JP3990847B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱調理器の電力制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、誘導加熱調理器の電力制御方法としては、入力電源電圧と入力一次側の電流を検出し、それら検出値をＡ／Ｄ変換し、演算によつて現在の入力電力を求め、目標とする電力との比較から出力設定を変化させるものが一般に知られている。
【０００３】
Ａ／Ｄ変換後の処理は、主に制御用マイクロコンピュータによってソフトウエア処理されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
誘導加熱調理器では、外来ノイズや内部ノイズの重畳などにより、アナログ入力系のノイズ防止回路が組み込まれていることが多く、さらに電源電圧変動や負荷の変動要素が大きいため、電源電圧検出回路や電源一次電流の検出回路には、電源周波数に対して十分に時定数の大きな平滑回路を挿入している場合がある。
【０００５】
その結果、図１１の如く、安定した信号として制御用マイクロコンピュータに入力することができるが、電源電圧の急変や負荷の状態が急激に変化した場合には、入力信号の変化が遅れるために、インバータを構成する部品に過電圧の印加や過電流が流れるなどの状態が発生する。
【０００６】
最悪の場合はスイツチング素子の定格オーバーによる素子破壊を引き起こすこともある。
【０００７】
逆に、電源電圧や電流検出回路では極力時定数の小さなフィルタ回路だけを挿入し、波形のピーク部分を検出し、その値を用いて電力制御を行う方式もある。
【０００８】
ただし、負荷の材質の違いによっては同一の入力電力であっても電流のピーク値が異なるということがあり、ある一つの材質の負荷のピーク値を基準として電力を制御しようとすると、他の材質の負荷の投入電力が大きくなりすぎたり、あるいは、電力が小さくなったりするという現象になる。
【０００９】
これは、負荷の材質によって、透磁率磁力線の浸透深さや表皮抵抗、電流密度が異なるためである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するものであり、交流を直流に変換する整流器と、この直流を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力をスイッチング素子により高周波電流に変換し、加熱コイル、共振コンデンサからなる共振回路に供給し、加熱コイル近傍に配置した負荷を加熱するインバータ回路と、このインバータ回路の通電電力を制御する制御部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の周波数に対して十分に小さい時定数のフィルタ回路を有する交流電源の電流を検出する一次電流検出回路とを備え、前記制御部は、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略５０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ１と、一次電流検出値の基準値Ｉ１から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ１’を比較するとともに、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略９０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ２と、一次電流検出値の基準値Ｉ２から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ２’を比較し、Ｉｉｎ２＞Ｉ２’又はＩｉｎ１＞Ｉ１’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル下げ、Ｉｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル上げ、Ｉｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を変更しないように制御するものとした。
【００１１】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明では、交流を直流に変換する整流器と、この直流を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力をスイッチング素子により高周波電流に変換し、加熱コイル、共振コンデンサからなる共振回路に供給し、加熱コイル近傍に配置した負荷を加熱するインバータ回路と、このインバータ回路の通電電力を制御する制御部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の周波数に対して十分に小さい時定数のフィルタ回路を有する交流電源の電流を検出する一次電流検出回路とを備え、前記制御部は、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