JP3967472B2

JP3967472B2 - Ｃｄｍａ受信機

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Publication number: JP3967472B2
Application number: JP25268798A
Authority: JP
Inventors: 嘉伸芳賀; 卓三上
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-09-07
Filing date: 1998-09-07
Publication date: 2007-08-29
Anticipated expiration: 2018-09-07
Also published as: GB9917828D0; KR20000022685A; GB2342019B; GB2342019A; JP2000082975A; US6507603B1; KR100547551B1; CN1251485A; CN1242583C

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＣＤＭＡ受信機に係わり、特に、所定の拡散符号列で拡散したデータを含む信号を受信し、受信信号を所定サンプリング速度でサンプリングして得られる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算し、相関値が最大となるタイミングを逆拡散開始タイミングとするＣＤＭＡ受信機に関する。
近年の移動通信分野においては、端末の小型化競争が激しく、低消費電力化が求められている。本発明は低消費電力化が可能なＣＤＭＡ受信機を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ワイヤレスマルチメディア通信を実現する次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct Sequence Code Division Multiple Access:直接拡散符号分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信システムの開発が進められている。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、基地局は制御情報やユーザ情報を拡散符号で多重して伝送し、各移動局は基地局より制御情報を受信すると共に、基地局より指定された拡散符号を用いて伝送情報を拡散して伝送する。又、移動局は該制御情報を取り込むことにより種々の制御たとえば位置登録、周辺基地局の情報収集などを行なうと共に発呼、着信待ち受け制御などを行う。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、移動局が基地局より制御情報を受信するためには、拡散変調された拡散データの開始タイミング（位相）を識別することが必要である。
【０００３】
図１３は制御チャネル及びユーザチャネルの送信データを符号多重して伝送する基地局装置のＣＤＭＡ送信機の構成図である。図中、１１₁〜１１nはそれぞれ制御／ユーザチャネルの拡散変調部であり、それぞれ、フレーム生成部２１、フレームデータを並列データに変換する直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）２２、拡散回路２３を備えている。フレーム生成部２１は、直列の送信データＤ₁を発生する送信データ発生部２１ａ、パイロット信号Ｐを発生するパッロット信号発生部２１ｂ、直列データＤ₁を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパイロット信号Ｐを挿入してフレーム化するフレーム化部２１ｃを備えている。パイロット信号はたとえばオール”１”で、伝送による位相回転量を受信機において認識してデータにその分逆方向に位相回転を施すためのものである。
【０００４】
Ｓ／Ｐ変換部２２はフレームデータ（パイロット信号及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase compornent)データと直交成分（Ｑ成分：Quadrature compornent)データの２系列Ｄ_I，Ｄ_Qに変換する。
拡散回路２３は基地局固有のｐｎ系列（ロングコード）を発生するｐｎ系列発生部２３ａ、制御チャネルやユーザチャネル固有の直交ゴールド符号(ショートコード）を発生するショートコード発生器２３ｂ、ロングコードとショートコードのEOR（排他的論理和）を演算して拡散符号Ｃ₁を出力するEXOR回路２３ｃ、２系列のデータＤ_I，Ｄ_Q（シンボル）と拡散符号Ｃ₁の排他的論理和を演算して拡散変調するＥＸＯＲ回路２３ｄ、２３ｅを備えている。尚、”１”はレベル−１、”０”はレベル１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同じである。
【０００５】
