JP3796870B2 - 受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、CDMA(Code Division Multiple Access )方式のセルラ電話システムに用いて好適な受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、擬似ランダム符号を拡散符号として用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能にしたCDMA方式のセルラ電話システムが注目されている。
【0003】
CDMA方式では、通信方式として、スペクトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散方式では、送信時に、搬送波に対してPN(Pseudorandom Noise)符号が乗じられ、搬送波がPN符号により変調される。PN符号はランダム符号であるから、このように搬送波がPN符号により変調を受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。そして、受信時には、送信側と同一のPN符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のPN符号で、その位相が合致していると、逆拡散が行われる。
【0004】
スペクトラム拡散方式では、受信時に信号を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その位相についても、送信側と同一のPN符号が必要がある。したがって、PN符号のパターンや位相を変えることにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより多次元接続を可能にしたものがCDMA方式と呼ばれている。
【0005】
セルラ電話システムとして、従来より、FDMA(Frequency Division Multiple Accesss )方式やTDMA(Time Division Multiple Accesss)方式が用いられている。ところが、FDMA方式やTDMA方式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが困難になってきている。
【0006】
つまり、FDMA方式は、異なる周波数のチャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、FDMA方式が用いられている。
【0007】
ところが、FDMA方式では、周波数利用効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するために、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
【0008】
TDMA方式は、送信データを時間圧縮することより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有するようにしたもので、TDMA方式は、ディジタル方式のセルラ電話システムとして、現在、広く普及している。TDMA方式は、FDAM方式だけの場合に比べて、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャンネル数の不足が危惧されている。
【0009】
これに対して、CDMA方式では、耐干渉性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル化が図れる。
【0010】
上述のように、スペクトラム拡散方式では、送信時に、例えばBQPSK(Balanced Quadrature Phase Shift Keying)変調されると共に、搬送波に対してPN符号が乗じられ、スペクトラム拡散が行われる。そして、受信時には、送信側と同一のPN符号を用いて、逆拡散が行われる。
【0011】
図5は、BQPSK変調で変調して拡散処理を行う場合の送信側の拡散処理を示すものである。図5において、入力端子120からの入力データは、IチャンネルとQチャンネルのデータに分けられ、Iチャンネルのデータは乗算回路123に供給され、Qチャンネルのデータは乗算回路124に供給される。
【0012】
乗算回路123には、PN符号発生回路121から、IチャンネルのPN符号PNIが供給される。乗算回路123で、入力端子120からのIチャンネルのデータと、PN符号発生回路121からのPチャンネルのPN符号PNIとが乗算される。乗算回路123の出力が乗算回路127に供給される。
【0013】
乗算回路124には、PN符号発生回路122から、QチャンネルのPN符号PNQが供給される。乗算回路124で、入力端子120からのデータと、PN符号発生回路122からのQチャンネルののPN符号PNQとが乗算される。乗算回路124の出力が乗算回路128に供給される。
【0014】
信号発生回路125からの搬送波信号は、乗算回路127に供給されると共に、π/2移相回路126を介して、乗算回路128に供給される。乗算回路127で、乗算回路123の出力と、信号発生回路125からの搬送波信号とが乗算される。乗算回路128で、乗算回路24の出力と、π/2遅延された信号発生回路125からの搬送波信号とが乗算される。
【0015】
乗算回路127の出力及び乗算回路128の出力が加算回路129に供給される。加算回路129で、乗算回路127の出力と乗算回路128の出力とが加算される。加算回路129の出力が出力端子130から出力される。
【0016】
このように、BQPSK変調してスペクトラム拡散する場合には、送信側では、入力データが2つに分けられ、夫々にPN符号発生回路121及び122からの異なるPN符号PNI及びPNQが乗算される。
【0017】
このように、BQPSK変調され、スペクトラム拡散された信号を受信する場合、従来、図6に示すように、受信信号を直交検波してIチャンネルの信号とQチャンネルの信号を検波し、夫々に、IチャンネルのPN符号PNI及びQチャンネルのPN符号PNQを乗算するようにしている。
【0018】
つまり、図6は、従来の受信時の逆拡散処理を示すものである。図6において、入力端子151からの受信信号は、乗算回路152に供給されると共に、乗算回路153に供給される。乗算回路152には、信号発生回路154の出力が供給される。信号発生回路154は、入力端子151からの受信信号の搬送波周波数と等しい周波数の信号を発生している。乗算回路153には、信号発生回路154から受信信号の搬送波周波数と等しい周波数の信号がπ/2遅延回路155を介して供給される。
【0019】