略５０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ１と、一次電流検出値の基準値Ｉ１から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ１’を比較するとともに、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略９０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ２と、一次電流検出値の基準値Ｉ２から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ２’を比較し、Ｉｉｎ２＞Ｉ２’又はＩｉｎ１＞Ｉ１’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル下げ、Ｉｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル上げ、Ｉｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を変更しないように制御する。
【００１２】
【実施例】
以下、本発明を図面を用いて説明する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施例を示す要部ブロック図であり、１００Ｖ電源系でよく使われる電流共振型の誘導加熱用インバータ回路図である。
【００１４】
商用電源１を整流器２で直流電源に変換し、チヨークコイル３１及びコンデンサ３２で構成する平滑回路３で平滑化する。
【００１５】
前記直流電源の両端にコンデンサ５１、５２を直列に接続してある。
【００１６】
同様にスイツチング素子６１と逆並列に接続したダンパダイオード７１と、スイツチング素子６２と逆並列に接続したダンパダイオード７２を直列に接続してある。
【００１７】
前記共振コンデンサ５１、５２の直列接続とスイツチング素子６１、６２の直列接続の中点同士に加熱コイル４の両端を接続してある。
【００１８】
ゼロクロス検出回路８は商用電源１のゼロクロスに同期して同期信号を発生するように商用電源１の両端に接続してある。
【００１９】
電源電圧検出回路９は商用電源１の電圧を検出するように商用電源１の両端に接続してあり、その電源電圧検出回路９の出力側に制御部１１を接続してある。
【００２０】
一次電流検出回路１０は商用電源１側からみた電流をカレントトランス１３で検出して処理に適した信号レベルに変換し、その一次電流検出回路１０に制御部１１を接続してある。
【００２１】
制御部１１は制御用マイクロコンピュータを含むインバータ制御用回路であり、ゼロクロス同期信号を入力して起動するインバータ制御プログラムを有し、電源電圧検出回路９、一次電流検出回路１０のそれぞれの検出信号を入力し、適切なインバータ通電電力を設定するスイッチング素子駆動信号をドライブ回路１２１、１２２に出力するものである。
【００２２】
次に、個々の回路をさらに詳しく説明する。
【００２３】
図２は、ゼロクロス検出回路８を示す構成図である。
【００２４】
商用電源１を整流回路８１で整流し、その出力を抵抗８２、８３で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ８４を接続してある。
【００２５】
分圧出力をトランジスタ８５のベースに接続し、エミッタは基準電位、コレクタは抵抗８６を介して制御回路用安定化電源Ｖｄｄに接続してある。
【００２６】
トランジスタ８５のコレクタ出力がゼロクロス検出パルスＺＣＰとなる。
【００２７】
図３は、ゼロクロス検出回路８の入出力波形図である。
【００２８】
入力は商用電源１の電圧波形となる。出力信号ＺＣＰは商用電源１のゼロクロス点を含む前後のタイミングで正パルスを出力するものである。
【００２９】
図４は、電源電圧検出回路９を示す構成図である。
【００３０】
商用電源１を整流回路９１で整流し、その出力を抵抗９２、９３で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ９４を接続してある。
【００３１】
この時、抵抗９２とコンデンサ９４で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数は、電源周波数に対し十分に高い周波数であるものとする。
【００３２】
図５は、電源電圧検出回路９の入出力波形図を示すものである。
【００３３】
入力は商用電源１の電圧波形となる。出力信号は、商用電源１の最大電圧がＡ／Ｄ変換器（後述）の基準電圧Ｖｒｅｆに対して低い信号にする必要がある。
【００３４】
従って、前記抵抗９２、９３で分圧比を調整しなければならない。
【００３５】
図６は、一次電流検出回路１０を示す構成図である。
【００３６】
カレントトランス１３の出力は抵抗１０１で出力電圧の調整を行い、整流回路１０２で整流する。
【００３７】
整流出力は抵抗１０３、１０４で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ１０５を接続してある。