１２ｉは各制御チャネル、ユーザチャネルの拡散変調部１１₁〜１１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号Ｖ_Iを合成してＩ成分の符号多重信号ΣＶ_Iを出力する合成部、１２ｑは各拡散変調部１１₁〜１１nから出力されるＱ成分の拡散変調信号Ｖ_Qを合成してＱ成分の符号多重信号ΣＶ_Qを出力する合成部、１３ｉ，１３ｑは各符号多重信号ΣＶ_I，ΣＶ_Qの帯域を制限するＦＩＲ構成のチップ整形フィルタ、１４ｉ，１４ｑは各フィルタ１３ｉ，１３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、１５はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶ_I，ΣＶ_QにＱＰＳＫ直交変調を施して出力する直交変調器、１６は直交変調器の出力信号周波数を無線周波数に変換すると共に高周波増幅して送出する送信回路、１７はアンテナである。
【０００６】
図１４は移動局の受信装置の構成図であり、２１はアンテナ、２２は受信回路であり、増幅動作やＲＦからＩＦへの周波数変換動作を行うもの、２３はＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力するＱＰＳＫ直交検波部、２４は検波出力であるベースバンドのアナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに変換するＡＤコンバータ、２５は基地局と同一の拡散符号列をＩ，Ｑデータに乗算して逆拡散する逆拡散回路、２６は同期検波、データ判定、誤り訂正等を行うデータ復調部、２７はサーチャである。
【０００７】
サーチャ２７は、相関演算を行うマッチトフィルタ３１、拡散開始タイミング（位相）を識別するタイミング同定部３２、参照符号列を発生するためのコードテーブル３３を備えている。マッチトフィルタ３１は、逆拡散開始のタイミングを同定するために、受信した拡散データ列と参照符号列との相関演算を行う。タイミング同定部３２は受信した拡散データ列と参照符号列との相関値が設定レベル以上になるタイミングに基づいて拡散開始タイミング（位相）を取得する。
【０００８】
図１５はマッチトフィルタの構成及び逆拡散タイミング特定法の説明図である。マッチトフィルタ３１において３１ａはベースバンドの拡散データ列をチップ周波数で順次シフトする(n+1)チップのシフトレジスタ（ｓ₀〜ｓn）、３１ｂは参照符号である拡散符号列をチップ周波数で順次シフトする (n+1)チップのシフトレジスタ（ｃ₀〜ｃn)、３１ｃはベースバンドの拡散データ列と拡散符号列の対応ビットを乗算する(n+1)個の乗算器(MP₀〜MPn)、３１ｄは各乗算回路の出力を加算する加算回路である。
【０００９】
受信した拡散データ列と参照符号列との相関演算をマッチトフィルタ３１で行うと、これら拡散データ列と参照符号列の位相が一致した時点において相関値が大きくなる。そこで、タイミング同定部３２はマッチトフィルタ３１より出力する相関値を監視し、該相関値が設定レベルより大きくなった時点を逆拡散の開始タイミングと同定して出力する。
【００１０】
以上は、直交検波器２３（図１４）の出力信号をチップ周波数でサンプリング、ＡＤ変換して得られる拡散データ列をシフトレジスタ３１ａに入力した場合であり、１チップ期間につき１個の相関値が得られる。しかし、サンプリング周波数を高速にすると１チップ期間に複数の相関値を得ることができる。図１６はオーバーサンプリング数と相関値出力の関係を示すシミュレーション結果説明図であり、８オーバーサンプリング時のＭＦ相関値出力を示している。シュミレーション条件は、
(1) 拡散コード：Ｍ系列(x¹⁸+x⁷+1)、
(2) 拡散率：１６,
(3) ＭＦタップ数：２５６タップ,
(4) ロールオフ特性：sin曲線で代用、
である。
【００１１】
このＭＦ相関値出力特性より明らかなように、８オーバーサンプリングにより、１チップ期間につき８個の相関値を得ることができる。例えば、アイパターンの一番開いている所をサンプリングした時の相関値出力を１とすると、1/8チップ離れると約0.5dB劣化し、2/8チップ離れると約3dB劣化し、4/8チップ離れると相関値出力なしとなる。
以上より、(1) サンプリング周波数をチップ周波数のｎ倍にすると、すなわち、ｎオーバサンプリングにすると、相関値を１／ｎチップの位相間隔で得ることができる。従って、サンプリング周波数がチップ周波数と等しい場合に比べｎ倍の位相精度で相関値が最大のタイミングすなわち逆拡散タイミングを得ることができる。
【００１２】
又、ＭＦ相関値出力特性より、(2) マッチトフィルタの相関演算のタイミングが正規のタイミングからから±１／２チップ以上ずれると逆拡散出力が得られないこと、及び、又、該ズレ(位相差)が±１／２チップ以内であっても、位相差が大きくなると逆拡散出力が小さくなることがわかる。
