JP2000082975A - Ｃｄｍａ受信機 - Google Patents
Ｃｄｍａ受信機Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低消費電力及び逆拡散開始タイミングの検出
精度を向上する。 【解決手段】 受信状態検出部(RSSI検出部)６０におい
て受信状態を検出し、サンプリング制御部６１は受信状
態の良否に応じてマッチトフィルタ５８のオーバサンプ
ル数（サンプリング速度）を決定し、マッチトフィルタ
５８は該サンプリング速度でサンプリングしてなる受信
拡散データ列と参照符号列（ショートコード）との相関
値を演算し、タイミング検出部５９は相関値が最大とな
るタイミングを逆拡散開始タイミングとする。サンプリ
ング制御部６１は受信状態が良ければオーバーサンプル
数を少なくしてマッチトフィルタ５８の動作速度を低速
にして低消費電力化を可能にし、受信状態が悪ければオ
ーバサンプル数を多くして逆拡散タイミングの検出精度
を向上する。
精度を向上する。 【解決手段】 受信状態検出部(RSSI検出部)６０におい
て受信状態を検出し、サンプリング制御部６１は受信状
態の良否に応じてマッチトフィルタ５８のオーバサンプ
ル数（サンプリング速度）を決定し、マッチトフィルタ
５８は該サンプリング速度でサンプリングしてなる受信
拡散データ列と参照符号列（ショートコード）との相関
値を演算し、タイミング検出部５９は相関値が最大とな
るタイミングを逆拡散開始タイミングとする。サンプリ
ング制御部６１は受信状態が良ければオーバーサンプル
数を少なくしてマッチトフィルタ５８の動作速度を低速
にして低消費電力化を可能にし、受信状態が悪ければオ
ーバサンプル数を多くして逆拡散タイミングの検出精度
を向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＣＤＭＡ受信機に係
わり、特に、所定の拡散符号列で拡散したデータを含む
信号を受信し、受信信号を所定サンプリング速度でサン
プリングして得られる拡散データ列と参照符号列との相
関値を演算し、相関値が最大となるタイミングを逆拡散
開始タイミングとするＣＤＭＡ受信機に関する。近年の
移動通信分野においては、端末の小型化競争が激しく、
低消費電力化が求められている。本発明は低消費電力化
が可能なＣＤＭＡ受信機を提供するものである。
わり、特に、所定の拡散符号列で拡散したデータを含む
信号を受信し、受信信号を所定サンプリング速度でサン
プリングして得られる拡散データ列と参照符号列との相
関値を演算し、相関値が最大となるタイミングを逆拡散
開始タイミングとするＣＤＭＡ受信機に関する。近年の
移動通信分野においては、端末の小型化競争が激しく、
低消費電力化が求められている。本発明は低消費電力化
が可能なＣＤＭＡ受信機を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】ワイヤレスマルチメディア通信を実現す
る次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct S
equence Code Division Multiple Access:直接拡散符号
分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信
システムの開発が進められている。かかるCDMAデジタル
セルラー無線通信システムにおいて、基地局は制御情報
やユーザ情報を拡散符号で多重して伝送し、各移動局は
基地局より制御情報を受信すると共に、基地局より指定
された拡散符号を用いて伝送情報を拡散して伝送する。
又、移動局は該制御情報を取り込むことにより種々の制
御たとえば位置登録、周辺基地局の情報収集などを行な
うと共に発呼、着信待ち受け制御などを行う。かかるCD
MAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、移動局
が基地局より制御情報を受信するためには、拡散変調さ
れた拡散データの開始タイミング（位相）を識別するこ
とが必要である。
る次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct S
equence Code Division Multiple Access:直接拡散符号
分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信
システムの開発が進められている。かかるCDMAデジタル
セルラー無線通信システムにおいて、基地局は制御情報
やユーザ情報を拡散符号で多重して伝送し、各移動局は
基地局より制御情報を受信すると共に、基地局より指定
された拡散符号を用いて伝送情報を拡散して伝送する。
又、移動局は該制御情報を取り込むことにより種々の制
御たとえば位置登録、周辺基地局の情報収集などを行な
うと共に発呼、着信待ち受け制御などを行う。かかるCD
MAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、移動局
が基地局より制御情報を受信するためには、拡散変調さ
れた拡散データの開始タイミング（位相）を識別するこ
とが必要である。
【０００３】図１３は制御チャネル及びユーザチャネル
の送信データを符号多重して伝送する基地局装置のＣＤ
ＭＡ送信機の構成図である。図中、１１1〜１１nはそれ
ぞれ制御／ユーザチャネルの拡散変調部であり、それぞ
れ、フレーム生成部２１、フレームデータを並列データ
に変換する直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）２２、拡
散回路２３を備えている。フレーム生成部２１は、直列
の送信データＤ1を発生する送信データ発生部２１ａ、
パイロット信号Ｐを発生するパッロット信号発生部２１
ｂ、直列データＤ1を所定ビット数毎にブロック化し、
その前後にパイロット信号Ｐを挿入してフレーム化する
フレーム化部２１ｃを備えている。パイロット信号はた
とえばオール”１”で、伝送による位相回転量を受信機
において認識してデータにその分逆方向に位相回転を施
すためのものである。
の送信データを符号多重して伝送する基地局装置のＣＤ
ＭＡ送信機の構成図である。図中、１１1〜１１nはそれ
ぞれ制御／ユーザチャネルの拡散変調部であり、それぞ
れ、フレーム生成部２１、フレームデータを並列データ
に変換する直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）２２、拡
散回路２３を備えている。フレーム生成部２１は、直列
の送信データＤ1を発生する送信データ発生部２１ａ、
パイロット信号Ｐを発生するパッロット信号発生部２１
ｂ、直列データＤ1を所定ビット数毎にブロック化し、
その前後にパイロット信号Ｐを挿入してフレーム化する
フレーム化部２１ｃを備えている。パイロット信号はた
とえばオール”１”で、伝送による位相回転量を受信機
において認識してデータにその分逆方向に位相回転を施
すためのものである。
【０００４】Ｓ／Ｐ変換部２２はフレームデータ（パイ
ロット信号及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り
分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase compornent)データ
と直交成分（Ｑ成分：Quadrature compornent)データの
２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散回路２３は基地局固有
のｐｎ系列（ロングコード）を発生するｐｎ系列発生部
２３ａ、制御チャネルやユーザチャネル固有の直交ゴー
ルド符号(ショートコード）を発生するショートコード
発生器２３ｂ、ロングコードとショートコードのEOR
（排他的論理和）を演算して拡散符号Ｃ1を出力するEXO
R回路２３ｃ、２系列のデータＤI，ＤQ（シンボル）と
拡散符号Ｃ1の排他的論理和を演算して拡散変調するＥ
ＸＯＲ回路２３ｄ、２３ｅを備えている。尚、”１”は
レベル−１、”０”はレベル１のため、信号同士の排他
的論理和は乗算と同じである。
ロット信号及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り
分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase compornent)データ
と直交成分（Ｑ成分：Quadrature compornent)データの
２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散回路２３は基地局固有
のｐｎ系列（ロングコード）を発生するｐｎ系列発生部
２３ａ、制御チャネルやユーザチャネル固有の直交ゴー
ルド符号(ショートコード）を発生するショートコード
発生器２３ｂ、ロングコードとショートコードのEOR
（排他的論理和）を演算して拡散符号Ｃ1を出力するEXO
R回路２３ｃ、２系列のデータＤI，ＤQ（シンボル）と
拡散符号Ｃ1の排他的論理和を演算して拡散変調するＥ
ＸＯＲ回路２３ｄ、２３ｅを備えている。尚、”１”は
レベル−１、”０”はレベル１のため、信号同士の排他
的論理和は乗算と同じである。
【０００５】１２ｉは各制御チャネル、ユーザチャネル
の拡散変調部１１1〜１１nから出力されるＩ成分の拡散
