JP3845261B2 - 自動車用電気負荷駆動制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車に搭載された電気負荷を通電制御する例えば、パワーＦＥＴのような電力スイッチング素子を過大電流より保護する機能を有した自動車用電気負荷駆動制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車に搭載した電気負荷を駆動制御するパワーＭＯＳ−ＦＥＴを過電流より保護する回路として、例えば特開２０００−１９３６９２号公報に示す「過電流検出回路及び過電流検出・保護回路」がある。
【０００３】
図２１は従来回路の構成を示す回路図である。
この回路図に従って、本願発明に関連のある事柄に注目して従来技術を説明する。
負荷Ｌ及びパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡの直列回路に並列に接続された負荷Ｌ及びパワ−ＭＯＳ−ＦＥＴＱＡに等価の基準抵抗Ｒｒと基準ＭＯＳ−ＦＥＴＱＢとの直列回路が基準回路を構成する。基準電流の流れる基準ＭＯＳ−ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧と、過電流によって電流の大きさが変化するパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧との差に基づいて、パワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡに流れる過電流を検出している。
【０００４】
この様な過電流検出回路はＩＣ化され、基準ＭＯＳ−ＦＥＴＱＢとパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡは同一のプロセスにて同一のチップ上に作成され、共に複数のトランジスタで構成されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の過電流検出回路では、スイッチング素子であるパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡに対し、同じくスイッチング素子である基準パワ−ＭＯＳ−ＦＥＴＱＢを集積してＩＣ化過電流検出回路を製造するため、素子の構造が複雑になり、制御回路の構成が複雑になるという問題点があった。
【０００６】
また、図２１の回路図において負荷Ｌのグランド電位と基準抵抗Ｒｒのグランド電位に差が出ると、電流検出値に誤差が生じスイッチング素子を、過電流から保護できなくなるという問題点がある。
【０００７】
また、パワーＭＯＳ−ＦＥＴＱＡ，ＱＢのゲート制御回路（ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１，ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２、コンパレータＣＰ等で構成される。）と負荷ラインが端子Ｔ３を通して直接つながっているため、負荷ラインからのノイズにより制御回路が誤動作したり破壊される可能性がある。
【０００８】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、回路構成を簡易化し、しかも過大電流保護の点および外来ノイズの影響を排除し得る点からも安全性及び信頼性を向上させることができる自動車用電気負荷駆動制御装置を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置は図１の（ａ）の基本構成図に示すように、電源Ｂに対し負荷Ｌと共に直列接続され、前記負荷Ｌに対する電源供給をＯＮ／ＯＦＦ制御するパワーＭＯＳ−ＦＥＴに、このパワーＭＯＳ−ＦＥＴへの通電による発熱で電圧が低下する熱電素子Ｄを内蔵し、この電圧の低下量変化に基づいて前記パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御手段ＣＯＴを備え、前記電圧の安定化後、前記ゲート駆動信号を一定値にするものである。
この発明によれば、パワーＭＯＳ−ＦＥＴに内蔵された熱電素子の温度変化を電圧変化で検出することでパワーＭＯＳ−ＦＥＴに流れる電流による発熱を検出し、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号をＯＮ／ＯＦＦ制御して熱電素子における電圧の安定化後にゲート駆動信号を一定値にする。
【００１０】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の制御手段ＣＯＴは、前記電圧低下の時間変化率に基づいて前記負荷への突入電流を検出し、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号の遮断信号を出力する突入電流検出部ＤＴＩ１を備えたものである。
この発明によれば、負荷への電源投入初期に負荷に流れる定格電流の約１０倍の突入電流によるパワーＭＯＳ−ＦＥＴの急激な温度上昇に伴う急激な熱電素子の電圧低下を検出時に、ゲート駆動信号を遮断し熱電素子の電圧レベルが定常状態に上昇後にゲート駆動信号を出力する。
【００１１】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の制御手段ＣＯＴは、突入電流検出部ＤＴＩ１による突入電流検出回数が所定回数以上の場合に配線不良による過電流異常を判定し、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号の遮断信号を出力する異常電流検出部ＤＴＩ２を備えたものである。
この発明によれば、パワーＭＯＳ−ＦＥＴへのゲート駆動信号出力毎に急激な熱電素子の電圧低下を検出時には配線の短絡と判定してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号を遮断する。
【００１２】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の突入電流検出部ＤＴＩ１は、前記熱電素子Ｄの電圧の所定値低下後、負荷電流を所定値以下に抑えながら所定時間毎にゲート駆動信号を出力してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、このパワーＭＯＳ−ＦＥＴ内部の熱放散を行い前記電圧を一定に上昇させる。