図１７はオーバサンプリング数ｎ＝４，８，１６の場合における受信回線品質（C/N比）とBER(Bit Error Rate)の関係図である。１は４倍オーバサンプリング時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２は８倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性、３は１６倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性である。オーバサンプリング数が大きいほど同一のC/N比に対してBERは小さくなっており、これにより、受信状態が悪い場合でもオーバサンプリング数を増加すればBERを小さくできることがわかる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
相関器において逆拡散を行う場合、逆拡散タイミングが１チップずれると逆拡散出力が得られない。又、位相ずれが大きくなるほど逆拡散出力が小さくなる。特に、受信レベルが小さいと、位相ずれによる影響が大きく、位相差によりビットエラーが増大する。このため、従来はマッチトフィルタのサンプルレートを大きくして逆拡散開始タイミングの検出精度を向上させている。
しかし、マッチトフィルタは図１５に示すようにベースバンドの拡散データ用と参照符号列用の２つのシフトレジスタ３１ａ，３１ｂ、それらを乗算するための乗算回路３１ｃおよび積分するための加算回路３１ｄからなっている。さらに，マッチトフィルタ３１にはＡ／Ｄコンバータ２４（図１４）が接続されており、これらを含めると回路規模が非常に大きく、動作周波数が高くなれば高くなるほど消費電力が大きくなってしまい、低消費電力化のネックとなっている。このため、マッチトフィルタのサンプルレートを大きくする従来のＣＤＭＡ受信機は消費電力が大きくなる問題があった。
以上より、本発明の目的は低消費電力化が可能であり、しかも、逆拡散タイミングの検出精度を維持できるＣＤＭＡ受信機を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上課題は本発明によれば、受信状態を検出する受信状態検出部、受信状態の良否に応じてサンプリング速度を決定するサンプリング制御部、受信信号を前記サンプリング速度でサンプリングしてなる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算する相関器（マッチトフィルタ）、相関値が最大となるタイミングを求め、該タイミングを逆拡散開始タイミングとするタイミング検出部を備えたＣＤＭＡ受信機により達成される。すなわち、受信状態が良ければオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、これにより低消費電力を可能にし、受信状態が悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タイミングの検出精度を向上する。
【００１５】
前記受信状態を検出する受信状態検出部として、▲１▼受信電界強度を検出する受信電界強度検出部、▲２▼ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出部、▲３▼逆拡散後の信号電力を検出するパワー検出部、▲４▼逆拡散後のＳＩＲ（信号干渉波比）を検出するＳＩＲ検出部、▲５▼受信符号のビットエラーレートを検出するビットエラーレート検出部を用いることができる。
又、制御の初期段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に応じてサンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電力またはＳＩＲに応じて、あるいは、更にビットエラーレートに応じてサンプリング速度を制御する。このようにすれば、初期同期時などチャネル推定が未だ行われていない段階からマッチトフィルタのサンプリング速度を制御することができ、サンプリング速度の最適速度への収束時間を短縮でき、また、ＣＤＭＡ受信機の消費電力を小さくできる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（ａ）第１実施例
図１は受信電界強度を検出し、その検出値に応じてマッチトフィルタのオーバーサンプル数を制御する本発明の第１のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
図中、５１はアンテナ、５２はアンテナ受信信号を高周波増幅動作やＲＦからＩＦへの周波数変換動作などを行う無線部、５３はＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力すると共に、該アナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに変換して出力するベースバンド部である。なお、ベースバンド部５３のＡＤコンバータ（後述）はチップ速度の２ⁿ倍のオーバサンプリング速度でアナログＩ，Ｑ信号をサンプリングし、ＡＤ変換してベースバンドのデジタルの受信拡散データ列を出力する。