変調信号ＶIを合成してＩ成分の符号多重信号ΣＶIを出
力する合成部、１２ｑは各拡散変調部１１1〜１１nから
出力されるＱ成分の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分
の符号多重信号ΣＶQを出力する合成部、１３ｉ，１３
ｑは各符号多重信号ΣＶI，ΣＶQの帯域を制限するＦＩ
Ｒ構成のチップ整形フィルタ、１４ｉ，１４ｑは各フィ
ルタ１３ｉ，１３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバー
タ、１５はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI，ΣＶQにＱ
ＰＳＫ直交変調を施して出力する直交変調器、１６は直
交変調器の出力信号周波数を無線周波数に変換すると共
に高周波増幅して送出する送信回路、１７はアンテナで
ある。
の拡散変調部１１1〜１１nから出力されるＩ成分の拡散
変調信号ＶIを合成してＩ成分の符号多重信号ΣＶIを出
力する合成部、１２ｑは各拡散変調部１１1〜１１nから
出力されるＱ成分の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分
の符号多重信号ΣＶQを出力する合成部、１３ｉ，１３
ｑは各符号多重信号ΣＶI，ΣＶQの帯域を制限するＦＩ
Ｒ構成のチップ整形フィルタ、１４ｉ，１４ｑは各フィ
ルタ１３ｉ，１３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバー
タ、１５はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI，ΣＶQにＱ
ＰＳＫ直交変調を施して出力する直交変調器、１６は直
交変調器の出力信号周波数を無線周波数に変換すると共
に高周波増幅して送出する送信回路、１７はアンテナで
ある。
【０００６】図１４は移動局の受信装置の構成図であ
り、２１はアンテナ、２２は受信回路であり、増幅動作
やＲＦからＩＦへの周波数変換動作を行うもの、２３は
ＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力するＱＰＳ
Ｋ直交検波部、２４は検波出力であるベースバンドのア
ナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに変換する
ＡＤコンバータ、２５は基地局と同一の拡散符号列を
Ｉ，Ｑデータに乗算して逆拡散する逆拡散回路、２６は
同期検波、データ判定、誤り訂正等を行うデータ復調
部、２７はサーチャである。
り、２１はアンテナ、２２は受信回路であり、増幅動作
やＲＦからＩＦへの周波数変換動作を行うもの、２３は
ＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力するＱＰＳ
Ｋ直交検波部、２４は検波出力であるベースバンドのア
ナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに変換する
ＡＤコンバータ、２５は基地局と同一の拡散符号列を
Ｉ，Ｑデータに乗算して逆拡散する逆拡散回路、２６は
同期検波、データ判定、誤り訂正等を行うデータ復調
部、２７はサーチャである。
【０００７】サーチャ２７は、相関演算を行うマッチト
フィルタ３１、拡散開始タイミング（位相）を識別する
タイミング同定部３２、参照符号列を発生するためのコ
ードテーブル３３を備えている。マッチトフィルタ３１
は、逆拡散開始のタイミングを同定するために、受信し
た拡散データ列と参照符号列との相関演算を行う。タイ
ミング同定部３２は受信した拡散データ列と参照符号列
との相関値が設定レベル以上になるタイミングに基づい
て拡散開始タイミング（位相）を取得する。
フィルタ３１、拡散開始タイミング（位相）を識別する
タイミング同定部３２、参照符号列を発生するためのコ
ードテーブル３３を備えている。マッチトフィルタ３１
は、逆拡散開始のタイミングを同定するために、受信し
た拡散データ列と参照符号列との相関演算を行う。タイ
ミング同定部３２は受信した拡散データ列と参照符号列
との相関値が設定レベル以上になるタイミングに基づい
て拡散開始タイミング（位相）を取得する。
【０００８】図１５はマッチトフィルタの構成及び逆拡
散タイミング特定法の説明図である。マッチトフィルタ
３１において３１ａはベースバンドの拡散データ列をチ
ップ周波数で順次シフトする(n+1)チップのシフトレジ
スタ（ｓ0〜ｓn）、３１ｂは参照符号である拡散符号列
をチップ周波数で順次シフトする (n+1)チップのシフト
レジスタ（ｃ0〜ｃn)、３１ｃはベースバンドの拡散デ
ータ列と拡散符号列の対応ビットを乗算する(n+1)個の
乗算器(MP0〜MPn)、３１ｄは各乗算回路の出力を加算す
る加算回路である。
散タイミング特定法の説明図である。マッチトフィルタ
３１において３１ａはベースバンドの拡散データ列をチ
ップ周波数で順次シフトする(n+1)チップのシフトレジ
スタ（ｓ0〜ｓn）、３１ｂは参照符号である拡散符号列
をチップ周波数で順次シフトする (n+1)チップのシフト
レジスタ（ｃ0〜ｃn)、３１ｃはベースバンドの拡散デ
ータ列と拡散符号列の対応ビットを乗算する(n+1)個の
乗算器(MP0〜MPn)、３１ｄは各乗算回路の出力を加算す
る加算回路である。
【０００９】受信した拡散データ列と参照符号列との相
関演算をマッチトフィルタ３１で行うと、これら拡散デ
ータ列と参照符号列の位相が一致した時点において相関
値が大きくなる。そこで、タイミング同定部３２はマッ
チトフィルタ３１より出力する相関値を監視し、該相関
値が設定レベルより大きくなった時点を逆拡散の開始タ
イミングと同定して出力する。
関演算をマッチトフィルタ３１で行うと、これら拡散デ
ータ列と参照符号列の位相が一致した時点において相関
値が大きくなる。そこで、タイミング同定部３２はマッ
チトフィルタ３１より出力する相関値を監視し、該相関
値が設定レベルより大きくなった時点を逆拡散の開始タ
イミングと同定して出力する。
【００１０】以上は、直交検波器２３（図１４）の出力
信号をチップ周波数でサンプリング、ＡＤ変換して得ら
れる拡散データ列をシフトレジスタ３１ａに入力した場
合であり、１チップ期間につき１個の相関値が得られ
る。しかし、サンプリング周波数を高速にすると１チッ
プ期間に複数の相関値を得ることができる。図１６はオ
ーバーサンプリング数と相関値出力の関係を示すシミュ
レーション結果説明図であり、８オーバーサンプリング
時のＭＦ相関値出力を示している。シュミレーション条
件は、 (1) 拡散コード：Ｍ系列(x18+x7+1)、 (2) 拡散率：１６, (3) ＭＦタップ数：２５６タップ, (4) ロールオフ特性：sin曲線で代用、 である。
信号をチップ周波数でサンプリング、ＡＤ変換して得ら
れる拡散データ列をシフトレジスタ３１ａに入力した場
合であり、１チップ期間につき１個の相関値が得られ
る。しかし、サンプリング周波数を高速にすると１チッ
プ期間に複数の相関値を得ることができる。図１６はオ
ーバーサンプリング数と相関値出力の関係を示すシミュ
レーション結果説明図であり、８オーバーサンプリング
時のＭＦ相関値出力を示している。シュミレーション条
件は、 (1) 拡散コード：Ｍ系列(x18+x7+1)、 (2) 拡散率：１６, (3) ＭＦタップ数：２５６タップ, (4) ロールオフ特性：sin曲線で代用、 である。
【００１１】このＭＦ相関値出力特性より明らかなよう
に、８オーバーサンプリングにより、１チップ期間につ
き８個の相関値を得ることができる。例えば、アイパタ
ーンの一番開いている所をサンプリングした時の相関値
出力を１とすると、1/8チップ離れると約0.5dB劣化し、
2/8チップ離れると約3dB劣化し、4/8チップ離れると相
関値出力なしとなる。以上より、(1) サンプリング周波
数をチップ周波数のｎ倍にすると、すなわち、ｎオーバ
サンプリングにすると、相関値を１／ｎチップの位相間
隔で得ることができる。従って、サンプリング周波数が
チップ周波数と等しい場合に比べｎ倍の位相精度で相関
値が最大のタイミングすなわち逆拡散タイミングを得る
ことができる。
に、８オーバーサンプリングにより、１チップ期間につ
き８個の相関値を得ることができる。例えば、アイパタ
ーンの一番開いている所をサンプリングした時の相関値
出力を１とすると、1/8チップ離れると約0.5dB劣化し、
2/8チップ離れると約3dB劣化し、4/8チップ離れると相
関値出力なしとなる。以上より、(1) サンプリング周波
数をチップ周波数のｎ倍にすると、すなわち、ｎオーバ
サンプリングにすると、相関値を１／ｎチップの位相間
隔で得ることができる。従って、サンプリング周波数が
チップ周波数と等しい場合に比べｎ倍の位相精度で相関
値が最大のタイミングすなわち逆拡散タイミングを得る
ことができる。
【００１２】又、ＭＦ相関値出力特性より、(2) マッチ
トフィルタの相関演算のタイミングが正規のタイミング
からから±１／２チップ以上ずれると逆拡散出力が得ら
れないこと、及び、又、該ズレ(位相差)が±１／２チッ
プ以内であっても、位相差が大きくなると逆拡散出力が
小さくなることがわかる。図１７はオーバサンプリング
数ｎ＝４，８，１６の場合における受信回線品質（C/N
比）とBER(Bit Error Rate)の関係図である。１は４倍