これら乗算回路152、153、信号発生回路154、π/2遅延回路155により、準同期検波回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回路152の出力からIチャンネルの信号が得られ、乗算回路153の出力からQチャンネルの信号が得られる。乗算回路152の出力がローパスフィルタ156を介して乗算回路158に供給される。乗算回路153の出力がローパスフィルタ157を介して乗算回路159に供給される。
【0020】
乗算回路158には、PN符号発生回路160から、IチャンネルのPN符号PNIが供給される。乗算回路159には、PN符号発生回路161から、QチャンネルのPN符号PNQが供給される。乗算回路158で、Iチャンネルのデータが逆拡散される。この逆拡散出力がローパスフィルタ162を介して出力端子163から出力される。乗算回路159で、Qチャンネルのデータが逆拡散される。この逆拡散出力がローパスフィルタ164を介して出力端子165から出力される。
【0021】
このように、従来では、BQPSK変調され、スペクトラム拡散されて送られてきた信号を受信する場合には、準同期検波回路で直交検波することにより受信信号が2つのチャンネルに分けられ、夫々にPN符号発生回路158及び159からの異なるPN符号PNI及びPNQが乗算され、逆拡散処理が行われている。ところが、このような処理では、送信時には全て実数平面で計算が行われているのに対して、受信時には準同期検波により複素数信号に変換されているため、厳密には、逆拡散は成立していない。
【0022】
すなわち、送信側では、拡散は全て実数平面で計算が行われている。これに対して、受信側では、準同期検波により受信信号が直交検波され、複素信号に変換されている。したがって、実数であるIチャンネルのPN符号PNI及びQチャンネルのPN符号PNQと、複素信号である準同期検波回路の出力とが乗じられる。このように、実数の信号と、複素数の信号とを乗じても、逆拡散は成立しない。
【0023】
そこで、本願出願人は、受信側で、信号に複素共役を乗算して逆拡散を行うことを提案している。つまり、信号を全て複素数として考えると、拡散はPNIとPNQが複素乗算により信号に位相回転を与えたことに等しいと考えられる。このことから、逆拡散は、その位相回転を逆に回転させれば良い。
【0024】
準同期検波後の出力信号を複素数として扱い、
I+jQ
とする。そして、逆拡散に用いるPN系列を
PNI+jPNQ
として、複素数で表現する。逆拡散は、位相を逆回転させることであるので、信号にPN符号の複素共役を乗じれば良い。つまり、
(I+jQ)・(PNI−jPNQ)
=(I・PNI+Q・PNQ)+j(Q・PNI−I・PNQ)
を求めれば良い。
【0025】
上式より、I信号及びQ信号の逆拡散後の出力結果は、
I_OUT=I・PNI+Q・PNQ
Q_OUT=Q・PNI−I・PNQ
となる。
【0026】
以上の計算を行えば、平衡QPSKの逆拡散は完了する。したがって、上述の式の演算を行う回路を実現すれば、逆拡散が行えることになる。
【0027】
図7は、上式に基づく演算により逆拡散を行えるようにした場合の構成を示すものである。
【0028】
図7において、入力端子171からの受信信号は、乗算回路172に供給されると共に、乗算回路173に供給される。乗算回路172には、信号発生回路174の出力が供給される。乗算回路173には、信号発生回路174からの信号がπ/2遅延回路175を介して供給される。
【0029】
これら乗算回路172、173、信号発生回路174、π/2遅延回路175により、準同期検波回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回路172の出力からIチャンネルの信号が得られ、乗算回路173の出力からQチャンネルの信号が得られる。
【0030】
乗算回路172の出力がローパスフィルタ176を介して乗算回路178に供給されると共に、乗算回路179に供給される。乗算回路173の出力がローパスフィルタ177を介して乗算回路180に供給されると共に、乗算回路181に供給される。
【0031】
PN符号発生回路182からは、PチャンネルのPN符号PNIが出力される。このPN符号発生回路182の出力が乗算回路178に供給されると共に、乗算回路180に供給される。PN符号発生回路183からは、QチャンネルのPN符号PNQが出力される。このPN符号発生回路183の出力が乗算回路179に供給されると共に、乗算回路181に供給される。
【0032】
乗算回路178及び181の出力が加算回路184に供給される。加算回路184の出力がIチャンネルの逆拡散出力として出力端子186から出力される。乗算回路180及び179の出力が減算回路185に供給される。減算回路185の出力がQチャンネルの逆拡散出力として出力端子187から出力される。
【0033】
このように、乗算回路172、173、信号発生回路174、π/2遅延回路175よりなる準同期検波回路で、受信信号がIチャンネルの信号とQチャンネルの信号とに分けられる。Iチャンネルの信号は、乗算回路178及び179に供給され、Qチャンネルの信号は、乗算回路180及び181に供給される。PN符号発生回路182からの符号PNIは乗算回路178及び乗算回路180に供給される。PN符号発生回路183からの符号PNQは乗算回路179及び乗算回路181に供給される。
【0034】
したがって、Pチャンネルの受信信号をP、Qチャンネルの受信信号をQとすると、乗算回路178からはI・PNIが出力され、乗算回路180からはQ・PNIが出力され、乗算回路179からはI・PNQが出力され、乗算回路181からはQ・PNQが出力される。
【0035】
加算回路184により、乗算回路178の出力I・PNIと、乗算回路181の出力Q・PNQとが加算される。加算回路184の出力
I・PNI+Q・PNQ
がIチャンネルの逆拡散出力として出力端子186から出力される。
【0036】
減算回路185により、乗算回路180の出力Q・PNIと、乗算回路179の出力I・PNQとが減算される。減算回路185の出力
Q・PNI−I・PNQ
がQチャンネルの逆拡散出力として出力端子187から出力される。
【0037】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図7に示すように、上式に基づいて、信号に複素共役を乗じて、逆拡散を行う構成とすると、少なくとも4つの乗算回路178〜181と、加算回路184及び減算回路185が必要になる。このように、加数の乗算回路が必要になるため、回路規模が大きくなるという問題が生じる。
【0038】
したがって、この発明の目的は、信号に複素共役を乗じて、逆拡散を行えると共に、回路規模の縮小を図れるようにした受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置を提供することにある。
【0039】
【課題を解決するための手段】
この発明は、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