５４は基地局と同一の拡散コードを用いて発生した拡散符号列をベースバンド５３から出力するＩ，Ｑデータに乗算して逆拡散する逆拡散回路、５５ａは同期検波を行う同期検波器、５５ｂは、データ判定及び、誤り訂正等を行う符号判定／誤り訂正部、５６はＳＩＲ（Signal Interference Ratio)を検出して出力するＳＩＲ検出部、５７は所定の拡散コードタイミングで参照符号列を発生する拡散符号列発生器である。
【００１７】
５８はマッチトフィルタ(相関器)であり、チップ速度の２ⁿ倍のオーバサンプリング速度でＡＤ変換されたベースバンドの受信拡散データ列を入力され、該受信拡散データ列と参照符号列との相関値を演算して出力するもの、５９はマッチトフィルタ５８から出力する相関値が最大となるタイミングを検出して逆拡散タイミングとするタイミング検出部である。
６０は受信電界強度RSSI(Receive Signal Strength Indication)を検出する RSSI検出部で、無線部５２の中間周波増幅器の出力より、あるいはベースバンド部５３の検波出力よりRSSIを検出する。６１はサンプリング制御部であり、受信状態の良否、すなわち、受信電界強度に基づいてマッチトフィルタ３１のサンプリング周波数（オーバーサンプル数）を制御し、該周波数を有するクロック信号Ｃ_SPLを発生するものである。オーバサンプル数ｎとは、サンプリング周波数がチップ周波数のｎ倍であることを意味する。
【００１８】
図２は無線部とベースバンド部の構成図である。無線部５２において、５２ａはアンテナ同調部、５２ｂは高周波増幅器、５２ｃはＲＦ信号をＩＦ信号に変換する周波数変換部、５２ｄはＩＦ増幅器、５２ｅはＩＦ出力レベルに基づいて高周波増幅器のゲインを制御してＩＦ出力が一定値になるよう制御するＡＧＣ回路で、RSSI検出部６０（図１）はＩＦ増幅器５２ｄの出力信号よりRSSIを検出する。ベースバンド部５３において、５３ａはＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力するＱＰＳＫ直交検波部、５３ｂはサンプリング制御部６１から出力する所定サンプリング周波数のクロック信号Ｃ_SPLに基づいてアナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータ（ベースバンドの拡散データ列）に変換して出力するＡＤ変換器である。
【００１９】
図３はサンプリング制御部６１の周辺回路構成図であり、図１、図２と同一部分には同一符号を付している。サンプリング制御部６１において、６１ａはＲＯＭテーブルであり、検出されたRSSI値に対して最適なマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数が予め書き込まれている。このＲＯＭテーブル６１ａには、例えば、(1) オーバサンプル数を２²（＝４）から２³（＝８）、あるいは８から４にする受信電界強度の第１のしきい値ＳＨ４として50dBμ、(2) オーバサンプル数を２³（＝８）から２⁴（＝１６）、あるいは１６から８にする受信電界強度の第２のしきい値ＳＨ８として20dBμが記憶されている。６１ｂはRSSI値に基づいてオーバサンプル数(オーバサンプリング周波数)を決定する制御回路、６１ｃは制御回路６１ｂが決定したオーバサンプル数に応じたサンプリング周波数のクロック信号Ｃ_SPLを発生する可変クロック発生部である。この可変クロック発生部６１ｃの出力クロックと拡散符号列発生器５７に入力する拡散コードタイミングは同期制御される。
【００２０】
図４はサンプリング制御部６１の制御回路６１ｂによるオーバサンプル数決定処理フローであり、受信電界強度に応じてオーバサンプル数を４，８，１６の間で切り替える場合である。
ＣＤＭＡ受信機の起動時、オーバサンプル数Ｎを８に初期設定する（ステップ１０１）。ついで、RSSI検出部６０よりRSSI値を所定時間取り込み(ステップ１０２）、その平均値ＡＶＧを計算して記憶する（ステップ１０３）。平均値算出後、ＲＯＭテーブル６１ａを参照して第１のしきい値ＳＨ４（＝50dBμ)を読み取り（ステップ１０４）、ＡＶＧ＞ＳＨ４（＝50dBμ)であるか判定する（ステップ１０５）。ＡＶＧ＞ＳＨ４であれば、すなわち、受信状態が良好であれば、オーバサンプル数Ｎを４に減小し（ステップ１０６）、ステップ１０２に戻り以降の処理を繰り返す。
【００２１】
一方、ステップ１０５において、ＡＶＧ≦ＳＨ４（＝50dBμ)であれば、ＲＯＭテーブル６１ａを参照して第２のしきい値ＳＨ８（＝20dBμ)を読み取り（ステップ１０７）、ＡＶＧ＞ＳＨ８（＝20dBμ)であるか判定する（ステップ１０８）。ＡＶＧ＞ＳＨ８であれば、すなわち、受信電界強度が20dBμ〜50dBμであり、受信状態が普通あるいはそれほど悪くなければオーバサンプル数Ｎを８にし（ステップ１０９）、ステップ１０２に戻って以降の処理を繰り返す。
しかし、ステップ１０８において、ＡＶＧ≦ＳＨ８（＝20dBμ)であれば、すなわち、受信状態が悪ければ、オーバサンプル数Ｎを１６にし（ステップ１１０）、ステップ１０２に戻り以降の処理を繰り返す。