オーバサンプリング時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２
は８倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性、３は１
６倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性である。オ
ーバサンプリング数が大きいほど同一のC/N比に対してB
ERは小さくなっており、これにより、受信状態が悪い場
合でもオーバサンプリング数を増加すればBERを小さく
できることがわかる。
トフィルタの相関演算のタイミングが正規のタイミング
からから±１／２チップ以上ずれると逆拡散出力が得ら
れないこと、及び、又、該ズレ(位相差)が±１／２チッ
プ以内であっても、位相差が大きくなると逆拡散出力が
小さくなることがわかる。図１７はオーバサンプリング
数ｎ＝４，８，１６の場合における受信回線品質（C/N
比）とBER(Bit Error Rate)の関係図である。１は４倍
オーバサンプリング時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２
は８倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性、３は１
６倍オーバサンプリング時のBER-C/N比特性である。オ
ーバサンプリング数が大きいほど同一のC/N比に対してB
ERは小さくなっており、これにより、受信状態が悪い場
合でもオーバサンプリング数を増加すればBERを小さく
できることがわかる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】相関器において逆拡散
を行う場合、逆拡散タイミングが１チップずれると逆拡
散出力が得られない。又、位相ずれが大きくなるほど逆
拡散出力が小さくなる。特に、受信レベルが小さいと、
位相ずれによる影響が大きく、位相差によりビットエラ
ーが増大する。このため、従来はマッチトフィルタのサ
ンプルレートを大きくして逆拡散開始タイミングの検出
精度を向上させている。しかし、マッチトフィルタは図
１５に示すようにベースバンドの拡散データ用と参照符
号列用の２つのシフトレジスタ３１ａ，３１ｂ、それら
を乗算するための乗算回路３１ｃおよび積分するための
加算回路３１ｄからなっている。さらに，マッチトフィ
ルタ３１にはＡ／Ｄコンバータ２４（図１４）が接続さ
れており、これらを含めると回路規模が非常に大きく、
動作周波数が高くなれば高くなるほど消費電力が大きく
なってしまい、低消費電力化のネックとなっている。こ
のため、マッチトフィルタのサンプルレートを大きくす
る従来のＣＤＭＡ受信機は消費電力が大きくなる問題が
あった。以上より、本発明の目的は低消費電力化が可能
であり、しかも、逆拡散タイミングの検出精度を維持で
きるＣＤＭＡ受信機を提供することである。
を行う場合、逆拡散タイミングが１チップずれると逆拡
散出力が得られない。又、位相ずれが大きくなるほど逆
拡散出力が小さくなる。特に、受信レベルが小さいと、
位相ずれによる影響が大きく、位相差によりビットエラ
ーが増大する。このため、従来はマッチトフィルタのサ
ンプルレートを大きくして逆拡散開始タイミングの検出
精度を向上させている。しかし、マッチトフィルタは図
１５に示すようにベースバンドの拡散データ用と参照符
号列用の２つのシフトレジスタ３１ａ，３１ｂ、それら
を乗算するための乗算回路３１ｃおよび積分するための
加算回路３１ｄからなっている。さらに，マッチトフィ
ルタ３１にはＡ／Ｄコンバータ２４（図１４）が接続さ
れており、これらを含めると回路規模が非常に大きく、
動作周波数が高くなれば高くなるほど消費電力が大きく
なってしまい、低消費電力化のネックとなっている。こ
のため、マッチトフィルタのサンプルレートを大きくす
る従来のＣＤＭＡ受信機は消費電力が大きくなる問題が
あった。以上より、本発明の目的は低消費電力化が可能
であり、しかも、逆拡散タイミングの検出精度を維持で
きるＣＤＭＡ受信機を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上課題は本発明によれ
ば、受信状態を検出する受信状態検出部、受信状態の良
否に応じてサンプリング速度を決定するサンプリング制
御部、受信信号を前記サンプリング速度でサンプリング
してなる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算す
る相関器（マッチトフィルタ）、相関値が最大となるタ
イミングを求め、該タイミングを逆拡散開始タイミング
とするタイミング検出部を備えたＣＤＭＡ受信機により
達成される。すなわち、受信状態が良ければオーバーサ
ンプル数を少なくしてマッチトフィルタの動作速度を低
速にし、これにより低消費電力を可能にし、受信状態が
悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タイミング
の検出精度を向上する。
ば、受信状態を検出する受信状態検出部、受信状態の良
否に応じてサンプリング速度を決定するサンプリング制
御部、受信信号を前記サンプリング速度でサンプリング
してなる拡散データ列と参照符号列との相関値を演算す
る相関器（マッチトフィルタ）、相関値が最大となるタ
イミングを求め、該タイミングを逆拡散開始タイミング
とするタイミング検出部を備えたＣＤＭＡ受信機により
達成される。すなわち、受信状態が良ければオーバーサ
ンプル数を少なくしてマッチトフィルタの動作速度を低
速にし、これにより低消費電力を可能にし、受信状態が
悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タイミング
の検出精度を向上する。
【００１５】前記受信状態を検出する受信状態検出部と
して、受信電界強度を検出する受信電界強度検出部、
ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出
部、逆拡散後の信号電力を検出するパワー検出部、
逆拡散後のＳＩＲ（信号干渉波比）を検出するＳＩＲ検
出部、受信符号のビットエラーレートを検出するビッ
トエラーレート検出部を用いることができる。又、制御
の初期段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に応
じてサンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電
力またはＳＩＲに応じて、あるいは、更にビットエラー
レートに応じてサンプリング速度を制御する。このよう
にすれば、初期同期時などチャネル推定が未だ行われて
いない段階からマッチトフィルタのサンプリング速度を
制御することができ、サンプリング速度の最適速度への
収束時間を短縮でき、また、ＣＤＭＡ受信機の消費電力
を小さくできる。
して、受信電界強度を検出する受信電界強度検出部、
ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出
部、逆拡散後の信号電力を検出するパワー検出部、
逆拡散後のＳＩＲ（信号干渉波比）を検出するＳＩＲ検
出部、受信符号のビットエラーレートを検出するビッ
トエラーレート検出部を用いることができる。又、制御
の初期段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に応
じてサンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電
力またはＳＩＲに応じて、あるいは、更にビットエラー
レートに応じてサンプリング速度を制御する。このよう
にすれば、初期同期時などチャネル推定が未だ行われて
いない段階からマッチトフィルタのサンプリング速度を
制御することができ、サンプリング速度の最適速度への
収束時間を短縮でき、また、ＣＤＭＡ受信機の消費電力
を小さくできる。
【００１６】
【発明の実施の形態】（ａ）第１実施例 図１は受信電界強度を検出し、その検出値に応じてマッ
チトフィルタのオーバーサンプル数を制御する本発明の
第１のＣＤＭＡ受信機の構成図である。図中、５１はア
ンテナ、５２はアンテナ受信信号を高周波増幅動作やＲ
ＦからＩＦへの周波数変換動作などを行う無線部、５３
はＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力すると共
に、該アナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに
変換して出力するベースバンド部である。なお、ベース
バンド部５３のＡＤコンバータ（後述）はチップ速度の
２n倍のオーバサンプリング速度でアナログＩ，Ｑ信号
をサンプリングし、ＡＤ変換してベースバンドのデジタ
ルの受信拡散データ列を出力する。５４は基地局と同一
の拡散コードを用いて発生した拡散符号列をベースバン
ド５３から出力するＩ，Ｑデータに乗算して逆拡散する
逆拡散回路、５５ａは同期検波を行う同期検波器、５５
ｂは、データ判定及び、誤り訂正等を行う符号判定／誤
り訂正部、５６は ＳＩＲ（Signal Interference Rati
o)を検出して出力するＳＩＲ検出部、５７は所定の拡散
コードタイミングで参照符号列を発生する拡散符号列発
生器である。
チトフィルタのオーバーサンプル数を制御する本発明の
