク電流値Ｉｆｐが変わるということは、１次コイルＬ１０を通じてトランスＴや２次側の各素子に供給するエネルギーが変わるということである。すなわち、抵抗Ｒ１３を設けたことによって、スイッチング素子ＦＥＴ１０のオン時にトランスＴ等に蓄積または通過させるエネルギーの変化を自動的に行うことができ、抵抗Ｒ１３を含む抵抗とコンデンサを主体とする回路網Ｋ１０によって、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化が生じても、２次側の電圧変化を抑制できるようになった。

この仕組みは、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が、電圧Ｖｒ１２と電圧Ｖｂの差電圧発生の要因となることを示しており、図１に示す回路網Ｋ１０の具体的構成だけでなく、この仕組みを生じさせる「抵抗とコンデンサを主体とする回路網」であればよいことは勿論である。

次に上記２次側電圧の変化を抑制する仕組みについて具体的に説明する。まず、図３は２次側の共振コンデンサＣ２０をある値に設定したときの２次コイル電圧Ｖｃ２０の周波数特性を示しており、最大電圧をもたらす周波数ｆｐを境にして、周波数ｆｐより低い領域では周波数ｆが高くなると２次コイル電圧Ｖｃ２０は増大し、周波数ｆｐより高い領域では周波数ｆが高くなると２次コイル電圧Ｖｃ２０は減少する。そして、この図３の特性を利用することで、１次コイル電圧Ｖｃ１０の自由振動周波数を変化させ、さらには駆動周波数を変化させることができ、この場合は周波数ｆｐより低い領域、高い領域の両方を利用できる。しかし既に述べたように、駆動周波数の変化のみでは２次側の電圧変化を十分抑制できない場合があるが、本実施形態ではスイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０を、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に応じて自動的に変化させる仕組みを利用することで、２次側の電圧変化をさらに抑制している。

図４（ａ）〜（ｃ）は、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示しており、１次コイル電圧Ｖｃ１０（図４（ａ））の自由振動周波数が低から高に変化するので、１次コイル電圧Ｖｃ１０、及びスイッチング素子ＦＥＴ１０のドレイン電圧Ｖ１（図４（ｂ））の各周波数は低から高に変化する。これは図３における周波数ｆｐより低い領域の特性を利用している。また、電流Ｉｆ０（図４（ｃ））はそのピーク電流値Ｉｆｐが小から大に変化しており、このように１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が小から大に変化したときに電流Ｉｆ０のピーク電流値Ｉｆｐが小から大に変化することは以下の効果をもたらすと考えられる。

仮に、駆動周波数や２次側の共振コンデンサＣ２０による負荷整合特性が変化しないとすると、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が小さい場合は磁気結合度が高く、さらには漏れインダクタンスが小さいため、２次コイルＬ２０に誘起される２次コイル電圧Ｖｃ２０が大きくなり、２次側の各部の電圧は大きくなる。逆に１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が大きい場合は磁気結合度が低く、さらには漏れインダクタンスが大きいため、２次コイルＬ２０に誘起される２次コイル電圧Ｖｃ２０が小さくなり、２次側の各部の電圧は小さくなる。したがって一般に、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が小から大に変化すると、２次側電圧は大から小に変化する。しかし、図４（ｃ）に示すように電流Ｉｆ０のピーク電流値Ｉｆｐが変化すると、１次コイルＬ１０を通じてトランスＴへのエネルギー供給が変化するため、１次コイル電圧Ｖｃ１０の自由振動期間における振幅が変化する。他の条件が変わらない場合２次コイル電圧Ｖｃ２０は１次コイル電圧Ｖｃ１０にほぼ比例するため、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が小さい場合はピーク電流値Ｉｆｐを小さくし、ギャップ長が大きい場合はピーク電流値Ｉｆｐを大きくすることで、２次コイル電圧Ｖｃ２０の変化を抑制することができる。このように駆動周波数の変化だけでなく、電流Ｉｆ０の変化による効果を組み合わせることによって、２次コイル電圧Ｖｃ２０の変化に対する十分な抑制効果を得ることができる。