この発明によれば熱電素子Ｄの電圧低下後に、負荷電流を所定値以下に抑えながらパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返してパワーＭＯＳ−ＦＥＴ内部の熱放散を行うことで熱電素子への熱集中を拡散し、電圧を一定に上昇させることで異常電流検出を解除してパワーＭＯＳ−ＦＥＴに一定のゲート駆動信号を出力する。
【００１３】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の突入電流検出部ＤＴ１は、前記電圧の所定値低下後、負荷電流を所定値以下に抑えながら所定時間毎にゲート駆動信号を出力してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返して負荷Ｌへの通電のＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、前記負荷Ｌの発熱を安定化させ抵抗値を定常化する。
この発明によれば突入電流検出後、負荷電流を所定値以下に抑えながらパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返して負荷Ｌへの通電のＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、前記負荷Ｌの発熱を安定化させ抵抗値を定常化することで、負荷の初期低抵抗による突入電流を阻止する。
【００１６】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の熱電素子Ｄは、周囲温度の上昇に伴い順方向電圧が低下する半導体によるダイオードである。
この発明によれば熱電素子をＰＮ接合からなるダイオードで構成することで、同一ペレット上にＭＯＳ−ＦＥＴと同一製造工程でダイオードを作成することができる。
【００１７】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の制御手段ＣＯＴは、複数の負荷ＬＭ１〜ＬＭ４をそれぞれ駆動する各負荷対応のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ１〜４を備え、これらパワーＭＯＳ−ＦＥＴ１〜４に対して時間差を置いてゲート駆動信号を出力する。
この発明によれば電源ラインの電流が平均化されるためバッテリの負担が低減すると共に、電線における損失も低減する。更に、電流変動による放射ノイズも低減する。
【００１８】
この発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の制御手段ＣＯＴは、パワーＭＯＳ−ＦＥＴに対してＰＷＭ信号に基づくゲート駆動信号を出力する。
この発明によれば電源電圧レベルに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御することで、電源電圧を負荷の電圧レベルに容易に調整することができると共に、突入電流検出後、間欠的にゲート駆動信号をＭＯＳ−ＦＥＴに出力する際にタイマ動作を不要としてＰＷＭ信号に基づいて出力することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態を、各添付図面を参照して説明する。図２は実施の形態１に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。本装置は図２に示すように、車両搭載のバッテリＢの＋Ｖ端子とグランド間に負荷と共に直列接続温度検知ダイオードＤ１０，Ｄ２０（直列ダイオードと略記する。）内蔵のパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱと、このパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱに制御信号を出力する共に、ＭＯＳ−ＦＥＴの発熱により順方向電圧が変わる直列ダイオードＤ１０，Ｄ２０の順方向電圧Ｖｆに基づいてパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱの過渡熱保護、過熱保護および過電流保護を行う制御回路ＣＯと、この制御回路ＣＯに対して負荷駆動用の信号を入力するスイッチＳＷとから構成されている。
【００２０】
本実施の形態におけるパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱの構成としては、図３に示すように、縦型ＤＭＯＳ構造ＭＯＳ−ＦＥＴを構成している。
そして、シリコン半導体基板ＳｉはＮ−、Ｎ＋と二層のｎ形半導体基板より構成され、ｎ形半導体基板Ｎ＋の裏面にはメタル配線が蒸着され、このメタル配線Ｍはドレイン電極Ｄが施されている。また、ｎ形半導体基板Ｎ−の表面には離隔してＰ−ウェル領域が形成され、且つ、双方のＰ−ウェル領域においては、それぞれＰ＋ウェルを挟んで２つのＮ＋ウェル領域が形成されている。
【００２１】
各Ｐ−ウェル領域においては個々のＮ＋ウェル領域にかかるゲート領域に絶縁膜ＩＳを介してゲート電極が多結晶シリコンＰＳにて形成されている。各Ｐ−ウェル領域に形成されたゲート電極はリードに接続されゲート端子Ｇに延設されている。
【００２２】
また、各Ｐ−ウェル領域においては絶縁膜が成膜されていないＮ＋，Ｐ＋，Ｎ＋ウェル領域と左右に形成されたゲート領域に成膜された絶縁膜ＩＳにメタル配線Ｍを施してソース電極を形成し、同じく２つのソース電極をリードで接続してソース端子Ｓに延設している。各Ｐ−ウェル領域における一方のゲート電極の間にはｎ形半導体基板Ｎ−上に絶縁膜ＩＳを介してＮ＋（カソード）とＰ＋（アノード）の多結晶シリコン膜で形成されてダイオードが作り込まれている。
【００２３】
ダイオードは１個または複数個を直列接続したものが用いられ、ＭＯＳ−ＦＥＴの内部で発生する熱に対して応答性がよくなるように熱抵抗および熱容量が小さく作られる。
更に、ダイオードはスイッチ素子を構成するゲート電極、ソース電極と電気的に絶縁されているためソース電極に接続される負荷ラインからの伝送ノイズが制御回路に伝わる危険性が少ない。
【００２４】