第1の経路において第1の選択手段の出力と第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
第2の経路において第2の選択手段の出力と第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置である。
また、この発明は、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
第1の経路において第1の選択手段の出力と第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
第2の経路において第2の選択手段の出力と第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段 とを備え、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置である。
【0040】
この発明は、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を第1のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を第2のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
第1の選択手段によって第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力し、
第2の選択手段によって第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力し、
第1のEX−ORゲートにより、第1の経路において第1の選択手段によって選択された出力信号と、第2のPN符号との排他的論理和をとり、
第2のEX−ORゲートにより、第2の経路において第2の選択手段によって選択された出力信号と、第1のPN符号との排他的論理和をとり、
第1のPN符号と第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて、第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、第2の経路に第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法である。
また、この発明は、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を第1のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて1の補数として扱い、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を第2のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて1の補数として扱い、
第1の選択手段によって第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力し、
第2の選択手段によって第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力し、
第1のEX−ORゲートにより、第1の経路において第1の選択手段によって選択された出力信号と、第2のPN符号との排他的論理和をとり、
第2のEX−ORゲートにより、第2の経路において第2の選択手段によって選択された出力と、第1のPN符号との排他的論理和をとり、
第1のPN符号と第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて、第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、第2の経路に第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法である。
【0041】
この発明は、拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
第1の経路において第1の選択手段の出力と第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
第2の経路において第2の選択手段の出力と第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置である。
また、この発明は、拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
第1の経路において第1の選択手段の出力と第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
第2の経路において第2の選択手段の出力と第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
第1のEX−ORゲート及び第2のEX−ORゲートの出力から第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置である。
【0042】
Iチャンネルの直交検波出力とQチャンネルの直交検波出力とを選択し、Iチャンネルの復調出力を得るための経路に出力するセレタクと、Qチャンネルの直交検波出力とIチャンネルの直交検波出力とを選択し、Qチャンネルの復調出力を得るための経路に出力するセレタクとが設けられる。これらのセレクタは、IチャンネルのPN符号と、QチャンネルのPN符号とが一致しているかどうかに応じて切り替えられる。これらのセレクタを切り替えることは、I軸とQ軸とを入れ替えることに相当する。Iチャンネルの復調出力を得るための経路のセレタクの出力と、QチャンネルのPN符号PNQとの排他的論理和がとられ、これがIチャンネルの逆拡散出力とされる。Qチャンネルの復調出力を得るための経路のセレタクの出力と、IチャンネルのPN符号PNIとの排他的論理和がとられ、これがQチャンネルの逆拡散出力とされる。これにより、複数の乗算回路や加算回路、減算回路を用いることなく、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う構成が実現でき、回路規模が削減が図れる。
【0043】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は、この発明が適用できるCDMA方式の携帯電話システムの携帯端末の一例を示すものである。この携帯端末では、受信方式として、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合成するようにしたダイバシティRAKE方式が採用されている。
【0044】