次に図５（ａ）〜（ｃ）も図４（ａ）〜（ｃ）と同様に、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示しており、１次コイル電圧Ｖｃ１０（図５（ａ））、及びスイッチング素子ＦＥＴ１０のドレイン電圧Ｖ１（図５（ｂ））の各周波数は高から低に変化する。これは図３における周波数ｆｐより高い領域の特性を利用している。そして、電流Ｉｆ０（図５（ｃ））の変化は小さいが、２次側の電圧変化の抑制効果は十分であった。

さらには、１次コイルＬ１０と２次コイルＬ２０の各自己インダクタンス及び相互インダクタンス、１次側及び２次側の各共振コンデンサＣ１０，Ｃ２０、負荷電流、抵抗とコンデンサを主体とする回路網Ｋ１０等の各係数を適当に組み合わせることで、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化範囲において、ギャップ長が小から大に変化した場合に、１次コイル電圧Ｖｃ１０の周波数変化が高から低となる性質、低から高となる性質の両方を利用可能であることもわかった。この場合は、ギャップ長の全変化範囲において、ギャップ長が小さい領域内とギャップ長が大きい領域内とで周波数の変化方向を反対にすることで、ギャップ長が小さい領域内での変化と、ギャップ長が大きい領域内での変化とを互いにオーバラップさせて２次側の電圧変化を抑制できるため、許容できるギャップ長の変化幅を大きくできる効果がある。

以上は、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化に対して、本実施形態の抵抗とコンデンサを主体とする回路網Ｋ１０によって、スイッチング素子ＦＥＴ１０の電流Ｉｆ０を自動的に制御する機能と、コイル電圧Ｖｃ１０の自由振動周波数（駆動周波数）の変化とを併せることによって、２次側の電圧変化を十分抑制できることを示した。

ところで、本実施形態の回路網Ｋ１０を用いることによって、電源電圧Ｖｅの変化による２次側の電圧変化を抑制することができるという知見も得ている。他の条件が変わらずに電源電圧Ｖｅのみが変化すれば、２次側の電圧は電源電圧Ｖｅにほぼ比例する。これは、１次コイル電圧Ｖｃ１０が電源電圧Ｖｅにほぼ比例するからである。しかし、２次側の電圧を決定する要因は１次側、２次側ともに多いので、抵抗Ｒ１３を含む抵抗とコンデンサを主体とする回路網Ｋ１０を用い、さらに各要因の組み合わせを最適に設定することにより、電源電圧Ｖｅの変化が生じても、自動的に２次側の電圧変化を抑制できるようになった。

（実施形態２）
図６は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態１の構成に、抵抗Ｒ１２の電圧降下による電圧Ｖｒ１２を検出する電圧検出部Ｋ１１と、電圧検出部Ｋ１１の検出信号によってオン・オフするトランジスタＱ１１とを備えたもので、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。電圧検出部Ｋ１１は、スイッチング素子ＦＥＴ１０と抵抗Ｒ１２との接続中点にカソードを接続したツェナダイオードＺＤ１０と、ツェナダイオードＺＤ１０のアノードに一端を接続し、他端をグランドレベルに接続したコンデンサＣ１３とから構成され、トランジスタＱ１１はトランジスタＱ１０に並列接続されており、ツェナダイオードＺＤ１０とコンデンサＣ１３との接続中点がトランジスタＱ１１のベース端子に接続されている。

そして、スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れる電流Ｉｆ０が大きくなって、抵抗Ｒ１２の電圧Ｖｒ１２がツェナダイオードＺＤ１０のツェナ電圧より大きくなると、ツェナダイオードＺＤ１０を介して電流が流れ、トランジスタＱ１１がオンしてスイッチング素子ＦＥＴ１０の入力容量の蓄積電荷とコンデンサＣ１１の蓄積電荷が放電されるため、ゲート電圧Ｖｇが低下してスイッチング素子ＦＥＴ１０がオフする。本実施形態のスイッチング素子ＦＥＴ１０のオフ制御は、トランジスタＱ１０またはトランジスタＱ１１がオンすることによって行われ、いずれか早くオンしたトランジスタの動作が支配的となる。