以上のように、受信状態が良ければオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にして低消費電力化を可能にし、受信状態が悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タイミングの検出精度を向上する。
なお、以上では、受信電界強度に応じてオーバサンプル数を３段階に切り替えた場合であるが、２段階あるいは４段階以上に切り替えるよう構成することもできる。
【００２２】
（ｂ）第２実施例
図５は本発明の第２実施例の構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、その替わりにＡＧＣ（自動利得制御）電圧を検出するＡＧＣ電圧検出部６５を設けている点、サンプリング制御部６１が受信状態の良否をRSSI値により決定せずＡＧＣ電圧により決定し、ＡＧＣ電圧に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数を制御する点である。
受信状態が良好の場合、ＩＦ増幅器５２ｄ（図２参照）の出力が大きくなり、ＡＧＣ回路５２ｅの出力であるＡＧＣ制御電圧が小さくなる。逆に、受信状態が良好でない場合、ＩＦ増幅器５２ｄの出力が小さくなり、ＡＧＣ制御電圧が大きくなる。ＡＧＣ電圧検出部６５はこのＡＧＣ制御電圧を検出してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１はＡＧＣ制御電圧が小さければ受信状態が良好であるからオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、ＡＧＣ制御電圧が大きければ受信状態が不良であるからオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、ＡＧＣ制御電圧値に基づいて２段階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことができる。
以上では、ＡＧＣ増幅器のゲインをＡＧＣ制御電圧で制御して出力を一定にする場合である。ＡＧＣ増幅器の替わりにステップアッテネータを用い、その減衰度を制御して出力を一定にすることもでき、かかる場合には、ステップアッテネータ制御電圧に基づいてオーバサンプル数を制御する。
【００２３】
（ｃ）第３実施例
図６は本発明の第３実施例の構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、替わって同期検波器５５ａの出力信号（逆拡散信号）の電力を検出するパワー検出部７０を設けている点、サンプリング制御部６１が受信状態の良否を逆拡散信号電力により決定し、逆拡散信号電力に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数を切り替える点である。
受信状態が良好の場合、逆拡散信号電力が大きくなり、逆に、受信状態が良好でない場合、逆拡散信号電力が小さくなる。パワー検出部７０はこの逆拡散信号電力を検出してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１はパワー検出７０から入力する逆拡散信号電力を参照し、電力が大きければ受信状態は良好であるとみなしてオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、逆拡散信号電力が小さければ受信状態は良好でないと判定してオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリング制御部６１は逆拡散信号電力値に基づいて２段階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことができる。
【００２４】
基地局よりの拡散データ列を１つの基地局コード（拡散符号）を用いて受信するシングルコードの場合、逆拡散信号電力をそのまま制御パラメータに使用できる。しかし、ソフトハンドオフのように複数の基地局よりの拡散データ列を複数の基地局コードを用いて同時に受信するマルチコードの場合などは、各基地局よりの拡散データ列を逆拡散して得られる逆拡散信号電力のうち最小の電力を求め、該最小電力に基づいてオーバサンプル数を決定する。
図７は逆拡散信号電力の算出構成図で、ＭＰは乗算器、ＡＶＲは平均値回路である。逆拡散、同期検波により得られたＩ信号（In-Phase 信号)、Ｑ信号(Quadrature 信号)はI-Q複素表記するとI+jQ＝(I²+Q²)^1/2exp(jθ)となる。従って、乗算部ＭＰでｒ＝(I+jQ)とその複素共役ｒ^*＝(I-jQ)を掛け合わせ、しかる後、平均値回路ＡＶＲで平均化して電力(I²+Q²)を出力する。
【００２５】
（ｄ）第４実施例