【００３８】
この時、抵抗１０３とコンデンサ１０５で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数は、電源周波数に対して十分に高い周波数であるものとする。
【００３９】
図７は、一次電流検出回路１０の入出力波形図である。
【００４０】
入力は商用電源１からみた電流波形となる。
【００４１】
出力信号は、通電時の最大電流に対する最大電圧がＡ／Ｄ変換器（後述）の基準電圧Ｖｒｅｆに対して低い信号にする必要がある。
【００４２】
したがって、前記抵抗１０１あるいは１０３、１０４の分圧比をあらかじめ調整しなければならない。
【００４３】
次に、図８を用いて、負荷の材質等の違いによって一次電流波形が変化しても通電電力を同等にする方法を説明する。
【００４４】
本実施例においては、波形を極力平滑せずに、特定のタイミングで信号を制御部１１に入力し処理を行い、信号を平滑することにより、波形検出の遅延による保護動作の遅れなどを排除している。
【００４５】
図中、波形ｉａ、ｉｂは電源電圧波形が正弦波同電圧の場合に通電電力を同じにした場合の電流検出波形でｉａは正弦波となる電流波形、ｉｂは正弦波からずれた電流波形である。
【００４６】
Ｉａｐ、Ｉｂｐはそれぞれｉａ、ｉｂのピーク値である。
【００４７】
ＺＣＰはゼロクロス検出パルスであり、ｔ１、ｔ２はそれぞれゼロクロス点からの経過時間を示し、ｔ２はゼロクロス点とゼロクロス点の中間つまり波形のピークとなるタイミング、ｔ１はゼロクロス点とｔ２の間の時間とする。
【００４８】
Ｉａ１はｉａのｔ１における検出値である。
【００４９】
異なる材質や形状の負荷（鍋）で、同じ通電電力を得ようとした場合でも、透磁率や表皮効果による表皮抵抗の差によって、電源電圧に相似した波形とは異なる電流波形になる場合がある。
【００５０】
つまり、正弦波状の電流波形から、正弦波のｍ／ｎ乗に相似の波形となる。
【００５１】
（ｉｂ＝Ｉｂｐ×(ｓｉｎωｔ) m/n ただし ｍ／ｎ≧１．０ 式１）
ここではｉａは前者、ｉｂは後者の波形例である。
【００５２】
したがって、波形のピークを検出し、それを電力制御の基準となる電流波形と比較した場合、制御しようとする電力からずれてしまう。
【００５３】
ｉｂのピークを基準とした場合、ｉａの負荷はｉａ’の電流波形となり、通電電力は増大する。
【００５４】
また、ｉａのピークを基準とした場合、ｉｂの負荷はｉｂ’の電流波形となり、通電電力は減少する。
【００５５】
最もピーク値が低い波形は、正弦波の場合であるから、ｔ１を適切なタイミングに設定すれば、必ず他の波形の場合よりも高い値を示すことになる。
【００５６】
具体的には、位相角が約５０度の前後に設定すればよい。
【００５７】
これは各負荷が式１に近似される電流波形とした場合に各波形がほぼ一点で交差するタイミングである。ｔ１における波形ｉａの波高値をＩａ１とする。
【００５８】
波形ｉｂとなる負荷で、定格電力を投入するためには、ｉｂのピーク電流Ｉｂｐで制御する必要がある。
【００５９】
また、波形ｉａとなる負荷で定格電力を投入するためには、ｔ１における波高値をＩａ１で制御する必要がある。
【００６０】
これらの制御を同時に行うことにすれば、波形ｉａ、ｉｂのいずれも同じ電力で制御することが可能となる。
【００６１】
また、さらに複数のタイミングを設け、そのタイミングの波高値を規定して制御を行えば、より精度のよい電力制御が行える。
【００６２】
図９は、図８の制御を行うための制御部（マイクロコンピュータを含む）の構成例である。ゼロクロスパルスＺＣＰはタイミング回路１１２の動作開始を制御する。
【００６３】
タイミング回路１１２は動作開始後、決められたタイミング（ｔ１、ｔ２、……）で信号を出力する。ＡＤ変換器１１１は一次電流検出回路１０から信号を入力し、タイミング回路１１２で規定されたタイミングでアナログーディジタル変換する。
【００６４】
同時に、切替回路１１３により各タイミングで一時記録回路１１４ー１、２、…にデータを振り分ける。記憶回路１１５ー１、２、…には各タイミング（一時記憶回路１１４ー１、２、…に対応している）に対する基準となるデータを記憶しておく。
【００６５】
ＡＤ変換器１１６は電源電圧検出回路９から信号を入力し、タイミング回路１１２で規定されたタイミングでアナログーディジタル変換し、その結果を一時記憶回路１１７に記憶させる。
【００６６】
処理部１１０は、各タイミングの一次電流検出記憶値（１１４ーｘ）と電源電圧検出値１１７および基準データ（１１５ーｘ）の相関値を比較し、制御しようとする電力に対して適切なスイツチング素子の駆動パルスを出力する。
【００６７】
図１０は、図９の構成例において、処理部１１０の最も簡単な制御ソフトウェア例を示したものであり、ゼロクロスパルスの１周期に対して一次電流の検出回数を２回とした場合である。
【００６８】
ここで、Ｖｉｎは電源電圧検出値、Ｉｉｎ１、２はｔ１、ｔ２における一次電流検出値、Ｉ１、２はｔ１、ｔ２における一次電流検出値の基準値である。
【００６９】
ｔ１は位相角５０度前後、ｔ２は位相角９０度のタイミングである。
【００７０】
ステップ２０１：一次記憶回路１１６からＶｉｎを読み込む