以下、トランジスタＱ１１によるスイッチング素子ＦＥＴ１０のオフ制御が必要な理由を説明する。図７（ａ）〜（ｃ）はトランジスタＱ１１によるスイッチング素子ＦＥＴ１０のオフ制御がない場合に負荷変化が生じて負荷電流が小から大に変化したときの各部の波形を示しており、負荷電流が大から小に変化すると、１次コイル電圧Ｖｃ１０（図７（ａ））、及びスイッチング素子ＦＥＴ１０のドレイン電圧Ｖ１（図７（ｂ））が大きくなり、２次側電圧も大きくなる。したがって、スイッチング素子ＦＥＴ１０の耐電圧性能を高くする必要があり、サイズの大型化，高コスト化の原因となっていた。このように各部の電圧が増大する理由は大きく２つ考えられ、１つ目の理由は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，コンデンサＣ１２からなる回路網Ｋ１０を設けたことで、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化、及び電源電圧Ｖｅの変化に対しては２次側の電圧変化を抑制することができるようになったものの、負荷Ｚ１の変化に対しては補償できず、図７（ｃ）の電流Ｉｆ０波形に示すように、負荷電流が大から小に変化すると電流Ｉｆ０のピーク電流値Ｉｆｐが大きくなってしまうためであると考えられる。

２つ目の理由は、電流Ｉｆ０のピーク電流値Ｉｆ０が一定であったとしても、１次コイル電圧Ｖｃ１０の自由振動期間において、負荷が小さいために２次側に伝達されるエネルギーは少なく、１次側の共振回路に残るエネルギーが多くなることで１次コイル電圧Ｖｃ１０が上昇するためであると考えられる。

２つ目の理由による２次側電圧上昇の対策は難しいが、１つ目の理由による２次側電圧上昇の対策は、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化、電源電圧Ｖｅの変化、負荷Ｚ１の変化の全範囲において、電圧Ｖｒ１２の最大許容値を設定しておけば、無用なエネルギー注入を防止して、必要最小限の耐電圧性能を有するスイッチング素子ＦＥＴ１０を用いることができる。具体的には、スイッチング素子ＦＥＴ１０を流れるピーク電流値Ｉｆｐの最大電流値Ｉｆｐｍは、１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長が最も大きく、電源電圧Ｖｅが最も低く、負荷Ｚ１が最も大きい場合に必要な電流値に等しく、このような状況以外においては、ピーク電流値Ｉｆｐは最大電流値Ｉｆｐｍより小さくなる。したがって、電流Ｉｆ０が最大電流値Ｉｆｐｍと同等または少し大きい値に達したときにトランジスタＱ１１がオンしてスイッチング素子ＦＥＴ１０をオフさせることができれば、過大な電流Ｉｆ０が流れることを防止できる。図８（ａ）〜（ｃ）は、このときの各部の波形を示したもので、負荷Ｚ１が減少して負荷電流が大から小に変化すると、電流Ｉｆ０が最大電流値Ｉｆｐｍと同等または少し大きい値以上にはならずに各電圧振幅の増大を抑制していることを示している。

なお本実施形態は負荷Ｚ１の減少変化に対して効果があるもので、図６ではツェナダイオードＺＤ１０の特性を利用してトランジスタＱ１１をオンさせているが、ツェナダイオードの代わりにダイオードを接続して、ダイオードの順方向電圧降下を利用してもよく、さらには他の構成を用いてトランジスタＱ１１をオンさせてもよい。

（実施形態３）
図９は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態２の構成において、２次側のチョークコイルＬ２１を削除して、負荷Ｚ１の前段に定電圧回路Ｋ２０を接続したもので、実施形態２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