第１のＣＤＭＡ受信機の構成図である。図中、５１はア
ンテナ、５２はアンテナ受信信号を高周波増幅動作やＲ
ＦからＩＦへの周波数変換動作などを行う無線部、５３
はＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力すると共
に、該アナログＩ，Ｑ信号をデジタルのＩ，Ｑデータに
変換して出力するベースバンド部である。なお、ベース
バンド部５３のＡＤコンバータ（後述）はチップ速度の
２n倍のオーバサンプリング速度でアナログＩ，Ｑ信号
をサンプリングし、ＡＤ変換してベースバンドのデジタ
ルの受信拡散データ列を出力する。５４は基地局と同一
の拡散コードを用いて発生した拡散符号列をベースバン
ド５３から出力するＩ，Ｑデータに乗算して逆拡散する
逆拡散回路、５５ａは同期検波を行う同期検波器、５５
ｂは、データ判定及び、誤り訂正等を行う符号判定／誤
り訂正部、５６は ＳＩＲ（Signal Interference Rati
o)を検出して出力するＳＩＲ検出部、５７は所定の拡散
コードタイミングで参照符号列を発生する拡散符号列発
生器である。
【００１７】５８はマッチトフィルタ(相関器)であり、
チップ速度の２n倍のオーバサンプリング速度でＡＤ変
換されたベースバンドの受信拡散データ列を入力され、
該受信拡散データ列と参照符号列との相関値を演算して
出力するもの、５９はマッチトフィルタ５８から出力す
る相関値が最大となるタイミングを検出して逆拡散タイ
ミングとするタイミング検出部である。６０は受信電界
強度RSSI(Receive Signal Strength Indication)を検出
するRSSI検出部で、無線部５２の中間周波増幅器の出力
より、あるいはベースバンド部５３の検波出力よりRSSI
を検出する。６１はサンプリング制御部であり、受信状
態の良否、すなわち、受信電界強度に基づいてマッチト
フィルタ３１のサンプリング周波数（オーバーサンプル
数）を制御し、該周波数を有するクロック信号ＣSPLを
発生するものである。オーバサンプル数ｎとは、サンプ
リング周波数がチップ周波数のｎ倍であることを意味す
る。
チップ速度の２n倍のオーバサンプリング速度でＡＤ変
換されたベースバンドの受信拡散データ列を入力され、
該受信拡散データ列と参照符号列との相関値を演算して
出力するもの、５９はマッチトフィルタ５８から出力す
る相関値が最大となるタイミングを検出して逆拡散タイ
ミングとするタイミング検出部である。６０は受信電界
強度RSSI(Receive Signal Strength Indication)を検出
するRSSI検出部で、無線部５２の中間周波増幅器の出力
より、あるいはベースバンド部５３の検波出力よりRSSI
を検出する。６１はサンプリング制御部であり、受信状
態の良否、すなわち、受信電界強度に基づいてマッチト
フィルタ３１のサンプリング周波数（オーバーサンプル
数）を制御し、該周波数を有するクロック信号ＣSPLを
発生するものである。オーバサンプル数ｎとは、サンプ
リング周波数がチップ周波数のｎ倍であることを意味す
る。
【００１８】図２は無線部とベースバンド部の構成図で
ある。無線部５２において、５２ａはアンテナ同調部、
５２ｂは高周波増幅器、５２ｃはＲＦ信号をＩＦ信号に
変換する周波数変換部、５２ｄはＩＦ増幅器、５２ｅは
ＩＦ出力レベルに基づいて高周波増幅器のゲインを制御
してＩＦ出力が一定値になるよう制御するＡＧＣ回路
で、RSSI検出部６０（図１）はＩＦ増幅器５２ｄの出力
信号よりRSSIを検出する。ベースバンド部５３におい
て、５３ａはＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出
力するＱＰＳＫ直交検波部、５３ｂはサンプリング制御
部６１から出力する所定サンプリング周波数のクロック
信号ＣSPLに基づいてアナログＩ，Ｑ信号をデジタルの
Ｉ，Ｑデータ（ベースバンドの拡散データ列）に変換し
て出力するＡＤ変換器である。
ある。無線部５２において、５２ａはアンテナ同調部、
５２ｂは高周波増幅器、５２ｃはＲＦ信号をＩＦ信号に
変換する周波数変換部、５２ｄはＩＦ増幅器、５２ｅは
ＩＦ出力レベルに基づいて高周波増幅器のゲインを制御
してＩＦ出力が一定値になるよう制御するＡＧＣ回路
で、RSSI検出部６０（図１）はＩＦ増幅器５２ｄの出力
信号よりRSSIを検出する。ベースバンド部５３におい
て、５３ａはＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出
力するＱＰＳＫ直交検波部、５３ｂはサンプリング制御
部６１から出力する所定サンプリング周波数のクロック
信号ＣSPLに基づいてアナログＩ，Ｑ信号をデジタルの
Ｉ，Ｑデータ（ベースバンドの拡散データ列）に変換し
て出力するＡＤ変換器である。
【００１９】図３はサンプリング制御部６１の周辺回路
構成図であり、図１、図２と同一部分には同一符号を付
している。サンプリング制御部６１において、６１ａは
ＲＯＭテーブルであり、検出されたRSSI値に対して最適
なマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数が予め書
き込まれている。このＲＯＭテーブル６１ａには、例え
ば、(1) オーバサンプル数を２2（＝４）から２3（＝
８）、あるいは８から４にする受信電界強度の第１のし
きい値ＳＨ４として50dBμ、(2) オーバサンプル数を
２3（＝８）から２4（＝１６）、あるいは１６から８に
する受信電界強度の第２のしきい値ＳＨ８として20dBμ
が記憶されている。６１ｂはRSSI値に基づいてオーバサ
ンプル数(オーバサンプリング周波数)を決定する制御回
路、６１ｃは制御回路６１ｂが決定したオーバサンプル
数に応じたサンプリング周波数のクロック信号ＣSPLを
発生する可変クロック発生部である。この可変クロック
発生部６１ｃの出力クロックと拡散符号列発生器５７に
入力する拡散コードタイミングは同期制御される。
構成図であり、図１、図２と同一部分には同一符号を付
している。サンプリング制御部６１において、６１ａは
ＲＯＭテーブルであり、検出されたRSSI値に対して最適
なマッチトフィルタ５８のオーバーサンプル数が予め書
き込まれている。このＲＯＭテーブル６１ａには、例え
ば、(1) オーバサンプル数を２2（＝４）から２3（＝
８）、あるいは８から４にする受信電界強度の第１のし
きい値ＳＨ４として50dBμ、(2) オーバサンプル数を
２3（＝８）から２4（＝１６）、あるいは１６から８に
する受信電界強度の第２のしきい値ＳＨ８として20dBμ
が記憶されている。６１ｂはRSSI値に基づいてオーバサ
ンプル数(オーバサンプリング周波数)を決定する制御回
路、６１ｃは制御回路６１ｂが決定したオーバサンプル
数に応じたサンプリング周波数のクロック信号ＣSPLを
発生する可変クロック発生部である。この可変クロック
発生部６１ｃの出力クロックと拡散符号列発生器５７に
入力する拡散コードタイミングは同期制御される。
【００２０】図４はサンプリング制御部６１の制御回路
６１ｂによるオーバサンプル数決定処理フローであり、
受信電界強度に応じてオーバサンプル数を４，８，１６
の間で切り替える場合である。ＣＤＭＡ受信機の起動
時、オーバサンプル数Ｎを８に初期設定する（ステップ
１０１）。ついで、RSSI検出部６０よりRSSI値を所定時
間取り込み(ステップ１０２）、その平均値ＡＶＧを計
算して記憶する（ステップ１０３）。平均値算出後、Ｒ
ＯＭテーブル６１ａを参照して第１のしきい値ＳＨ４
（＝50dBμ)を読み取り（ステップ１０４）、ＡＶＧ＞
ＳＨ４（＝50dBμ)であるか判定する（ステップ１０
５）。ＡＶＧ＞ＳＨ４であれば、すなわち、受信状態が
良好であれば、オーバサンプル数Ｎを４に減小し（ステ
ップ１０６）、ステップ１０２に戻り以降の処理を繰り
返す。
６１ｂによるオーバサンプル数決定処理フローであり、
受信電界強度に応じてオーバサンプル数を４，８，１６
の間で切り替える場合である。ＣＤＭＡ受信機の起動
時、オーバサンプル数Ｎを８に初期設定する（ステップ
１０１）。ついで、RSSI検出部６０よりRSSI値を所定時
間取り込み(ステップ１０２）、その平均値ＡＶＧを計
算して記憶する（ステップ１０３）。平均値算出後、Ｒ
ＯＭテーブル６１ａを参照して第１のしきい値ＳＨ４
（＝50dBμ)を読み取り（ステップ１０４）、ＡＶＧ＞
ＳＨ４（＝50dBμ)であるか判定する（ステップ１０
５）。ＡＶＧ＞ＳＨ４であれば、すなわち、受信状態が
良好であれば、オーバサンプル数Ｎを４に減小し（ステ
ップ１０６）、ステップ１０２に戻り以降の処理を繰り
返す。
【００２１】一方、ステップ１０５において、ＡＶＧ≦
ＳＨ４（＝50dBμ)であれば、ＲＯＭテーブル６１ａを
参照して第２のしきい値ＳＨ８（＝20dBμ)を読み取り
（ステップ１０７）、ＡＶＧ＞ＳＨ８（＝20dBμ)であ
るか判定する（ステップ１０８）。ＡＶＧ＞ＳＨ８であ
れば、すなわち、受信電界強度が20dBμ〜50dBμであ
り、受信状態が普通あるいはそれほど悪くなければオー
バサンプル数Ｎを８にし（ステップ１０９）、ステップ
１０２に戻って以降の処理を繰り返す。しかし、ステッ
プ１０８において、ＡＶＧ≦ＳＨ８（＝20dBμ)であれ
ば、すなわち、受信状態が悪ければ、オーバサンプル数
Ｎを１６にし（ステップ１１０）、ステップ１０２に戻
り以降の処理を繰り返す。以上のように、受信状態が良
ければオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にして低消費電力化を可能にし、受
信状態が悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タ
イミングの検出精度を向上する。なお、以上では、受信
電界強度に応じてオーバサンプル数を３段階に切り替え
た場合であるが、２段階あるいは４段階以上に切り替え
るよう構成することもできる。
ＳＨ４（＝50dBμ)であれば、ＲＯＭテーブル６１ａを
参照して第２のしきい値ＳＨ８（＝20dBμ)を読み取り
（ステップ１０７）、ＡＶＧ＞ＳＨ８（＝20dBμ)であ
るか判定する（ステップ１０８）。ＡＶＧ＞ＳＨ８であ
れば、すなわち、受信電界強度が20dBμ〜50dBμであ
り、受信状態が普通あるいはそれほど悪くなければオー
バサンプル数Ｎを８にし（ステップ１０９）、ステップ
１０２に戻って以降の処理を繰り返す。しかし、ステッ
プ１０８において、ＡＶＧ≦ＳＨ８（＝20dBμ)であれ
ば、すなわち、受信状態が悪ければ、オーバサンプル数
Ｎを１６にし（ステップ１１０）、ステップ１０２に戻
り以降の処理を繰り返す。以上のように、受信状態が良
ければオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にして低消費電力化を可能にし、受
信状態が悪ければオーバサンプル数を多くして逆拡散タ
イミングの検出精度を向上する。なお、以上では、受信
電界強度に応じてオーバサンプル数を３段階に切り替え
た場合であるが、２段階あるいは４段階以上に切り替え
るよう構成することもできる。
【００２２】（ｂ）第２実施例 図５は本発明の第２実施例の構成図であり、図１の第１
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、その替わり
にＡＧＣ（自動利得制御）電圧を検出するＡＧＣ電圧検
出部６５を設けている点、サンプリング制御部６１が受
信状態の良否をRSSI値により決定せずＡＧＣ電圧により
決定し、ＡＧＣ電圧に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を制御する点である。受信状態が良好
の場合、ＩＦ増幅器５２ｄ（図２参照）の出力が大きく
なり、ＡＧＣ回路５２ｅの出力であるＡＧＣ制御電圧が
小さくなる。逆に、受信状態が良好でない場合、ＩＦ増
幅器５２ｄの出力が小さくなり、ＡＧＣ制御電圧が大き
くなる。ＡＧＣ電圧検出部６５はこのＡＧＣ制御電圧を
検出してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリ
ング制御部６１はＡＧＣ制御電圧が小さければ受信状態
が良好であるからオーバサンプル数を小さくしてマッチ
トフィルタの動作速度を低速にし、ＡＧＣ制御電圧が大
きければ受信状態が不良であるからオーバサンプル数を
大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。
なお、ＡＧＣ制御電圧値に基づいて２段階又は数段階の
オーバサンプル数の制御を行うことができる。以上で
は、ＡＧＣ増幅器のゲインをＡＧＣ制御電圧で制御して
出力を一定にする場合である。ＡＧＣ増幅器の替わりに
ステップアッテネータを用い、その減衰度を制御して出
力を一定にすることもでき、かかる場合には、ステップ
アッテネータ制御電圧に基づいてオーバサンプル数を制
御する。
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、その替わり
にＡＧＣ（自動利得制御）電圧を検出するＡＧＣ電圧検
出部６５を設けている点、サンプリング制御部６１が受
信状態の良否をRSSI値により決定せずＡＧＣ電圧により
決定し、ＡＧＣ電圧に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を制御する点である。受信状態が良好
の場合、ＩＦ増幅器５２ｄ（図２参照）の出力が大きく
なり、ＡＧＣ回路５２ｅの出力であるＡＧＣ制御電圧が
小さくなる。逆に、受信状態が良好でない場合、ＩＦ増
幅器５２ｄの出力が小さくなり、ＡＧＣ制御電圧が大き
くなる。ＡＧＣ電圧検出部６５はこのＡＧＣ制御電圧を
検出してサンプリング制御部６１に入力する。サンプリ
ング制御部６１はＡＧＣ制御電圧が小さければ受信状態
が良好であるからオーバサンプル数を小さくしてマッチ
トフィルタの動作速度を低速にし、ＡＧＣ制御電圧が大
きければ受信状態が不良であるからオーバサンプル数を
大きくしてマッチトフィルタの動作速度を高速にする。
なお、ＡＧＣ制御電圧値に基づいて２段階又は数段階の
オーバサンプル数の制御を行うことができる。以上で
は、ＡＧＣ増幅器のゲインをＡＧＣ制御電圧で制御して
出力を一定にする場合である。ＡＧＣ増幅器の替わりに
ステップアッテネータを用い、その減衰度を制御して出
力を一定にすることもでき、かかる場合には、ステップ
アッテネータ制御電圧に基づいてオーバサンプル数を制
御する。
【００２３】（ｃ）第３実施例 図６は本発明の第３実施例の構成図であり、図１の第１
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、替わって同
期検波器５５ａの出力信号（逆拡散信号）の電力を検出
するパワー検出部７０を設けている点、サンプリング制
御部６１が受信状態の良否を逆拡散信号電力により決定
し、逆拡散信号電力に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を切り替える点である。受信状態が良
好の場合、逆拡散信号電力が大きくなり、逆に、受信状
態が良好でない場合、逆拡散信号電力が小さくなる。パ
ワー検出部７０はこの逆拡散信号電力を検出してサンプ
リング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１
はパワー検出７０から入力する逆拡散信号電力を参照
し、電力が大きければ受信状態は良好であるとみなして
オーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作
速度を低速にし、逆拡散信号電力が小さければ受信状態
は良好でないと判定してオーバサンプル数を大きくして
マッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、サン
プリング制御部６１は逆拡散信号電力値に基づいて２段
階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことがで
きる。
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し、替わって同
期検波器５５ａの出力信号（逆拡散信号）の電力を検出
するパワー検出部７０を設けている点、サンプリング制
御部６１が受信状態の良否を逆拡散信号電力により決定
し、逆拡散信号電力に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を切り替える点である。受信状態が良
好の場合、逆拡散信号電力が大きくなり、逆に、受信状
態が良好でない場合、逆拡散信号電力が小さくなる。パ
ワー検出部７０はこの逆拡散信号電力を検出してサンプ
リング制御部６１に入力する。サンプリング制御部６１
はパワー検出７０から入力する逆拡散信号電力を参照
し、電力が大きければ受信状態は良好であるとみなして
オーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動作
速度を低速にし、逆拡散信号電力が小さければ受信状態
は良好でないと判定してオーバサンプル数を大きくして
マッチトフィルタの動作速度を高速にする。なお、サン
プリング制御部６１は逆拡散信号電力値に基づいて２段
階又は数段階のオーバサンプル数の制御を行うことがで
きる。
【００２４】基地局よりの拡散データ列を１つの基地局
コード（拡散符号）を用いて受信するシングルコードの
場合、逆拡散信号電力をそのまま制御パラメータに使用
できる。しかし、ソフトハンドオフのように複数の基地
局よりの拡散データ列を複数の基地局コードを用いて同
時に受信するマルチコードの場合などは、各基地局より
の拡散データ列を逆拡散して得られる逆拡散信号電力の
うち最小の電力を求め、該最小電力に基づいてオーバサ
ンプル数を決定する。図７は逆拡散信号電力の算出構成
図で、ＭＰは乗算器、ＡＶＲは平均値回路である。逆拡
散、同期検波により得られたＩ信号（In-Phase 信号)、
Ｑ信号(Quadrature 信号)はI-Q複素表記するとI+jQ＝(I
2+Q2)1/2exp(jθ)となる。従って、乗算部ＭＰでｒ＝(I
+jQ)とその複素共役ｒ*＝(I-jQ)を掛け合わせ、しかる
後、平均値回路ＡＶＲで平均化して電力(I2+Q2)を出力
する。
コード（拡散符号）を用いて受信するシングルコードの
場合、逆拡散信号電力をそのまま制御パラメータに使用
できる。しかし、ソフトハンドオフのように複数の基地
局よりの拡散データ列を複数の基地局コードを用いて同
時に受信するマルチコードの場合などは、各基地局より
の拡散データ列を逆拡散して得られる逆拡散信号電力の
うち最小の電力を求め、該最小電力に基づいてオーバサ
ンプル数を決定する。図７は逆拡散信号電力の算出構成
図で、ＭＰは乗算器、ＡＶＲは平均値回路である。逆拡