図８は本発明の第４実施例の構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除している点、サンプリング制御部６１が受信状態の良否をＳＩＲにより決定し、ＳＩＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数を切り替える点である。第３実施例では逆拡散信号電力が大きければ受信状態が良好であるとしている。しかし、干渉波も大きい場合があり、かかる場合には良好な受信状態と云えない。すなわち、逆拡散信号電力が大きければ受信状態が良好であると必ずしも云えない。これに対して、受信状態が良好であれば必ずＳＩＲが大きくなり、逆に、受信状態が良好でなければＳＩＲが小さくなる。
ＳＩＲ検出部５６はＳＩＲを検出してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１はＳＩＲ検出部５６から入力するＳＩＲの大小を判断し、ＳＩＲが大きければ受信状態が良好であるからオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、ＳＩＲが小さければ受信状態が不良であるからオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリング制御部６１はＳＩＲに基づいて２段階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことができる。
【００２６】
図９（ａ）はＳＩＲ検出装置の構成図である。図中、５６ａは信号点位置変更部であり、図９（ｂ）に示すようにＩ−ｊＱ複素平面における受信信号点の位置ベクトルＲ（Ｉ成分はＲ_I、Ｑ成分はＲ_Q）を第１象限に縮退するものである。具体的には、信号点位置変更部５６ａは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分（同相成分）Ｒ_I及びＱ成分（直交成分）Ｒ_Qの絶対値をとって該位置ベクトルをＩ−ｊＱ複素平面の第１象限信号に変換する。５６ｂはＮシンボル分の受信信号点位置ベクトルの平均値ｍを演算する平均値演算部、５６ｃは平均値ｍのＩ，Ｑ軸成分を二乗して加算することによりｍ²（希望信号の電力Ｓ）を演算する希望波電力演算部である。５６ｄは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分Ｒ_I、Ｑ成分Ｒ_Qを二乗して加算することにより、すなわち次式
Ｐ＝Ｒ_I ²＋Ｒ_Q ²
を演算することにより、受信電力Ｐを計算する受信電力算出部である。５６ｅは受信電力の平均値を演算する平均値演算部、５６ｆは受信電力の平均値からｍ²（希望波電力Ｓ）を減算して干渉波電力Ｉを出力する減算器、５６ｇは希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式
ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ
によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
【００２７】
（ｅ）第５実施例
図１０は本発明の第５実施例の構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し，替わってＢＥＲ測定部８０を設けている点、サンプリング制御部６１が受信状態の良否をＢＥＲ（Bit Error Rate)により決定し、ＢＥＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数を切り替える点である。
符号判定／誤り訂正部５５ｂはデータに予め付加されている誤り検出訂正用コード(Error Correction Code)を用いて誤り検出訂正を行い、識別した符号を出力すると共に、誤り検出時に誤り検出信号をＢＥＲ測定部８０に入力する。ＢＥＲ測定部８０は誤り検出信号を計数し一定時間毎の誤り検出回数をＢＥＲとしてサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１はＢＥＲとしきい値との大小を判断し、ＢＥＲが小さければ受信状態が良好であるからオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、ＢＥＲが大きければ受信状態が良好でないからオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリング制御部６１はＢＥＲに基づいて２段階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことができる。
【００２８】
図１１は第５実施例におけるオーバサンプル数切替制御の説明図で、１は４倍オーバサンプリング時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２は８倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性、３は１６倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性である。サンプリング数の変更判定しきい値をBER=1×10^-5とすれば、図中の太線で示すようにオーバサンプリング数が遷移する。すなわち、C/N比＞15.6dBでは４オーバーサンプル動作、13dB＜C/N比＜15.6dBでは８オーバーサンプル動作、C/N比＜13dBでは１６オーバーサンプル動作となる。