通常、厳密な電圧安定化のためには、検出した負荷Ｚ１の入力電圧を１次側へ無線でフィードバックして１次側の制御を行うか、または２次側に独立した定電圧回路を接続している。定電圧回路に３端子レギュレータ等で構成されるアナログ方式を用いる場合は、入力電圧と必要な定電圧との差が損失となるので、その差が大きいと効率低下、温度上昇を招き、温度上昇防止のための冷却機構や放熱板の追加が必要となる。また、定電圧回路にスイッチングレギュレータ等のデジタル方式を用いる場合は、効率低下は小さいものの、入力電圧と必要な定電圧との差が大きいと、スイッチングレギュレータの内部素子に耐電圧の高い素子を用いる必要が生じ、且つ広範囲のＰＷＭ制御能力を必要とするため、サイズとコストの増大をもたらしていた。

しかし本実施形態では、実施形態１，２で説明したように２次側の電圧変化を自動的に十分抑制しているので、定電圧回路Ｋ２０の入力電圧と必要な定電圧との差を十分小さくでき、追加した定電圧回路Ｋ２０の負担を小さくできるという利点を有している。したがって、高効率且つ省エネルギーで、小型、低コストの非接触給電装置を提供できる。

（実施形態４）
図１０は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態２の構成において、検出した負荷Ｚ１の入力電圧を１次側へ無線でフィードバックして１次側の制御を行うフィードバック手段を備えたもので、実施形態２と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。フィードバック手段は、負荷Ｚ１の入力電圧を検出する電圧検出部Ｋ２１と、検出信号に応じて分離着脱式の信号トランスＴｓの１次コイルＬ２２を駆動する信号発生部Ｋ２２と、信号トランスＴｓの２次コイルＬ１２に誘起された信号を検出する信号検出部Ｋ１２と、信号検出部Ｋ１２の検出信号に応じてスイッチング素子ＦＥＴ１０のオン・オフを制御する制御部Ｋ１３とから構成される。そして、本実施形態では、実施形態１，２で説明したように２次側の電圧変化を自動的に十分抑制しているので、フィードバックの制御範囲は小さくてよく、その制御は容易に行うことができる。

なお実施形態１〜４では、電圧共振方式のスイッチング駆動において、スイッチング素子ＦＥＴ１０のオン動作が自励で行っているため、回路構成をシンプルにすることができ、低コスト化を図っている。さらに、パワーを制御するスイッチング素子が１つ（１石）で構成される電圧共振型のスイッチング駆動回路で説明したが、１次コイルやスイッチング素子に印加される電圧が正弦波状になる多石の電圧共振型のスイッチング駆動回路であってもよい。また、実施形態１〜４における１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間ギャップ長の変化とは、１次コイルＬ１０と２次コイルとＬ２０の３次元方向の相対的な距離の変化、すなわち１次コイルＬ１０−２次コイルＬ２０間の電気的な絶縁物１００が同じ厚さであっても、図１１に示すように１次コイルＬ１０と２次コイルＬ２０とが対抗面方向にずれて配置されることによる相対距離ｄの変化を含んでいる。さらに、２次側の電圧変化の抑制について上記説明したが、同様の仕組みを用いて２次側の電流変化を抑制することもできる。

本発明の実施形態１の非接触給電装置を示す回路図である。 同上の各部の波形を示し、（ａ）は１次コイル電流、（ｂ）は１次コイル電圧、（ｃ）はスイッチング素子のドレイン電圧、（ｄ）はスイッチング素子を流れる電流、（ｅ）はスイッチング素子のゲート電圧を示す波形図である。 同上の２次コイル電圧の周波数特性を示す図である。 同上の１次コイル−２次コイル間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示し、（ａ）は１次コイル電圧、（ｂ）はスイッチング素子のドレイン電圧、（ｃ）はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 同上の１次コイル−２次コイル間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示し、（ａ）は１次コイル電圧、（ｂ）はスイッチング素子のドレイン電圧、（ｃ）はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 本発明の実施形態２の非接触給電装置を示す回路図である。 同上の負荷電流が小から大に変化したときの対策前の各部の波形を示し、（ａ）は１次コイル電圧、（ｂ）はスイッチング素子のドレイン電圧、（ｃ）はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 同上の負荷電流が小から大に変化したときの対策後の各部の波形を示し、（ａ）は１次コイル電圧、（ｂ）はスイッチング素子のドレイン電圧、（ｃ）はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 本発明の実施形態３の非接触給電装置を示す回路図である。 本発明の実施形態４の非接触給電装置を示す回路図である。 本発明の実施形態の１次コイルと２次コイルとの配置を示す図である。 従来の２次側の電圧特性を示し、（ａ）は１次コイル−２次コイル間のギャップ長に対する２次側の電圧特性、（ｂ）は負荷電流に対する２次側の電圧特性、（ｃ）は電源電圧に対する２次側の電圧特性を示す図である。