ＭＯＳ−ＦＥＴはＵ溝構造やＶ溝構造を持つものでよい。また、ダイオードはＮ−層中に拡散法で形成してもよい、更に、ＭＯＳ−ＦＥＴは図４に示すように通常動作時は線形領域で動作し、車両用ランプへの突入電流時や配線ショート異常時は飽和領域で動作するようになされる。従って、大電流が流れようとしてもＭＯＳ−ＦＥＴが飽和領域に移ることにより電流は設定した値に抑えられる。
【００２５】
このときドレイン−ソース間電圧が大きくなりＭＯＳ−ＦＥＴ内部の発熱が増すことで、内蔵されたダイオードに熱が伝わりＶｆ（順方向電圧）が低下する。この順方向電圧Ｖｆ低下量から異常発熱が検出される。飽和領域に移るためにはＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは以下の関係になればよい。
【００２６】
Ｖｄｓ＝Ｖｇｓ−Ｖｔ
Ｖｇｓ： ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート−ソース間電圧
Ｖｔ： ＭＯＳ−ＦＥＴの動作しきい値電圧
【００２７】
このような特性を持たせるためにはＶｇｓおよびＶｔを適当な値に制御すると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗が以下のようになるようにすれば良い。
【００２８】
Ｖｄｓ＝Ｒｄｓｏｎ×ＩＬｌｉｍ
Ｒｄｓｏｎ：ＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ抵抗
ＩＬlim：ＭＯＳ−ＦＥＴの負荷電流制限値
【００２９】
詳細にはＭＯＳ−ＦＥＴの特性式より、ＩＬlim＝０．５ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔ）２となるようにＭＯＳ−ＦＥＴの構造パラメータを合わせ込む必要がある。
尚、ｋは伝達係数である。
【００３０】
上記関係式よりＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲート電圧ＶＧ、ソース電圧ＶＳを出力制御制する御回路ＣＯは、ＭＯＳ−ＦＥＴＱに内蔵のダイオードＤ１０，Ｄ２０に定電流を流す定電流回路Ｉ、ダイオードＤ１０，Ｄ２０に定電流回路Ｉより順方向電流を流した状態でダイオードＤ１０，Ｄ２０の順方向電圧Ｖｆを検出するバッファアンプから構成されるＶｆ検出回路ＤＴ３、Ｖｆ検出回路ＤＴ３で検出された順方向電圧Ｖｆの絶対値が、図１０に示すように設定された過熱遮断しきい値より低下時に過熱異常を検出し過熱異常遮断信号をゲート制御回路ＧＣに出力する過熱検出回路ＤＴ１、順方向電圧Ｖｆの時間変化が図８に示すように過渡熱遮断しきい値を超えたとき過度遮断信号をゲート制御回路ＧＣに出力する過渡熱検出回路ＤＴ２、ゲート制御回路ＧＣより出力されるゲート駆動信号の電位をＭＯＳ−ＦＥＴのドレインに印加されるバッテリ電圧より高いレベルに昇圧して適切なＶｇｓが得られるようにしてＭＯＳ−ＦＥＴのゲート−ソース間に出力するレベルシフト回路ＬＳより構成されている。
【００３１】
尚、図示していないが、制御回路ＣＯは過渡熱遮断検出回路ＤＴ２より出力される過渡熱遮断信号を計数し、図９に示すようにその計数値より異常電流遮断信号を出力する機能を備える。
【００３２】
過熱検出回路の構成としては図６に示すように演算増幅器より構成されるシステリシス機能付のコンパレータＣＭＰの反転入力端子（−）に抵抗Ｒ２１を介してダイオードの順方向電圧の絶対値（Ｖｆ絶対値）を印加し、非反転入力端子（＋）に抵抗Ｒ２２を介して基準電圧（ＭＯＳ−ＦＥＴの過熱異常を判断する電圧）ＶｒｆをバッテリＢ２より印加し、更に、反転入力端子と出力端子間には抵抗Ｒ２３が接続されている。従って、この回路によればＶｆ絶対値が基準電圧Ｖｒｆより低下すればコンパレータＣＯＰの出力はＨレベルとなって過熱遮断信号が出力される。
【００３３】
そして、Ｖｆ絶対値が再び上昇すればコンパレータＣＯＰの出力である過熱遮断信号は、Ｌレベルに反転する。しかし、Ｖｆ検出回路ＤＴ３の出力にノイズ成分が混入し、Ｖｆ絶対値が基準電圧Ｖｒｆを超えて過熱遮断信号がＬレベルに反転するのを防止する意味でこのコンパレータはシステリシス特性を有している。
【００３４】
即ち、コンパレータＣＭＰの出力がＨレベルとなると、この出力は抵抗Ｒ２３を通して帰還されるため、基準電圧は抵抗Ｒ２２，２３による電圧降下分上昇する。この結果、Ｖｆ絶対値が上昇した基準電圧レベル（システリシス分）を超えて初めて過熱遮断信号がＬレベルに反転して過熱遮断信号をＯＦＦする。
【００３５】
過渡熱検出回路ＤＴ２は図５に示される回路構成となる。そしてこの回路はＶｆ信号の時間変化が設定値を超えたら過渡熱遮断信号を出力する。
【００３６】
この回路の動作としては、入力されるダイオードＶｆ信号は時間とともにアナログ的に変化する信号であり、この信号は抵抗Ｒ２とコンデンサＣで形成されるフィルタ回路で過去分として記憶される。演算増幅器ＡＭＰの非反転入力端子＋にはＶｆの現在値が入力され、反転入力端子−にはフィルタに記憶された過去分が入力される。従って、演算増幅器ＡＭＰより現在分と過去分のＶｆとの差が抵抗Ｒ１〜Ｒ５の組み合わせで決まる増幅率で増幅されて出力される。
【００３７】
演算増幅器ＡＭＰの増幅出力はコンパレータＣＭＰの反転入力端子−に入力される。Ｖｆの過去分は抵抗Ｒ３とＲ５との抵抗比で決められた分だけレベルが下げられてコンパレータＣＭＰの非反転入力端子＋に入力される。この結果、コンパレータＣＭＰは増幅出力が設定されたレベル（Ｖｆの過去分の抵抗Ｒ３とＲ５との抵抗比による分圧値）を超えるとＨレベルの過渡熱遮断信号を出力する
【００３８】
次にレベルシフト回路の構成としては、先ず、バッテリの＋電源ラインに＋電源端子みてダイオードＤ１，Ｄ２が２つ順方向に直列に挿入されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点にはコンデンサＣ１１の一端が接続され、このコンデンサＣ１１の他端にはオシレータＯＳの発振信号を入力するインバータＩＮＶが接続されている。
【００３９】
また、＋電源ラインにおいて直列接続されたダイオードＤ２のカソード側とグランド側にはコンデンサＣ１２が接続される。これら回路素子により昇圧が構成される。コンデンサＣ１２には、コンデンサＣ１１に一端チャージされた電荷がコンデンサＣ１２に充電されることでバッテリ電圧以上のコンデンサ電圧となる。尚、各コンデンサＣ１１，Ｃ１２に充電された電荷はダイオードＤ１，Ｄ２より電源端子に逆流することはない。