ステップ２０２：記憶回路１１５からＩ１、Ｉ２を読み込み、
Ｖｉｎに応じた値Ｉ１’、Ｉ２’に変換する
（電源電圧に対する許容電流を求める）
ステップ２０３：Ｉｉｎ２＞Ｉ２’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１０へ
Ｎｏ ：ステップ２０４へ
ステップ２０４：Ｉｉｎ１＞Ｉ１’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１０へ
Ｎｏ ：ステップ２０５へ
ステップ２０５：Ｉｉｎ２＜Ｉ２’か？
Ｙｅｓ：ステップ２０６へ
Ｎｏ ：ステップ２１２へ
ステップ２０６：Ｉｉｎ１＜Ｉ１’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１１へ
Ｎｏ ：ステップ２１２へ
ステップ２１０：出力設定を１レベル下げる −＞終了
ステップ２１１：出力設定を１レベル上げる −＞終了
ステップ２１２：出力設定を維持する（変更しない） −＞終了
この制御は、それぞれ２点の電流波形波高値と基準データを比較して、通電電力を決定する出力設定レベルを変更するものである。
【００７１】
この出力設定レベルをスイッチング素子の駆動パルスに変換して出力する。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷の材質や形状の差によって生じる電流波形の違いから、制御しようとする電力が一定ではなくなる現象を回避することができる。
【００７３】
また、電流や電圧波形を極力平滑せずに処理するため、電流や電圧の急変動に対して追従が早く、従来例のように追従の遅れによりインバータ回路素子に対する過電流や過電圧等のストレスを軽減することができる。
【００７４】
従って、多くの負荷において安定、一定した電力制御を行うことができ、さらに、故障の少ない誘導加熱調理器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の回路ブロツク図である。
【図２】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器のゼロクロス検出回路図である。
【図３】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器のゼロクロス検出回路の入出力波形図である。
【図４】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の電源電圧検出回路図である。
【図５】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の電源電圧検出回路の入出力波形図である。
【図６】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の一次電流検出回路図である。
【図７】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の一次電流検出回路の入出力波形図である。
【図８】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の負荷による電流波形の変化例図である。
【図９】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の制御部の構成図である。
【図１０】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の制御用マイクロコンピュータの処理例図である。
【図１１】従来の一実施例を示す誘導加熱調理器の電流等の波形検出回路図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流器
３ 平滑回路
４ 加熱コイル
５ 共振コンデンサ
６１ スイッチング素子
６２ スイッチング素子
８ ゼロクロス検出回路
９ 電源電圧検出回路
１０ 一次電流検出回路
１１ 制御部
１３ カレントトランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱調理器の電力制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、誘導加熱調理器の電力制御方法としては、入力電源電圧と入力一次側の電流を検出し、それら検出値をＡ／Ｄ変換し、演算によつて現在の入力電力を求め、目標とする電力との比較から出力設定を変化させるものが一般に知られている。
【０００３】
Ａ／Ｄ変換後の処理は、主に制御用マイクロコンピュータによってソフトウエア処理されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
誘導加熱調理器では、外来ノイズや内部ノイズの重畳などにより、アナログ入力系のノイズ防止回路が組み込まれていることが多く、さらに電源電圧変動や負荷の変動要素が大きいため、電源電圧検出回路や電源一次電流の検出回路には、電源周波数に対して十分に時定数の大きな平滑回路を挿入している場合がある。
【０００５】