符号の説明

Ｔ 分離着脱式トランス
Ｌ１０ １次コイル
Ｌ２０ ２次コイル
ＦＥＴ１０ スイッチング素子
Ｋ１０ 回路網
Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗
Ｃ１２ コンデンサ
Ｑ１０ トランジスタ
Ｃ１０，Ｃ２０ 共振コンデンサ
Ｅ 直流電源
Ｚ１ 負荷

Claims (7)

1. １次コイルと該１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、１次コイルに並列もしくは直列に接続された１次側共振コンデンサと、１次コイルへの通電をオン・オフすることで１次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて２次コイルへのエネルギー供給を制御する第１のスイッチング手段と、第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第２のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第１のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第２のスイッチング手段をオンさせて第１のスイッチング手段をオフさせる回路網と、２次コイルに並列もしくは直列に接続された２次側共振コンデンサと、２次コイルの出力側に設けた負荷とを備え、２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる値であり、回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離が変化した場合に、第１のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第１のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする非接触給電装置。
2. １次コイルと該１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、１次コイルに並列もしくは直列に接続された１次側共振コンデンサと、１次コイルへの通電をオン・オフすることで１次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて２次コイルへのエネルギー供給を制御する第１のスイッチング手段と、第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第２のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第１のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第２のスイッチング手段をオンさせて第１のスイッチング手段をオフさせる回路網と、２次コイルに並列もしくは直列に接続された２次側共振コンデンサと、２次コイルの出力側に設けた負荷とを備え、２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が低くなる値であり、回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離が変化した場合に、第１のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第１のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする非接触給電装置。
3. ２次側共振コンデンサの容量は、１次コイルと２次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第１のスイッチング手段のオフ期間に生じる１次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる場合と低くなる場合とが混在する値であることを特徴とする請求項１または２記載の非接触給電装置。
4. 回路網は、第１のスイッチング手段の出力端に直列接続した第１の抵抗と、第１のスイッチング手段と第１の抵抗との接続中点に一端を接続した第２の抵抗と、第２の抵抗の他端に一端を接続したコンデンサとを備え、第２の抵抗の他端は第２のスイッチング手段をオン・オフさせる制御入力端に接続され、コンデンサの他端は第２のスイッチング手段の出力端に接続されることを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の非接触給電装置。
5. 回路網は、１次コイルと２次コイルとの距離の変化及び１次側の電源電圧の変化に対して、２次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の非接触給電装置。
6. 第１の抵抗の電圧降下を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段の検出信号によってオン・オフすることで第１のスイッチング手段のオン・オフを制御する第３のスイッチング手段とを備え、１次コイルと２次コイルとの距離の変化範囲と１次側の電源電圧の変化範囲とのうち少なくとも一方の変化範囲内で、負荷最大時に第１のスイッチング手段を流れる最大電流以上の電流が第１のスイッチング手段を流れた場合に、第３のスイッチング手段が第２のスイッチング手段より優先してオンして第１のスイッチング手段をオフさせるように電圧検出手段の検出信号が設定されることを特徴とする請求項４記載の非接触給電装置。
7. ２次側の電圧情報を１次側に無線でフィードバックして第１のスイッチング手段を制御するフィードバック手段を備えることを特徴とする請求項１乃至６いずれか記載の非接触給電装置。

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