【００４０】
昇圧回路の出力側の電源ラインとグランド間にトランジスタ（ＮＰＮ）Ｑ１のコレクタとエミッタが接続され、ベースには抵抗Ｒ１６を通してインバータＩＮＶ２の出力が接続され、このインバータＩＮＶの入力端子にはゲート駆動信号が入力される。
【００４１】
トランジスタＱ１のコレクタにはトランジスタ（ＮＰＮＰ）Ｑ２，（ＰＮＰ）Ｑ３のベースが接続され、各トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは＋電源ラインに、トランジスタＱ３のコレクタはグランドラインに接続されている。
【００４２】
抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続点には抵抗Ｒ１３を通してトランジスタ（ＰＮＰ）Ｑ４のエミッタに接続され、且つ、ＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲートに接続される。トランジスタＱ４のコレクタはバッテリＢ１を通してＭＯＳ−ＦＥＴＱのソースに接続される。
トランジスタＱ４のベースには抵抗Ｒ１４を通してトランジスタＱ５のコレクタが接続され、トランジスタＱ５のエミッタはグランド側に接続され、ベースは抵抗Ｒ１１を通してゲート駆動信号入力用のインバータＩＮＶ２の入力端子に接続される。
【００４３】
このレベルシフト回路ＬＳの動作としては、通常昇圧回路ではオシレータＯＳの発信に伴いバッテリよりダイオードＤ１を通して間欠的にコンデンサに電荷を充電し、更にこの電荷をコンデンサＣ１２に充電してバッテリ電圧より高い充電電圧を用意する。次にこの状態でＨレベルのゲート駆動信号がインバータＩＮＶ２に印加されたならば、インバータＩＮＶ２の出力はＬレベルとなるためトランジスタＱ１はＯＦＦとなる。この結果、トランジスタＱ２のベースにはコンデンサＣ１２のプラス電圧がかかりＯＮ状態となる。
【００４４】
この時、トランジスタＱ５，Ｑ４はＨレベルのゲート駆動信号によりＯＮ状態となっているためトランジスタＱ２，抵抗Ｒ１１、Ｒ１３、トランジスタＱ４を通してコンデンサ１２に充電された電荷がゲート電圧ＶＧとしてＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲートに印加される。また、ソースにはコンデンサＣ１２の充電電荷にバッテリＢ１の電圧ＶＳが重畳された電圧が印加されるため、ＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲート、ソース間にはＯＮさせるのに十分な電圧が印加される。
【００４５】
ここで、ゲート駆動電圧がＬレベルとなると、ゲート駆動電圧はインバータＩＮＶ２によりＨレベルに反転され、トランジスタＱ１がＯＮするためトランジスタＱ３のベースはグランドレベルとなりＯＮ状態となる。この結果、レベルシフト回路ＬＳのゲート電圧端子は、トランジスタＱ３を通してグランドレベルとなることで、ゲート電圧ＶＧもグランドレベルとなりＭＯＳ−ＦＥＴＱはＯＦＦ状態となる。
【００４６】
次に本実施の形態に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の動作について説明する。
（１） 通常動作
負荷起動用のスイッチＳＷをＯＮするとゲート制御回路ＧＣはゲート駆動信号を図７にその詳細な構成を示したレベルシフト回路ＬＳに出力する。レベルシフト回路ＬＳはゲート駆動信号を入力すると、その電圧レベルをバッテリ電圧よりも高くして確実にＭＯＳ−ＦＥＴＱをＯＮできるゲート電圧ＶＧとソース電圧ＶＳをＭＯＳ−ＦＥＴＱに出力する。この結果、ＭＯＳ−ＦＥＴＱは確実にＯＮし、負荷にバッテリＢより電流を流し駆動する。
このように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱにレベルシフトＬＳを通してゲート、ソース間電圧を印加するため、専用の電源を使用せずにＭＯＳ−ＦＥＴＱの駆動電源電圧を確保できる。
【００４７】
（２） 保護動作
１．突入電流制限動作
ランプやモータといった電気負荷は最初の立ち上がりで定常電流の１０倍程度の突入電流が流れる。この突入電流でＭＯＳ−ＦＥＴが破壊しないようにするため、ＭＯＳ−ＦＥＴの電流容量を大きくしたり電線の径を大きくしたりしていた。
【００４８】
しかし、本発明によればＭＯＳ−ＦＥＴの電流容量や電線の径を最適化し小さくすることでも突入電流を小さくすることができる。
図８に突入電流制限動作を示す。
スイッチＳＷの入力によりゲート駆動信号が出力されるとＭＯＳ−ＦＥＴＱがオンし、負荷電流が突入電流として流れるようとする。しかし、ＭＯＳ−ＦＥＴＱは図４に示すように飽和領域に移行し、負荷電流は図８に示すように予め設定された電流制限値に制限される。
【００４９】
このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴＱに内蔵されたダイオードＤ１０，Ｄ２０は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱの発熱に応答して順方向電圧Ｖｆは急激に低下する。Ｖｆ検出回路より順方向電圧Ｖｆを入力している過渡検出回路ＤＴ１は、順方向電圧Ｖｆの低下量が過渡熱遮断しきい値に達すると過渡熱遮断信号がゲート制御回路ＧＣに出力し、ゲート駆動信号を遮断する。尚、過渡熱遮断しきい値はＭＯＳ−ＦＥＴおよび負荷回路の配線が感熱破壊する十分手前の発熱量に設定される。
【００５０】
以上のようにゲート駆動信号を遮断するとＭＯＳ−ＦＥＴＱはオフしてソース電流（負荷電流）は遮断される。負荷電流の遮断により、ＭＯＳ−ＦＥＴＱの発熱は止まりＭＯＳ−ＦＥＴを形成するチップの表面の熱も放散して行くため、ダイオードの順方向電圧Ｖｆは上がって行き次にゲート駆動信号の出力までにはほぼ初期値まで回復する。設定されたタイマ時間ｔｄの後に再びゲート駆動信号が出力されると同様な電流制限動作を繰り返す。
【００５１】
突入電流制限動作を何度か繰り返すと負荷Ｌの状態は徐々に定常状態に近づき順方向電圧Ｖｆの急激な低下は解消される。この結果、過渡熱遮断信号はＯＦＦとなって電流制限動作は止まり、通常動作となりゲート駆動信号は連続的に出力される。過渡熱遮断しきい値は、突入電流制限動作がＭＯＳ−ＦＥＴＱの定格温度の範囲で行われるよう小さな値に設定される。