散、同期検波により得られたＩ信号（In-Phase 信号)、
Ｑ信号(Quadrature 信号)はI-Q複素表記するとI+jQ＝(I
2+Q2)1/2exp(jθ)となる。従って、乗算部ＭＰでｒ＝(I
+jQ)とその複素共役ｒ*＝(I-jQ)を掛け合わせ、しかる
後、平均値回路ＡＶＲで平均化して電力(I2+Q2)を出力
する。
【００２５】（ｄ）第４実施例 図８は本発明の第４実施例の構成図であり、図１の第１
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除している点、サ
ンプリング制御部６１が受信状態の良否をＳＩＲにより
決定し、ＳＩＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８のオ
ーバサンプル数を切り替える点である。第３実施例では
逆拡散信号電力が大きければ受信状態が良好であるとし
ている。しかし、干渉波も大きい場合があり、かかる場
合には良好な受信状態と云えない。すなわち、逆拡散信
号電力が大きければ受信状態が良好であると必ずしも云
えない。これに対して、受信状態が良好であれば必ずＳ
ＩＲが大きくなり、逆に、受信状態が良好でなければＳ
ＩＲが小さくなる。ＳＩＲ検出部５６はＳＩＲを検出し
てサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制
御部６１はＳＩＲ検出部５６から入力するＳＩＲの大小
を判断し、ＳＩＲが大きければ受信状態が良好であるか
らオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動
作速度を低速にし、ＳＩＲが小さければ受信状態が不良
であるからオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィ
ルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリング制御
部６１はＳＩＲに基づいて２段階又は数段階のオーバサ
ンプル数の制御を行うことができる。
実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施
例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除している点、サ
ンプリング制御部６１が受信状態の良否をＳＩＲにより
決定し、ＳＩＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８のオ
ーバサンプル数を切り替える点である。第３実施例では
逆拡散信号電力が大きければ受信状態が良好であるとし
ている。しかし、干渉波も大きい場合があり、かかる場
合には良好な受信状態と云えない。すなわち、逆拡散信
号電力が大きければ受信状態が良好であると必ずしも云
えない。これに対して、受信状態が良好であれば必ずＳ
ＩＲが大きくなり、逆に、受信状態が良好でなければＳ
ＩＲが小さくなる。ＳＩＲ検出部５６はＳＩＲを検出し
てサンプリング制御部６１に入力する。サンプリング制
御部６１はＳＩＲ検出部５６から入力するＳＩＲの大小
を判断し、ＳＩＲが大きければ受信状態が良好であるか
らオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィルタの動
作速度を低速にし、ＳＩＲが小さければ受信状態が不良
であるからオーバサンプル数を大きくしてマッチトフィ
ルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリング制御
部６１はＳＩＲに基づいて２段階又は数段階のオーバサ
ンプル数の制御を行うことができる。
【００２６】図９（ａ）はＳＩＲ検出装置の構成図であ
る。図中、５６ａは信号点位置変更部であり、図９
（ｂ）に示すようにＩ−ｊＱ複素平面における受信信号
点の位置ベクトルＲ（Ｉ成分はＲI、Ｑ成分はＲQ）を第
１象限に縮退するものである。具体的には、信号点位置
変更部５６ａは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分
（同相成分）ＲI及びＱ成分（直交成分）ＲQの絶対値を
とって該位置ベクトルをＩ−ｊＱ複素平面の第１象限信
号に変換する。５６ｂはＮシンボル分の受信信号点位置
ベクトルの平均値ｍを演算する平均値演算部、５６ｃは
平均値ｍのＩ，Ｑ軸成分を二乗して加算することにより
ｍ2（希望信号の電力Ｓ）を演算する希望波電力演算部
である。５６ｄは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分
ＲI、Ｑ成分ＲQを二乗して加算することにより、すなわ
ち次式 Ｐ＝ＲI 2＋ＲQ 2 を演算することにより、受信電力Ｐを計算する受信電力
算出部である。５６ｅは受信電力の平均値を演算する平
均値演算部、５６ｆは受信電力の平均値からｍ2（希望
波電力Ｓ）を減算して干渉波電力Ｉを出力する減算器、
５６ｇは希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式 ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
る。図中、５６ａは信号点位置変更部であり、図９
（ｂ）に示すようにＩ−ｊＱ複素平面における受信信号
点の位置ベクトルＲ（Ｉ成分はＲI、Ｑ成分はＲQ）を第
１象限に縮退するものである。具体的には、信号点位置
変更部５６ａは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分
（同相成分）ＲI及びＱ成分（直交成分）ＲQの絶対値を
とって該位置ベクトルをＩ−ｊＱ複素平面の第１象限信
号に変換する。５６ｂはＮシンボル分の受信信号点位置
ベクトルの平均値ｍを演算する平均値演算部、５６ｃは
平均値ｍのＩ，Ｑ軸成分を二乗して加算することにより
ｍ2（希望信号の電力Ｓ）を演算する希望波電力演算部
である。５６ｄは受信信号点の位置ベクトルＲのＩ成分
ＲI、Ｑ成分ＲQを二乗して加算することにより、すなわ
ち次式 Ｐ＝ＲI 2＋ＲQ 2 を演算することにより、受信電力Ｐを計算する受信電力
算出部である。５６ｅは受信電力の平均値を演算する平
均値演算部、５６ｆは受信電力の平均値からｍ2（希望
波電力Ｓ）を減算して干渉波電力Ｉを出力する減算器、
５６ｇは希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式 ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
【００２７】（ｅ）第５実施例 図１０は本発明の第５実施例の構成図であり、図１の第
１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実
施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し，替わって
ＢＥＲ測定部８０を設けている点、サンプリング制御部
６１が受信状態の良否をＢＥＲ（Bit Error Rate)によ
り決定し、ＢＥＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を切り替える点である。符号判定／誤
り訂正部５５ｂはデータに予め付加されている誤り検出
訂正用コード(Error Correction Code)を用いて誤り検
出訂正を行い、識別した符号を出力すると共に、誤り検
出時に誤り検出信号をＢＥＲ測定部８０に入力する。Ｂ
ＥＲ測定部８０は誤り検出信号を計数し一定時間毎の誤
り検出回数をＢＥＲとしてサンプリング制御部６１に入
力する。サンプリング制御部６１はＢＥＲとしきい値と
の大小を判断し、ＢＥＲが小さければ受信状態が良好で
あるからオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にし、ＢＥＲが大きければ受信状態
が良好でないからオーバサンプル数を大きくしてマッチ
トフィルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリン
グ制御部６１はＢＥＲに基づいて２段階又は数段階のオ
ーバサンプル数の制御を行うことができる。
１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実
施例と異なる点は、RSSI検出部６０を削除し，替わって
ＢＥＲ測定部８０を設けている点、サンプリング制御部
６１が受信状態の良否をＢＥＲ（Bit Error Rate)によ
り決定し、ＢＥＲ値に基づいてマッチトフィルタ５８の
オーバサンプル数を切り替える点である。符号判定／誤
り訂正部５５ｂはデータに予め付加されている誤り検出
訂正用コード(Error Correction Code)を用いて誤り検
出訂正を行い、識別した符号を出力すると共に、誤り検
出時に誤り検出信号をＢＥＲ測定部８０に入力する。Ｂ
ＥＲ測定部８０は誤り検出信号を計数し一定時間毎の誤
り検出回数をＢＥＲとしてサンプリング制御部６１に入
力する。サンプリング制御部６１はＢＥＲとしきい値と
の大小を判断し、ＢＥＲが小さければ受信状態が良好で
あるからオーバサンプル数を小さくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にし、ＢＥＲが大きければ受信状態
が良好でないからオーバサンプル数を大きくしてマッチ