その結果、図１１の如く、安定した信号として制御用マイクロコンピュータに入力することができるが、電源電圧の急変や負荷の状態が急激に変化した場合には、入力信号の変化が遅れるために、インバータを構成する部品に過電圧の印加や過電流が流れるなどの状態が発生する。
【０００６】
最悪の場合はスイツチング素子の定格オーバーによる素子破壊を引き起こすこともある。
【０００７】
逆に、電源電圧や電流検出回路では極力時定数の小さなフィルタ回路だけを挿入し、波形のピーク部分を検出し、その値を用いて電力制御を行う方式もある。
【０００８】
ただし、負荷の材質の違いによっては同一の入力電力であっても電流のピーク値が異なるということがあり、ある一つの材質の負荷のピーク値を基準として電力を制御しようとすると、他の材質の負荷の投入電力が大きくなりすぎたり、あるいは、電力が小さくなったりするという現象になる。
【０００９】
これは、負荷の材質によって、透磁率磁力線の浸透深さや表皮抵抗、電流密度が異なるためである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するものであり、交流を直流に変換する整流器と、この直流を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力をスイッチング素子により高周波電流に変換し、加熱コイル、共振コンデンサからなる共振回路に供給し、加熱コイル近傍に配置した負荷を加熱するインバータ回路と、このインバータ回路の通電電力を制御する制御部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の周波数に対して十分に小さい時定数のフィルタ回路を有する交流電源の電流を検出する一次電流検出回路とを備え、前記制御部は、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略５０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ１と、一次電流検出値の基準値Ｉ１から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ１’を比較するとともに、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略９０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ２と、一次電流検出値の基準値Ｉ２から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ２’を比較し、Ｉｉｎ２＞Ｉ２’又はＩｉｎ１＞Ｉ１’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル下げ、Ｉｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル上げ、Ｉｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を変更しないように制御するものとした。
【００１１】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明では、交流を直流に変換する整流器と、この直流を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力をスイッチング素子により高周波電流に変換し、加熱コイル、共振コンデンサからなる共振回路に供給し、加熱コイル近傍に配置した負荷を加熱するインバータ回路と、このインバータ回路の通電電力を制御する制御部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の周波数に対して十分に小さい時定数のフィルタ回路を有する交流電源の電流を検出する一次電流検出回路とを備え、前記制御部は、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略５０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ１と、一次電流検出値の基準値Ｉ１から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ１’を比較するとともに、前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略９０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ２と、一次電流検出値の基準値Ｉ２から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ２’を比較し、Ｉｉｎ２＞Ｉ２’又はＩｉｎ１＞Ｉ１’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル下げ、Ｉｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル上げ、Ｉｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合、又はＩｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を変更しないように制御する。