【００５２】
電球を繰り返し点滅させるときなど、フィラメントが既に暖まった状態で再点灯した場合は、最初から電流値が低く突入電流が流れることはないので電流制限動作はかからず即座に点灯する。このように、本電流制限動作は発熱量を用いたクローズドループ制御によるスロースタート動作なので、負荷の温度や電源、電圧変動、負荷のばらつき等に影響されることなく安定して負荷を駆動させることができ、なおかつ電流制限およびロースタートにより負荷の長寿命化も計れる。
【００５３】
過渡熱遮断しきい値は、突入電流の流れる時間だけ定常時と異なる値に設定してもよい。また、突入期間はゲート−ソース電圧Ｖｇｓを制御して電流制限値を定常時と異なる値に設定してもよい。更に、負荷の種類によっては突入期間中、上記のように負荷電流をオンオフ動作をさせないようにして、負荷の立ち上がりを早めるようにしてもよい。
【００５４】
２．ショート保護動作
次に負荷回路のショートによる異常電流が流れたときの動作例を示す。動作中にＭＯＳ−ＦＥＴと負荷との間の配線がシャーシグランドにショートしたときや負荷の両端がショート故障を起こしたとき、図９に示すように大きな負荷電流が異常電流として流れようとするが、過大負荷電は前述の電流制限動作が働き設定された電流制限値に抑えられる。
【００５５】
ショート時は突入時よりもさらに負荷抵抗が低い状態になるのでＭＯＳ−ＦＥＴは突入時よりも深い飽和状態になる。そのため、発熱による温度上昇速度も急激になり、突入時よりもさらに短時間で電流は遮断される。
【００５６】
タイマ時間ｔｄの後再びゲート駆動信号によりＭＯＳ−ＦＥＴＱはオンされるが、ショート状態が続いていると順方向電圧Ｖｆは過渡熱遮断しきい値を超えることを繰り返し過渡熱遮断信号を出力される。過渡熱遮断信号が過渡熱検出回路ＤＴ２で設定回数連続してカウントされるとショートによる異常電流と判断し、以降はスイッチＳＷがオンされていてもゲート駆動信号を遮断して負荷電流を遮断したままの状態が保たれる。遮断状態の解除はスイッチのオン、電源のオフ、リセットスイッチ操作等により行われる。
【００５７】
ショート遮断を判定するためのカウント数は通常の突入電流制限動作で起こる過渡熱遮断信号の発生回数よりも十分長く設定される。その結果、特に突入時の過渡熱遮断動作とショート時の過渡熱遮断動作とを区別するために過渡熱遮断信号のカウントを一定時間禁止する複雑な処理をしなくても、安定してショート異常遮断動作を行わせることができる。
【００５８】
（３） 過熱保護動作
ＭＯＳ−ＦＥＴが異常過熱したときの保護動作タイミングを図１０に示す。
負荷の異常により負荷電流が電流制限値にかからない範囲で異常に増加したとき、ＭＯＳ−ＦＥＴの温度は徐々に上昇する。この温度上昇により、順方向電圧Ｖｆの絶対値が過熱遮断しきい値を低下すると、過熱検出回路ＤＴ１は過熱異常遮断信号をゲート制御回路ＧＣに出力してゲート駆動信号を停止する。過熱遮断しきい値はＭＯＳ−ＦＥＴが過電流により熱破壊を起こさない温度に設定される。
【００５９】
過熱遮断状態からの復帰は電源再投入によるゲート制御回路ＧＣのゲート駆動信号停止状態の維持解除や、順方向電圧Ｖｆの絶対値が過熱遮断しきい値を上昇し始めて過熱検出回路ＤＴ１を構成するコンパレータＣＭＰの出力である過熱異常遮断信号がＬに反転し、ゲート駆動信号が出力されることで自動復帰する。
尚、コンパレータＣＭＰは入力にシステリシス特性を有しているため、順方向電圧Ｖｆがノイズ等により過熱遮断しきい値を多少超えてもゲート駆動信号が出されることはない。
【００６０】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、負荷をソースとグランド間に配置したが、図１１に示すように、負荷をヒューズＦを通して＋電源ラインとドレイン間に配置してもよい。この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートにはグランドレベルに対して十分に高い電圧を加えればよいので、レベルシフト回路ＬＳはチャージポンプ等の昇圧回路は不要となる。ただし、このような場合、配線ショートに対する保護機能はなくなるので、ヒューズ等の保護機能が必要となる。
【００６１】
実施の形態３．
上記実施の形態は負荷に一定電流を連続的に流して駆動したが、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに所定デューティ比のＰＷＭ信号を入力し高速スイッチング動作を行い、負荷である自動車用ランプを点灯制御する装置に本発明を適用することもできる。
【００６２】
図１２は本実施の形態２に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成図である。図中、図２と同一符号は同一又は相当部分を示す。図においてＣＯＡは本実施の形態に係る制御回路である。この制御回路ＣＯＡは実施の形態１に係る制御回路の構成に加えて負荷である自動車用ランプ駆動用のスイッチＳＷをオンするとランプ点灯信号を出力する入力処理回路ＩＮと、ランプ点灯信号を入力するとＭＯＳ−ＦＥＴを高速スイッチング動作させるためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路ＰＷＭＳと、ＰＷＭ信号に基づいてパルス化されたＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲート駆動信号を出力すると共に、外部からの遮断信号入力時にゲート駆動信号を遮断するゲート遮断回路ＧＣと、ゲート駆動信号の電圧レベルを電源電圧レベル以上にシフトするレベルシフト回路ＬＳ、過渡熱遮断信号をカウントし、過渡熱遮断状態が所定回数連続したときに電流異常遮断信号を出力する電流異常検出回路ＤＴ４、他に実施の形態１で説明した過熱検出回路ＤＴ１、過渡熱検出回路ＤＴ２、そして各検出回路ＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ４より出力された遮断信号をパワーオンリセットまたは外部からのリセット命令によりリセットするリセット回路ＲＥより構成される。
【００６３】