トフィルタの動作速度を高速にする。なお、サンプリン
グ制御部６１はＢＥＲに基づいて２段階又は数段階のオ
ーバサンプル数の制御を行うことができる。
【００２８】図１１は第５実施例におけるオーバサンプ
ル数切替制御の説明図で、１は４倍オーバサンプリング
時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２は８倍オーバサンプ
リング時のBER-C/N比特性、３は１６倍オーバサンプリ
ング時のBER-C/N比特性である。サンプリング数の変更
判定しきい値をBER=1×10-5とすれば、図中の太線で示
すようにオーバサンプリング数が遷移する。すなわち、
C/N比＞15.6dBでは４オーバーサンプル動作、13dB＜C/N
比＜15.6dBでは８オーバーサンプル動作、C/N比＜13dB
では１６オーバーサンプル動作となる。以上では、ＥＣ
Ｃコードによる誤り検出によりＢＥＲを測定した場合で
あるが、同期ワードなどのユニークワードや既知のビッ
ト列を送信側においてあらかじめスロット挿入してお
き、受信側においてそのビット列を用いてフレーム単位
等の一定時間内の平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）を
測定し、その測定結果に応じてマッチトフィルタ５８の
オーバーサンプル数を制御することもできる。
ル数切替制御の説明図で、１は４倍オーバサンプリング
時（ｎ＝４）のBER-C/N比特性、２は８倍オーバサンプ
リング時のBER-C/N比特性、３は１６倍オーバサンプリ
ング時のBER-C/N比特性である。サンプリング数の変更
判定しきい値をBER=1×10-5とすれば、図中の太線で示
すようにオーバサンプリング数が遷移する。すなわち、
C/N比＞15.6dBでは４オーバーサンプル動作、13dB＜C/N
比＜15.6dBでは８オーバーサンプル動作、C/N比＜13dB
では１６オーバーサンプル動作となる。以上では、ＥＣ
Ｃコードによる誤り検出によりＢＥＲを測定した場合で
あるが、同期ワードなどのユニークワードや既知のビッ
ト列を送信側においてあらかじめスロット挿入してお
き、受信側においてそのビット列を用いてフレーム単位
等の一定時間内の平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）を
測定し、その測定結果に応じてマッチトフィルタ５８の
オーバーサンプル数を制御することもできる。
【００２９】（ｆ）第６実施例 図１２は本発明の第６実施例の構成図であり、複数段階
にわたってオーバサンプル数を制御する実施例であり、
第１〜第５実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。第６実施例は、チャネル推定が不可能な制御の初
期段階では受信電界強度(RSSI値)またはＡＧＣ制御電圧
値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数
の制御を行い、逆拡散が可能となる次の段階では、逆
拡散信号電力あるいはＳＩＲに基づいてマッチトフィル
タのオーバサンプル数の最適化制御を行い、ＢＥＲが
得られる最後の段階では、ＢＥＲ値に基づいてマッチト
フィルタのオーバーサンプル数を微調整する。
にわたってオーバサンプル数を制御する実施例であり、
第１〜第５実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。第６実施例は、チャネル推定が不可能な制御の初
期段階では受信電界強度(RSSI値)またはＡＧＣ制御電圧
値に基づいてマッチトフィルタ５８のオーバサンプル数
の制御を行い、逆拡散が可能となる次の段階では、逆
拡散信号電力あるいはＳＩＲに基づいてマッチトフィル
タのオーバサンプル数の最適化制御を行い、ＢＥＲが
得られる最後の段階では、ＢＥＲ値に基づいてマッチト
フィルタのオーバーサンプル数を微調整する。
【００３０】すなわち、チャネル推定が不可能な制御の
初期段階において、RSSI検出部６０あるいはＡＧＣ電圧
検出部６５は、受信電界強度RSSIあるいはＡＧＣ制御電
圧を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サン
プリング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィ
ルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。ついで、逆
拡散可能状態になれば、ＳＩＲ検出部５６あるいは逆拡
散信号電力検出部７０はＳＩＲあるいは逆拡散信号電力
を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サンプ
リング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィル
タ５８のオーバーサンプル数を制御する。しかる後、Ｂ
ＥＲが得られる状態になれば、ＢＥＲ測定部８０はＢＥ
Ｒを測定してサンプリング制御部６１に入力する。サン
プリング制御部６１は該ＢＥＲ値に基づいてマッチトフ
ィルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。
初期段階において、RSSI検出部６０あるいはＡＧＣ電圧
検出部６５は、受信電界強度RSSIあるいはＡＧＣ制御電
圧を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サン
プリング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィ
ルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。ついで、逆
拡散可能状態になれば、ＳＩＲ検出部５６あるいは逆拡
散信号電力検出部７０はＳＩＲあるいは逆拡散信号電力
を検出し、サンプリング制御部６１に入力する。サンプ
リング制御部６１は該検出値に基づいてマッチトフィル
タ５８のオーバーサンプル数を制御する。しかる後、Ｂ
ＥＲが得られる状態になれば、ＢＥＲ測定部８０はＢＥ
Ｒを測定してサンプリング制御部６１に入力する。サン
プリング制御部６１は該ＢＥＲ値に基づいてマッチトフ
ィルタ５８のオーバーサンプル数を制御する。
【００３１】以上より、制御の初期段階からマッチトフ
ィルタのオーバサンプル数を制御できるため高速のオー
バサンプル数制御ができ、しかも、オーバサンプル数の
最適化制御及びオーバサンプル数の収束時間の高速化が
可能になる。なお、以上では３段階でオーバサンプル数
を制御した場合であるが、３段階のいずれかを省略して
２段制御とするか、または各段階の検出をさらに分割し
数段階の制御を行うように構成することができる。又、
各段階のオーバーサンプル数制御において、制御ループ
収束の高速化および最適化のために、制御係数に重み付
けを行うことも可能である。以上、本発明を実施例によ
り説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の
主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを
排除するものではない。
ィルタのオーバサンプル数を制御できるため高速のオー
バサンプル数制御ができ、しかも、オーバサンプル数の
最適化制御及びオーバサンプル数の収束時間の高速化が
可能になる。なお、以上では３段階でオーバサンプル数
を制御した場合であるが、３段階のいずれかを省略して
２段制御とするか、または各段階の検出をさらに分割し
数段階の制御を行うように構成することができる。又、
各段階のオーバーサンプル数制御において、制御ループ
収束の高速化および最適化のために、制御係数に重み付
けを行うことも可能である。以上、本発明を実施例によ
り説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の
主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを
排除するものではない。
【００３２】
【発明の効果】以上本発明によれば、受信状態が良い場
合にはオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にし、受信状態が良好でない場合の
みマッチトフィルタの動作速度を高速にして逆拡散タイ
ミングの検出精度を向上するようにしたから、低消費電
力化が可能となり、しかも、受信状態が良好でない場合
であっても逆拡散タイミングの検出精度を向上すること
ができる。又、本発明によれば、受信状態を検出する受
信状態検出部として、受信電界強度を検出する受信電
界強度検出部、ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧ
Ｃ制御電圧検出部、逆拡散後の信号パワーを検出する
パワー検出部、逆拡散後のＳＩＲを検出するＳＩＲ検
出部、受信符号のビットエラーを検出するビットエラ
ー検出部を用いることができる。このため、本発明によ
れば、適宜の手段を用いて低消費電力化及び逆拡散タイ
ミングの検出精度の向上が可能になる。
合にはオーバーサンプル数を少なくしてマッチトフィル
タの動作速度を低速にし、受信状態が良好でない場合の
みマッチトフィルタの動作速度を高速にして逆拡散タイ
ミングの検出精度を向上するようにしたから、低消費電