【００１２】
【実施例】
以下、本発明を図面を用いて説明する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施例を示す要部ブロック図であり、１００Ｖ電源系でよく使われる電流共振型の誘導加熱用インバータ回路図である。
【００１４】
商用電源１を整流器２で直流電源に変換し、チヨークコイル３１及びコンデンサ３２で構成する平滑回路３で平滑化する。
【００１５】
前記直流電源の両端にコンデンサ５１、５２を直列に接続してある。
【００１６】
同様にスイツチング素子６１と逆並列に接続したダンパダイオード７１と、スイツチング素子６２と逆並列に接続したダンパダイオード７２を直列に接続してある。
【００１７】
前記共振コンデンサ５１、５２の直列接続とスイツチング素子６１、６２の直列接続の中点同士に加熱コイル４の両端を接続してある。
【００１８】
ゼロクロス検出回路８は商用電源１のゼロクロスに同期して同期信号を発生するように商用電源１の両端に接続してある。
【００１９】
電源電圧検出回路９は商用電源１の電圧を検出するように商用電源１の両端に接続してあり、その電源電圧検出回路９の出力側に制御部１１を接続してある。
【００２０】
一次電流検出回路１０は商用電源１側からみた電流をカレントトランス１３で検出して処理に適した信号レベルに変換し、その一次電流検出回路１０に制御部１１を接続してある。
【００２１】
制御部１１は制御用マイクロコンピュータを含むインバータ制御用回路であり、ゼロクロス同期信号を入力して起動するインバータ制御プログラムを有し、電源電圧検出回路９、一次電流検出回路１０のそれぞれの検出信号を入力し、適切なインバータ通電電力を設定するスイッチング素子駆動信号をドライブ回路１２１、１２２に出力するものである。
【００２２】
次に、個々の回路をさらに詳しく説明する。
【００２３】
図２は、ゼロクロス検出回路８を示す構成図である。
【００２４】
商用電源１を整流回路８１で整流し、その出力を抵抗８２、８３で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ８４を接続してある。
【００２５】
分圧出力をトランジスタ８５のベースに接続し、エミッタは基準電位、コレクタは抵抗８６を介して制御回路用安定化電源Ｖｄｄに接続してある。
【００２６】
トランジスタ８５のコレクタ出力がゼロクロス検出パルスＺＣＰとなる。
【００２７】
図３は、ゼロクロス検出回路８の入出力波形図である。
【００２８】
入力は商用電源１の電圧波形となる。出力信号ＺＣＰは商用電源１のゼロクロス点を含む前後のタイミングで正パルスを出力するものである。
【００２９】
図４は、電源電圧検出回路９を示す構成図である。
【００３０】
商用電源１を整流回路９１で整流し、その出力を抵抗９２、９３で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ９４を接続してある。
【００３１】
この時、抵抗９２とコンデンサ９４で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数は、電源周波数に対し十分に高い周波数であるものとする。
【００３２】
図５は、電源電圧検出回路９の入出力波形図を示すものである。
【００３３】
入力は商用電源１の電圧波形となる。出力信号は、商用電源１の最大電圧がＡ／Ｄ変換器（後述）の基準電圧Ｖｒｅｆに対して低い信号にする必要がある。
【００３４】
従って、前記抵抗９２、９３で分圧比を調整しなければならない。
【００３５】
図６は、一次電流検出回路１０を示す構成図である。
【００３６】
カレントトランス１３の出力は抵抗１０１で出力電圧の調整を行い、整流回路１０２で整流する。
【００３７】
整流出力は抵抗１０３、１０４で分圧し、さらに雑音防止用のコンデンサ１０５を接続してある。
【００３８】
この時、抵抗１０３とコンデンサ１０５で構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数は、電源周波数に対して十分に高い周波数であるものとする。
【００３９】
図７は、一次電流検出回路１０の入出力波形図である。
【００４０】
入力は商用電源１からみた電流波形となる。
【００４１】
出力信号は、通電時の最大電流に対する最大電圧がＡ／Ｄ変換器（後述）の基準電圧Ｖｒｅｆに対して低い信号にする必要がある。
【００４２】
したがって、前記抵抗１０１あるいは１０３、１０４の分圧比をあらかじめ調整しなければならない。
【００４３】
次に、図８を用いて、負荷の材質等の違いによって一次電流波形が変化しても通電電力を同等にする方法を説明する。
【００４４】
本実施例においては、波形を極力平滑せずに、特定のタイミングで信号を制御部１１に入力し処理を行い、信号を平滑することにより、波形検出の遅延による保護動作の遅れなどを排除している。
【００４５】