尚、ＰＷＭ信号発生回路ＰＷＭＳは、オシレータ等からなり、ランプの実行電力が定格に等しくなるようなデューティー比のＰＷＭパルスを出力する。例えば、バッテリ２個直列（２４Ｖ）ならばデューティー比２５％、３個直列（３６Ｖ）ならばデューティー比１１％程度に設定される。
【００６４】
過渡熱遮断回路としては図１３にその構成を示す回路がある。
この過渡熱遮断回路は、ダイオード努Ｖｆ信号の時間変化が設定値を超えたら過渡熱遮断信号を出力し、外部からリセット命令が入力されるまで過渡熱遮断信号を保持する回路である。
ダイオードＶｆ信号は時間と共に変化するアナログ信号であり、この信号は抵抗Ｒ４１とＲ４２の抵抗比により分圧された後に、抵抗Ｒ４３とコンデンサＣ４０で形成されるフィルタ回路でダイオードＶｆ信号の過去分が記憶される。コンパレータＣＭＰの反転入力端子−にはダイオードＶｆ信号の現在分が入力され、非反転入力端子＋にはフィルタに記憶されたダイオードＶｆ信号が入力されるため、ダイオードＶｆ信号の現在分がダイオードＶｆ信号の過去分を超えると、コンパレータＣＭＰからＨレベルの出力信号がＤ型フリップフロップＤＦＦに入力される。この結果、Ｄ型フリップフロップＤＦＦのＱ端子からはＨレベルの過渡熱遮断信号がゲート遮断回路ＧＣに出されてゲート駆動信号がランプに出力され点灯制御する。
【００６５】
次に、過渡熱遮断回路は、ＰＷＭ信号によるゲート駆動信号をＭＯＳ−ＦＥＴに入力する毎にＶｆ検出回路Ｖｆにて順方向電圧Ｖｆの時間変化率を調べ、その時間変化率が大きく、順方向電圧Ｖｆが過渡熱遮断しきい値より低下したならばコンパレータＣＭＰよりＨレベル信号をＤ型フリップフロップＤＦＦに入力する。Ｄ型フリップフロップＤＦＦは、Ｄ端子に印加されたグランドレベルであるＬレベルの過渡熱遮断信号をＱ端子からゲート遮断回路ＧＣに出力する。
【００６６】
このような動作を、図１５に示すようにＰＷＭ信号入力に同期したゲート駆動信号がＭＯＳ−ＦＥＴに入力される毎に行われ、順方向電圧Ｖｆの時間変化率が過渡熱遮断しきい値を上回るまでＰＷＭ信号に同期して過渡熱遮断信号が出力される。過渡熱遮断しきい値を上回ると過渡熱遮断信号はＯＦＦとなり、ＰＷＭ信号に同期してゲート駆動信号がＭＯＳ−ＦＥＴＱに入力されることで安定したランプ点灯となる。
【００６７】
過渡熱遮断信号のＯＦＦ制御は、ＡＮＤゲートＡＮ１にパワーオンンリセット信号の入力期間に、ＰＷＭ信号をＡＮＤゲートＡＮ１に入力するとＡＮＤゲートＡＮ１はＰＷＭ信号に同期してＤ型フリップフロップＤＦＦのプリセット端子にＬレベル信号が入力され、Ｑ端子に現れた過渡熱遮断信号はＬレベルとなり過渡熱遮断信号は解除される。
【００６８】
また回路構成は図示しないが、電流異常検出回路ＤＴ４の動作としては図１６のタイミングチャートに示すように、過渡熱検出回路ＤＴ２より出力される過渡熱遮断信号をカウントし、このカウント値が所定数に至った時にＨレベル信号として図示しないＤ型フリップフロップＤＦＦに入力する。この結果、Ｑ端子からはＤ端子に印加されたグランドレベルであるＬレベルの電流異常遮断信号がゲート遮断回路ＧＣＡに出される。
【００６９】
電流異常遮断信号のＯＦＦ制御はＡＮＤゲートＡＮ１よりパワーオンンリセット信号の入力期間に電流異常遮断解除信号を、リセット回路ＲＥよりＤ型フリップフロップＤＦＦのプリセット端子に入力することで行われる。
【００７０】
過熱遮断回路の動作としては、図１４に示すようにコンパーレタＣＭＰの反転入力端子（−）に抵抗Ｒ２１を通して印加された順方向電圧Ｖｆが、図１７に示すように非反転入力端子（＋）に抵抗Ｒ２２を介して印加された過熱遮断しきい値Ｂ２を下回った時に、コンパーレタＣＭＰよりＨレベル信号がＤ型フリップフロップＤＦＦに入力され、Ｑ端子からはＤ端子に印加されたグランドレベルであるＬレベルの過熱異常遮断信号がゲート遮断回路ＧＣに出される。
【００７１】
過熱異常遮断信号のＯＦＦ制御は、ＡＮＤゲートＡＮ１にパワーオンリセット信号を入力期間に、リセット回路ＲＥよりＡＮＤゲートＡＮ１に過熱遮断解除信号を入力すると、ＡＮＤゲートＡＮ１Ｄ型フリップフロップＤＦＦのプリセット端子にＬレベル信号が入力されＱ端子における過熱異常遮断信号はＨレベルにリセットされる。
【００７２】
本実施の形態においても実施の形態１と同様に突入電流制限動作、ショート保護動作、加熱保護動作を実施するが、ショート保護動作および加熱保護動作に関しては実施の形態１と同様であるため、突入電流制限動作について説明する。
【００７３】
図１５に突入電流制限動作のタイミングを示す。
スイッチＳＷのＯＮに伴い入力処理回路ＩＮよりＰＷＭ信号発生回路ＰＷＭＳにランプ点灯信号が入力されると、ＰＷＭ信号発生回路ＰＷＭＳよりゲート遮断回路ＧＣにＰＷＭ信号が入力される。
【００７４】
ゲート遮断回路ＧＣはＰＷＭ変調されたゲート駆動信号をレベルシフト回路を通してＭＯＳ−ＦＥＴＱのゲートに入力する。すると、ＭＯＳ−ＦＥＴＱは高速スイッチング動作することでランプＬＭに電源電圧が加わり電流が流れる。当初、ランプＬＭのフィラメントは冷えていて低抵抗状態なため、突入電流が流れようとする。しかし、図４に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴＱは飽和領域に移行し、図１５に示すように電流は予め設定された値に制限される。
【００７５】
しかし、通電によるＭＯＳ−ＦＥＴＱの発熱に応答して内蔵されたダイオードＤ１０，Ｄ２０の順方向電圧Ｖｆは急激に低下する。順方向電圧Ｖｆが過渡熱遮断しきい値を低下すると過渡熱検出回路ＤＴ２より過渡熱遮断信号が出力されてゲート駆動信号は遮断される。過渡熱遮断しきい値はランプＬＭのフィラメントが切れる発熱量よりも十分手前の発熱量に設定される。
【００７６】
ゲート駆動信号は遮断によりＭＯＳ−ＦＥＴＱはＯＦＦしランプＬＭへの負荷電流が遮断されることでＭＯＳ−ＦＥＴの発熱が止まり、チップ表面の熱も放散して行くので、ダイオードＤ１０，Ｄ２０の順方向電圧Ｖｆは上昇して行き次のＰＷＭ信号までには初期値に回復する。
【００７７】
次のＰＷＭ信号でも同様な電流制限動作を繰り返すが、フィラメントの温度が徐々に上昇して行くため、フィラメントの抵抗値は定常値に近づいていく。そのため、突入電流はＰＷＭ信号が入力される毎にその値が低下して行き、発熱による順方向電圧の低下量が過渡熱遮断しきい値を下回ったところで、過渡熱遮断信号による電流制限動作が停止し、ＰＷＭ信号による定常のデューティ比でＭＯＳ−ＦＥＴをＯＮ−ＯＦＦ動作させてランプＬＭを点灯制御する。