以上では、ＥＣＣコードによる誤り検出によりＢＥＲを測定した場合であるが、同期ワードなどのユニークワードや既知のビット列を送信側においてあらかじめスロット挿入しておき、受信側においてそのビット列を用いてフレーム単位等の一定時間内の平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）を測定し、その測定結果に応じてマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数を制御することもできる。
【００２９】
（ｆ）第６実施例
図１２は本発明の第６実施例の構成図であり、複数段階にわたってオーバサンプル数を制御する実施例であり、第１〜第５実施例と同一部分には同一符号を付している。第６実施例は、▲１▼チャネル推定が不可能な制御の初期段階では受信電界強度(RSSI値)またはＡＧＣ制御電圧値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数の制御を行い、▲２▼逆拡散が可能となる次の段階では、逆拡散信号電力あるいはＳＩＲに基づいてマッチトフィルタのオーバサンプル数の最適化制御を行い、▲３▼ＢＥＲが得られる最後の段階では、ＢＥＲ値に基づいてマッチトフィルタのオーバーサンプル数を微調整する。
【００３０】
すなわち、チャネル推定が不可能な制御の初期段階において、RSSI検出部６０あるいはＡＧＣ電圧検出部６５は、受信電界強度RSSIあるいはＡＧＣ制御電圧を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。
ついで、逆拡散可能状態になれば、ＳＩＲ検出部５６あるいは逆拡散信号電力検出部７０はＳＩＲあるいは逆拡散信号電力を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。
しかる後、ＢＥＲが得られる状態になれば、ＢＥＲ測定部８０はＢＥＲを測定してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１は該ＢＥＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。
【００３１】
以上より、制御の初期段階からマッチトフィルタのオーバサンプル数を制御できるため高速のオーバサンプル数制御ができ、しかも、オーバサンプル数の最適化制御及びオーバサンプル数の収束時間の高速化が可能になる。
なお、以上では３段階でオーバサンプル数を制御した場合であるが、３段階のいずれかを省略して２段制御とするか、または各段階の検出をさらに分割し数段階の制御を行うように構成することができる。
又、各段階のオーバーサンプル数制御において、制御ループ収束の高速化および最適化のために、制御係数に重み付けを行うことも可能である。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００３２】
【発明の効果】
以上本発明によれば、受信状態が良い場合にはオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィルタの動作速度を低速にし、受信状態が良好でない場合のみマッチトフィルタの動作速度を高速にして逆拡散タイミングの検出精度を向上するようにしたから、低消費電力化が可能となり、しかも、受信状態が良好でない場合であっても逆拡散タイミングの検出精度を向上することができる。
又、本発明によれば、受信状態を検出する受信状態検出部として、▲１▼受信電界強度を検出する受信電界強度検出部、▲２▼ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出部、▲３▼逆拡散後の信号パワーを検出するパワー検出部、▲４▼逆拡散後のＳＩＲを検出するＳＩＲ検出部、▲５▼受信符号のビットエラーを検出するビットエラー検出部を用いることができる。このため、本発明によれば、適宜の手段を用いて低消費電力化及び逆拡散タイミングの検出精度の向上が可能になる。
【００３３】
又、本発明によれば、制御の初期段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に基づいてサンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電力またはＳＩＲに基づいて、あるいは、更にビットエラーレートに基づいてサンプリング速度を制御するようにしたから、初期起動時などチャネル推定が未だ行われていない段階からマッチトフィルタのサンプリング速度を制御することができ、このため、サンプリング速度の最適化及び制御の収束時間を短縮でき、また、消費電力を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図２】無線部及びベースバンド部の構成図である。
【図３】サンプリング制御部の周辺回路構成例である。
【図４】オーバーサンプル数決定処理フローである。