図中、波形ｉａ、ｉｂは電源電圧波形が正弦波同電圧の場合に通電電力を同じにした場合の電流検出波形でｉａは正弦波となる電流波形、ｉｂは正弦波からずれた電流波形である。
【００４６】
Ｉａｐ、Ｉｂｐはそれぞれｉａ、ｉｂのピーク値である。
【００４７】
ＺＣＰはゼロクロス検出パルスであり、ｔ１、ｔ２はそれぞれゼロクロス点からの経過時間を示し、ｔ２はゼロクロス点とゼロクロス点の中間つまり波形のピークとなるタイミング、ｔ１はゼロクロス点とｔ２の間の時間とする。
【００４８】
Ｉａ１はｉａのｔ１における検出値である。
【００４９】
異なる材質や形状の負荷（鍋）で、同じ通電電力を得ようとした場合でも、透磁率や表皮効果による表皮抵抗の差によって、電源電圧に相似した波形とは異なる電流波形になる場合がある。
【００５０】
つまり、正弦波状の電流波形から、正弦波のｍ／ｎ乗に相似の波形となる。
【００５１】
（ｉｂ＝Ｉｂｐ×(ｓｉｎωｔ) m/n ただし ｍ／ｎ≧１．０ 式１）
ここではｉａは前者、ｉｂは後者の波形例である。
【００５２】
したがって、波形のピークを検出し、それを電力制御の基準となる電流波形と比較した場合、制御しようとする電力からずれてしまう。
【００５３】
ｉｂのピークを基準とした場合、ｉａの負荷はｉａ’の電流波形となり、通電電力は増大する。
【００５４】
また、ｉａのピークを基準とした場合、ｉｂの負荷はｉｂ’の電流波形となり、通電電力は減少する。
【００５５】
最もピーク値が低い波形は、正弦波の場合であるから、ｔ１を適切なタイミングに設定すれば、必ず他の波形の場合よりも高い値を示すことになる。
【００５６】
具体的には、位相角が約５０度の前後に設定すればよい。
【００５７】
これは各負荷が式１に近似される電流波形とした場合に各波形がほぼ一点で交差するタイミングである。ｔ１における波形ｉａの波高値をＩａ１とする。
【００５８】
波形ｉｂとなる負荷で、定格電力を投入するためには、ｉｂのピーク電流Ｉｂｐで制御する必要がある。
【００５９】
また、波形ｉａとなる負荷で定格電力を投入するためには、ｔ１における波高値をＩａ１で制御する必要がある。
【００６０】
これらの制御を同時に行うことにすれば、波形ｉａ、ｉｂのいずれも同じ電力で制御することが可能となる。
【００６１】
また、さらに複数のタイミングを設け、そのタイミングの波高値を規定して制御を行えば、より精度のよい電力制御が行える。
【００６２】
図９は、図８の制御を行うための制御部（マイクロコンピュータを含む）の構成例である。ゼロクロスパルスＺＣＰはタイミング回路１１２の動作開始を制御する。
【００６３】
タイミング回路１１２は動作開始後、決められたタイミング（ｔ１、ｔ２、……）で信号を出力する。ＡＤ変換器１１１は一次電流検出回路１０から信号を入力し、タイミング回路１１２で規定されたタイミングでアナログーディジタル変換する。
【００６４】
同時に、切替回路１１３により各タイミングで一時記録回路１１４ー１、２、…にデータを振り分ける。記憶回路１１５ー１、２、…には各タイミング（一時記憶回路１１４ー１、２、…に対応している）に対する基準となるデータを記憶しておく。
【００６５】
ＡＤ変換器１１６は電源電圧検出回路９から信号を入力し、タイミング回路１１２で規定されたタイミングでアナログーディジタル変換し、その結果を一時記憶回路１１７に記憶させる。
【００６６】
処理部１１０は、各タイミングの一次電流検出記憶値（１１４ーｘ）と電源電圧検出値１１７および基準データ（１１５ーｘ）の相関値を比較し、制御しようとする電力に対して適切なスイツチング素子の駆動パルスを出力する。
【００６７】
図１０は、図９の構成例において、処理部１１０の最も簡単な制御ソフトウェア例を示したものであり、ゼロクロスパルスの１周期に対して一次電流の検出回数を２回とした場合である。
【００６８】
ここで、Ｖｉｎは電源電圧検出値、Ｉｉｎ１、２はｔ１、ｔ２における一次電流検出値、Ｉ１、２はｔ１、ｔ２における一次電流検出値の基準値である。
【００６９】
ｔ１は位相角５０度前後、ｔ２は位相角９０度のタイミングである。
【００７０】
ステップ２０１：一次記憶回路１１６からＶｉｎを読み込む
ステップ２０２：記憶回路１１５からＩ１、Ｉ２を読み込み、
Ｖｉｎに応じた値Ｉ１’、Ｉ２’に変換する
（電源電圧に対する許容電流を求める）
ステップ２０３：Ｉｉｎ２＞Ｉ２’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１０へ
Ｎｏ ：ステップ２０４へ
ステップ２０４：Ｉｉｎ１＞Ｉ１’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１０へ
Ｎｏ ：ステップ２０５へ
ステップ２０５：Ｉｉｎ２＜Ｉ２’か？
Ｙｅｓ：ステップ２０６へ
Ｎｏ ：ステップ２１２へ
ステップ２０６：Ｉｉｎ１＜Ｉ１’か？
Ｙｅｓ：ステップ２１１へ
Ｎｏ ：ステップ２１２へ
ステップ２１０：出力設定を１レベル下げる −＞終了
ステップ２１１：出力設定を１レベル上げる −＞終了
ステップ２１２：出力設定を維持する（変更しない） −＞終了
この制御は、それぞれ２点の電流波形波高値と基準データを比較して、通電電力を決定する出力設定レベルを変更するものである。