【００７８】
実施の形態４．
実施の形態３では、ランプをソースとグランド間に配置したが、図１８に示すように、ランプＬＭはヒューズＦを通して＋電源ラインとドレイン間に配置してもよい。この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートにはグランドレベルに対して十分に高い電圧を加えればよいので、レベルシフト回路ＬＳはチャージポンプ等の昇圧回路は不要となる。ただし、このような場合、配線ショートに対する保護機能はなくなるので、ヒューズ等の保護機能が必要となる。
【００７９】
実施の形態４．
上記実施の形態１，３ではドレイン電流を飽和領域に持って行き各種制御動作を行ったが、図４に示すように線形領域において制御動作を行うことも可能である。即ち、線形領域動作のままでも、電流が増加するとＭＯＳ−ＦＥＴの発熱が増えるので順方向電圧Ｖｆ低下量は大きくなり、所定のしきい値で遮断をかけるとことにより異常発熱を抑えることができる。しかし、この場合、電流制限機能はなくなるので、負荷あるいはランプの寿命を延ばす効果が減少する。
【００８０】
実施の形態５．
実施の形態３では単一のランプをＭＯＳ−ＦＥＴＱにて点灯制御する例を示したが、図１９に示すように複数のランプＬＭ１〜ＬＭ４を僅かに時間差をおいて制御回路ＣＯで同時点灯制御することも可能である。図１９に示す回路の構成としては図１２にその構成を示す制御回路を各ランプ毎に設けてもよく、あるいは単一のＰＷＭ信号に基づくゲート駆動信号を図示しない遅延回路を通して僅かに時間をずらしながら各ゲート出力チャネルｃｈ１〜ｃｈ４よりＭＯＳ−ＦＥＴＱ１〜Ｑ１４のゲートに入力するようにしてもよい。
【００８１】
図２０のタイミングチャートに示されるようにスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の全てがＯＮされると、各ゲート出力ｃｈ１〜ｃｈ４は僅かに時間差をおいてＰＷＭ変調されたゲート駆動信号が各ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１〜Ｑ４に入力されて高速ＯＮ／ＯＦＦ動作を開始し、各ランプＬＭ１〜ＬＭ４は点灯を開始する。
このように複数のランプを点灯制御する場合、各ゲート駆動信号を重ならないように時間差をおいて出力することで、電源ラインの電流が平均化されるためバッテリの負担が低減すると共に、電線における損失も低減する。更に、電流変動による放射ノイズも低減する効果がある。
【００８２】
【発明の効果】
この発明によれば、パワーＭＯＳ−ＦＥＴに内蔵された熱電素子の温度変化を電圧変化で検出することでパワーＭＯＳ−ＦＥＴに流れる電流による発熱を検出し、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号をＯＮ／ＯＦＦ制御して熱電素子の電圧の安定化後にゲート駆動信号を一定値にすることで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの過電流よる破壊を簡易な構成で阻止できるという効果がある。
【００８３】
この発明によれば、負荷への電源投入初期に負荷に流れる定格電流の数１０倍の突入電流にパワーＭＯＳ−ＦＥＴの急激な温度上昇に伴う急激な熱電素子の電圧低下を検出時に、ゲート駆動信号を遮断し熱電素子の電圧レベルが定常状態に上昇後にゲート駆動信号を出力することで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴを始動時に発生する過大な突入電流よる破壊から簡易な構成で阻止できるという効果がある。
【００８４】
この発明によれば、パワーＭＯＳ−ＦＥＴへのゲート駆動信号出力毎に急激な熱電素子の電圧低下を検出時には配線の短絡と判定してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号の遮断することで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴを配線のショート時に発生する過電流よる破壊から簡易な構成で阻止できるという効果がある。
【００８５】
この発明によれば熱電素子Ｄの電圧低下後に、負荷電流を一定値以下に抑えながらパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返してパワーＭＯＳ−ＦＥＴ内部の熱放散を行うことで熱電素子への熱集中を拡散し、電圧を一定に上昇させることで異常電流検出を解除してパワーＭＯＳ−ＦＥＴに一定のゲート駆動信号を出力することで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの動作復旧を即座に、しかも円滑に行うことができるという効果がある。
【００８６】
この発明によれば突入電流検出後、負荷電流を一定値以下に抑えながらパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返して負荷Ｌへの通電のＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、前記負荷Ｌの発熱を安定化させ抵抗値を定常化することで、負荷の初期低抵抗による突入電流を阻止することができると共に、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの動作復旧を即座に、しかも円滑に行うことができるという効果がある。
【００８９】
この発明によれば熱電素子をＰＮ接合からなるダイオードで構成することで、同一ペレット上にＭＯＳ−ＦＥＴと同一製造工程でダイオードを作成することで、過電流によるＭＯＳ−ＦＥＴの過熱を効果的に検出できるという効果がある。
【００９０】
この発明によれば、複数の負荷ＬＭ１〜ＬＭ４をそれぞれ駆動する各負荷対応のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ１〜４を備え、これらパワーＭＯＳ−ＦＥＴ１〜４に対して時間差を置いてゲート駆動信号を出力することで、電源ラインの電流が平均化されるためバッテリの負担が低減すると共に、電線における損失も低減する。更に、電流変動による放射ノイズも低減するという効果がある。
【００９１】