【図５】本発明の第２のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図６】本発明の第３のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図７】電力算出構成図である。
【図８】本発明の第４のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図９】ＳＩＲ検出装置の構成及び動作説明図である。
【図１０】本発明の第５のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図１１】第５実施例によるオーバサンプル数の切替制御説明図である。
【図１２】本発明の第６のＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図１３】ＣＤＭＡ送信機の構造図である。
【図１４】移動局の受信装置の構成図である。
【図１５】マッチトフィルタの構成及び逆拡散タイミング特定法の説明図である。
【図１６】オーバーサンプリング数と相関値出力の関係を示す説明図である。
【図１７】サンプリング数状態遷移説明図である。
【符号の説明】
５１・・アンテナ
５２・・無線部
５３・・ベースバンド部
５４・・相関器（逆拡散回路）
５５・・符号判定／誤り訂正部
５６・・ＳＩＲ検出部
５７・・拡散符号列発生器
５８・・マッチトフィルタ
５９・・タイミング検出部
６０・・RSSI検出部
６１・・サンプリング制御部

Claims

所定の拡散符号列で拡散したデータを含む信号を受信し、受信信号を所定サンプリング速度でサンプリングして得られる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算し、相関値が最大となるタイミングを逆拡散開始タイミングとするＣＤＭＡ受信機において、
受信状態を検出する受信状態検出部、
受信状態の良否に応じてサンプリング速度を決定するサンプリング制御部、
受信信号を前記サンプリング速度でサンプリングしてなる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算する相関器、
相関値が最大となるタイミングを求めるタイミング検出部を備えたことを特徴とするＣＤＭＡ受信機。
サンプリング制御部は、受信状態が良好であればサンプリング速度が低くなるように制御することを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
前記受信状態検出部は受信電界強度を検出する受信電界強度検出部を備え、サンプリング制御部は強電界時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、弱電界時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
前記受信状態検出部はＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出部を備え、サンプリング制御部はＡＧＣ制御電圧が小さい時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、大きい時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
前記受信状態検出部は逆拡散後の信号パワーを検出するパワー検出部を備え、サンプリング制御部は信号パワーが大きい時にオーバサンプル数を小さくし、小さい時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
前記受信状態検出部は逆拡散後のＳＩＲ（信号干渉比）を検出するＳＩＲ検出部を備え、サンプリング制御部はＳＩＲが大きい時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、小さい時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
前記受信状態検出部は受信符号のビットエラーレートを検出するビットエラーレート検出部を備え、サンプリング制御部はビットエラーレートが小さい時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、大きい時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
前記サンプリング制御部は、制御の初期段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に応じてサンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散後の信号パワーまたはＳＩＲに応じてサンプリング速度を制御し、更にビットエラーレートを取得できるようになれば該ビットエラーレートに応じてサンプリング速度を制御することを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。