力化が可能となり、しかも、受信状態が良好でない場合
であっても逆拡散タイミングの検出精度を向上すること
ができる。又、本発明によれば、受信状態を検出する受
信状態検出部として、受信電界強度を検出する受信電
界強度検出部、ＡＧＣ回路の制御電圧を検出するＡＧ
Ｃ制御電圧検出部、逆拡散後の信号パワーを検出する
パワー検出部、逆拡散後のＳＩＲを検出するＳＩＲ検
出部、受信符号のビットエラーを検出するビットエラ
ー検出部を用いることができる。このため、本発明によ
れば、適宜の手段を用いて低消費電力化及び逆拡散タイ
ミングの検出精度の向上が可能になる。
【００３３】又、本発明によれば、制御の初期段階では
受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に基づいてサンプリ
ング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電力またはＳＩ
Ｒに基づいて、あるいは、更にビットエラーレートに基
づいてサンプリング速度を制御するようにしたから、初
期起動時などチャネル推定が未だ行われていない段階か
らマッチトフィルタのサンプリング速度を制御すること
ができ、このため、サンプリング速度の最適化及び制御
の収束時間を短縮でき、また、消費電力を小さくでき
る。
受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に基づいてサンプリ
ング速度を制御し、ついで、逆拡散信号電力またはＳＩ
Ｒに基づいて、あるいは、更にビットエラーレートに基
づいてサンプリング速度を制御するようにしたから、初
期起動時などチャネル推定が未だ行われていない段階か
らマッチトフィルタのサンプリング速度を制御すること
ができ、このため、サンプリング速度の最適化及び制御
の収束時間を短縮でき、また、消費電力を小さくでき
る。
【図１】本発明の第１のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図２】無線部及びベースバンド部の構成図である。
【図３】サンプリング制御部の周辺回路構成例である。
【図４】オーバーサンプル数決定処理フローである。
【図５】本発明の第２のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図６】本発明の第３のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図７】電力算出構成図である。
【図８】本発明の第４のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図９】ＳＩＲ検出装置の構成及び動作説明図である。
【図１０】本発明の第５のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図１１】第５実施例によるオーバサンプル数の切替制
御説明図である。
御説明図である。
【図１２】本発明の第６のＣＤＭＡ受信機の構成図であ
る。
る。
【図１３】ＣＤＭＡ送信機の構造図である。
【図１４】移動局の受信装置の構成図である。
【図１５】マッチトフィルタの構成及び逆拡散タイミン
グ特定法の説明図である。
グ特定法の説明図である。
【図１６】オーバーサンプリング数と相関値出力の関係
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図１７】サンプリング数状態遷移説明図である。
５１・・アンテナ ５２・・無線部 ５３・・ベースバンド部 ５４・・相関器（逆拡散回路） ５５・・符号判定／誤り訂正部 ５６・・ＳＩＲ検出部 ５７・・拡散符号列発生器 ５８・・マッチトフィルタ ５９・・タイミング検出部 ６０・・RSSI検出部 ６１・・サンプリング制御部
Claims (8)
- 【請求項１】 所定の拡散符号列で拡散したデータを含
む信号を受信し、受信信号を所定サンプリング速度でサ
ンプリングして得られる拡散データ列と参照符号列との
相関値を演算し、相関値が最大となるタイミングを逆拡
散開始タイミングとするＣＤＭＡ受信機において、 受信状態を検出する受信状態検出部、 受信状態の良否に応じてサンプリング速度を決定するサ
ンプリング制御部、 受信信号を前記サンプリング速度でサンプリングしてな
る拡散データ列と参照符号列との相関値を演算する相関
器、 相関値が最大となるタイミングを求めるタイミング検出
部を備えたことを特徴とするＣＤＭＡ受信機。 - 【請求項２】 サンプリング制御部は、受信状態が良好
であればサンプリング速度が低くなるように制御するこ
とを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。 - 【請求項３】 前記受信状態検出部は受信電界強度を検
出する受信電界強度検出部を備え、サンプリング制御部
は強電界時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、弱
電界時にオーバサンプル数を大きくすることを特徴とす
る請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。 - 【請求項４】 前記受信状態検出部はＡＧＣ回路の制御
電圧を検出するＡＧＣ制御電圧検出部を備え、サンプリ
ング制御部はＡＧＣ制御電圧が小さい時に相関器のオー
バサンプル数を小さくし、大きい時にオーバサンプル数
を大きくすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ
受信機。 - 【請求項５】 前記受信状態検出部は逆拡散後の信号パ
ワーを検出するパワー検出部を備え、サンプリング制御
部は信号パワーが大きい時にオーバサンプル数を小さく
し、小さい時にオーバサンプル数を大きくすることを特
徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。 - 【請求項６】 前記受信状態検出部は逆拡散後のＳＩＲ
（信号干渉比）を検出するＳＩＲ検出部を備え、サンプ
リング制御部はＳＩＲが大きい時に相関器のオーバサン
プル数を小さくし、小さい時にオーバサンプル数を大き
くすることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信
機。 - 【請求項７】 前記受信状態検出部は受信符号のビット
エラーレートを検出するビットエラーレート検出部を備
え、サンプリング制御部はビットエラーレートが小さい
時に相関器のオーバサンプル数を小さくし、大きい時に
オーバサンプル数を大きくすることを特徴とする請求項
２記載のＣＤＭＡ受信機。 - 【請求項８】 前記サンプリング制御部は、制御の初期
段階では受信電界強度またはＡＧＣ制御電圧に応じてサ
ンプリング速度を制御し、ついで、逆拡散後の信号パワ
ーまたはＳＩＲに応じて、あるいは、更にビットエラー
レートに応じてサンプリング速度を制御することを特徴
とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25268798A JP3967472B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | Ｃｄｍａ受信機 |
| US09/348,938 US6507603B1 (en) | 1998-09-07 | 1999-07-07 | CDMA receiver |
| GB9917828A GB2342019B (en) | 1998-09-07 | 1999-07-29 | CDMA receivers |
| KR19990031769A KR100547551B1 (ko) | 1998-09-07 | 1999-08-03 | Ｃｄｍａ 수신기 |
| CNB991183843A CN1242583C (zh) | 1998-09-07 | 1999-09-03 | Cdma接收器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25268798A JP3967472B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | Ｃｄｍａ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000082975A true JP2000082975A (ja) | 2000-03-21 |
| JP3967472B2 JP3967472B2 (ja) | 2007-08-29 |
Family
ID=17240853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25268798A Expired - Lifetime JP3967472B2 (ja) | 1998-09-07 | 1998-09-07 | Ｃｄｍａ受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6507603B1 (ja) |
| JP (1) | JP3967472B2 (ja) |
| KR (1) | KR100547551B1 (ja) |
| CN (1) | CN1242583C (ja) |
| GB (1) | GB2342019B (ja) |
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