この発明によれば電源電圧レベルに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御することで、電源電圧を負荷の電圧レベルに容易に調整することができると共に、突入電流検出後、間欠的にゲート駆動信号をＭＯＳ−ＦＥＴに出力する際にタイマ動作を不要としてＰＷＭ信号に基づいて出力することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はこの発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の基本構成を示す図である。
【図２】図２はこの発明の実施の形態１に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。
【図３】図３は本発明に係る自動車用電気負荷駆動制御装置に用いる温度検知ダイオード内蔵のＭＯＳ−ＦＥＴの断面構造である。
【図４】図４は図３に示すＭＯＳ−ＦＥＴのＶｄｓ−ＩＤ特性を示す図である。
【図５】図５は図２に示す過渡熱検出回路の構成図である。
【図６】図６は図２に示す過熱検出回路の構成図である。
【図７】図７は図２に示すレベルシフト回路の構成図である。
【図８】図８は実施の形態１における突入電流制限時におけるＶｆ変化量による制御タイミング波形図である。
【図９】図９は実施の形態１におけるショート保護時におけるＶｆ変化量による制御タイミング波形図である。
【図１０】図１０は実施の形態１におけるＶｆ絶対値によるＭＯＳ−ＦＥＴ過熱保護タイミング波形図である。
【図１１】図１１は本発明の実施の形態２に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。
【図１２】図１２は本発明の実施の形態２に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。
【図１３】図１３は図１２に示す過渡熱検出回路の構成を示す図である。
【図１４】図１４は図１２に示す過熱検出回路の構成を示す図である。
【図１５】図１５は実施の形態２における突入電流制限時におけるＶｆ変化量による制御タイミング波形図である。
【図１６】図１６は実施の形態２におけるショート保護時におけるＶｆ変化量による制御タイミング波形図である。
【図１７】図１７は実施の形態２におけるＶｆ絶対値によるＭＯＳ−ＦＥＴ過熱保護タイミング波形図である。
【図１８】図１８は本発明の実施の形態３に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。
【図１９】図１９は本発明の実施の形態５に係る自動車用電気負荷駆動制御装置の構成を示す図である。
【図２０】図２０は実施の形態５における制御回路のゲート駆動信号の出力タイミングを示すタイミングチャートである。
【図２１】図２１は従来の過電流検出回路および保護回路の構成図である。
【符号の説明】
ＣＯＴ 制御手段
ＭＯＳ−ＦＥＴ 温度検知ダイオード内蔵ＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｌ 負荷
Ｂ 電源
ＤＴＩ１ 突入電流検出部
ＤＴＩ２ 異常電流検出部
ＤＴＩ３ 過熱検出部

Claims (7)

1. 電源に対し負荷Ｌと共に直列接続され、前記負荷に対する電源供給をＯＮ／ＯＦＦ制御するパワーＭＯＳ−ＦＥＴに、このパワーＭＯＳ−ＦＥＴへの通電による発熱で電圧が低下する熱電素子を内蔵し、この電圧の低下の時間変化率が予め定められた設定値を超えたときに前記パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御手段を備え、前記ゲート駆動信号のＯＮ／ＯＦＦ制御による前記電圧の安定化後、前記ゲート駆動信号を一定値にすることを特徴とする自動車用電気負荷駆動制御装置。
2. 前記制御手段は、突入電流検出部による突入電流検出回数が所定回数以上の場合に配線不良による過電流異常を判定し、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート駆動信号の遮断信号を出力する異常電流検出部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。
3. 前記突入電流検出部は、前記熱電素子の電圧の所定値低下後、負荷電流を所定以下に抑えながら所定時間毎にゲート駆動信号を出力してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、このパワーＭＯＳ−ＦＥＴ内部の熱放散を行い前記電圧を一定値に上昇させることを特徴とする請求項１に記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。
4. 前記突入電流検出部は、前記電圧の所定値低下後、負荷電流を所定以下に抑えながら所定時間毎にゲート駆動信号を出力してパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返して負荷Ｌへの通電のＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、前記負荷の発熱を安定化させ抵抗値を定常化することを特徴とする請求項１に記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。
5. 前記熱電素子は周囲温度の上昇に伴い順方向電圧が低下する半導体素子によるダイオードであることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。
6. 前記制御手段は複数の負荷をそれぞれ駆動する各負荷対応の複数のパワーＭＯＳ−ＦＥＴを備え、これらパワーＭＯＳ−ＦＥＴに対して時間差を置いてゲート駆動信号を出力することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。
7. 前記制御手段はパワーＭＯＳ−ＦＥＴに対してＰＷＭ信号に基づくゲート駆動信号を出力することを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の自動車用電気負荷駆動制御装置。

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