【００７１】
この出力設定レベルをスイッチング素子の駆動パルスに変換して出力する。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷の材質や形状の差によって生じる電流波形の違いから、制御しようとする電力が一定ではなくなる現象を回避することができる。
【００７３】
また、電流や電圧波形を極力平滑せずに処理するため、電流や電圧の急変動に対して追従が早く、従来例のように追従の遅れによりインバータ回路素子に対する過電流や過電圧等のストレスを軽減することができる。
【００７４】
従って、多くの負荷において安定、一定した電力制御を行うことができ、さらに、故障の少ない誘導加熱調理器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の回路ブロツク図である。
【図２】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器のゼロクロス検出回路図である。
【図３】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器のゼロクロス検出回路の入出力波形図である。
【図４】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の電源電圧検出回路図である。
【図５】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の電源電圧検出回路の入出力波形図である。
【図６】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の一次電流検出回路図である。
【図７】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の一次電流検出回路の入出力波形図である。
【図８】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の負荷による電流波形の変化例図である。
【図９】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の制御部の構成図である。
【図１０】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の制御用マイクロコンピュータの処理例図である。
【図１１】従来の一実施例を示す誘導加熱調理器の電流等の波形検出回路図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流器
３ 平滑回路
４ 加熱コイル
５ 共振コンデンサ
６１ スイッチング素子
６２ スイッチング素子
８ ゼロクロス検出回路
９ 電源電圧検出回路
１０ 一次電流検出回路
１１ 制御部
１３ カレントトランス
Claims (1)
- 交流を直流に変換する整流器と、この直流を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力をスイッチング素子により高周波電流に変換し、加熱コイル、共振コンデンサからなる共振回路に供給し、加熱コイル近傍に配置した負荷を加熱するインバータ回路と、このインバータ回路の通電電力を制御する制御部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、交流電源の周波数に対し十分に小さい時定数のフィルタ回路を有する交流電源の電流を検出する一次電流検出回路とを備え、
前記制御部は、
前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略５０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ１と、一次電流検出値の基準値Ｉ１から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ１’を比較するとともに、
前記ゼロクロス検出回路により検出したゼロクロス点から略９０度の位相角における前記一次電流検出回路の一次電流検出値Ｉｉｎ２と、一次電流検出値の基準値Ｉ２から前記電源電圧検出回路の検出値に応じて求めた電源電圧に対する許容電流値Ｉ２’を比較し、
Ｉｉｎ２＞Ｉ２’又はＩｉｎ１＞Ｉ１’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル下げ、
Ｉｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を１レベル上げ、
Ｉｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合又はＩｉｎ１＝Ｉ１’かつＩｉｎ２＜Ｉ２’の場合又はＩｉｎ１＜Ｉ１’かつＩｉｎ２＝Ｉ２’の場合は前記インバータ回路の通電電力を変更しないように制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
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