図1において、送信時には、マイクロホン1に音声信号が入力される。この音声信号は、A/Dコンバータ2に供給され、A/Dコンバータ2によりアナログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。A/Dコンバータ2の出力が音声圧縮回路3に供給される。
【0045】
音声圧縮回路3は、ディジタル音声信号を圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、種々のものが提案されているが、例えばQCELP(Qualcomm Code Excited Linear Coding )のような、話者の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化速度が選択できるものを用いることができる。QCELPでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって4通りの符号化速度(9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps、1.2kbps)が選択でき、通話品質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるものではない。
【0046】
音声圧縮回路3の出力が畳込み符号化回路4に供給される。畳込み符号化回路4により、送信データに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加される。畳込み符号化回路4の出力がインターリーブ回路5に供給される。インターリーブ回路5により、送信データがインターリーブされる。インターリーブ回路5の出力がスペクトラム拡散回路6に供給される。
【0047】
スペクトラム拡散回路6により、搬送波が変調され、PN符号で拡散される。すなわち、PN符号はランダム符号であるから、このようにPN符号を乗じると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、例えばBQPSK変調を用いられている。
【0048】
スペクトラム拡散回路6の出力は、バンドパスフィルタ7を介して、D/Aコンバータ8に供給される。D/Aコンバータ8の出力がRF回路9に供給される。
【0049】
RF回路9には、PLLシンセサイザ11から局部発振信号が供給される。RF回路9により、D/Aコンバータ8の出力とPLLシンセサイザ11からの局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定の周波数に変換される。RF回路9の出力が送信アンプ10に供給され、電力増幅された後、アンテナ12に供給される。そして、アンテナ12からの電波が基地局に向けて送られる。
【0050】
受信時には、基地局からの電波がアンテナ12により受信される。この基地局からの電波は、建物等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端末のアンテナ12に到達する。また、携帯端末を自動車等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信号の周波数が変化することがある。
【0051】
アンテナ12からの受信出力は、RF回路20に供給される。RF回路20には、PLLシンセサイザ11から局部発振信号が供給される。RF回路20により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換される。
【0052】
RF回路20の出力が中間周波回路21を介して、準同期検波回路22に供給される。準同期検波回路22には、PLLシンセサイザ23の出力が供給される。PLLシンセサイザ23からの出力信号の周波数は、周波数コンバイナ32の出力により制御されている。準同期検波回路22により、受信信号が直交検波される。
【0053】
準同期検波回路22の出力は、A/Dコンバータ24に供給される。A/Dコンバータ24により、準同期検波回路22の出力がディジタル化される。このとき、A/Dコンバータ24のサンプリング周波数は、スペクトラム拡散に使われているPN符号の周波数よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサンプリングとされている。A/Dコンバータ24の出力がフィンガ25A、25B、25Cに供給されると共に、サーチャ28に供給される。
【0054】
前述したように、受信時には、マルチパスの信号が受信される。フィンガ25A、25B、25Cは、夫々、これらマルチパスの受信信号にPN符号を乗算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調する。更に、フィンガ25A、25B、25Cからは、各パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出力される。
【0055】
サーチャ28は、受信信号の符号を捕捉し、フィンガ25A、25B、25Cに設定する各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチャ28は、受信信号にPN符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ29の制御の基に、PN符号の位相を動かし、受信符号との相関を求める。この設定された符号と受信符号との相関値により、各パスの符号が決定される。コントローラ29により決定された符号がフィンガ25A、25B、25Cに設定される。
【0056】
フィンガ25A、25B、25Cにより復調された各パスの受信データは、データコンバイナ30に供給される。データコンバイナ30により、各パスの受信データが合成される。このデータコンバイナ30の出力がAGC回路33に供給される。
【0057】
また、フィンガ25A、25B、25Cにより、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ25A、25B、25Cからの各パスにおける信号強度は、RSSI(Received Signal Strength Indicator)コンバイナ31に供給される。RSSIコンバイナ31により、各パスにおける信号強度が合成される。このRSSIコンバイナ31の出力がAGC回路33に供給され、受信データの信号レベルが一定となるように、AGC回路33のゲインが制御される。
【0058】
また、フィンガ25A、25B、25Cからの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ32に供給される。周波数コンバイナ32により、各パスにおける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ32の出力がPLLシンセサイザ11及び23に供給され、周波数誤差に応じて、PLLシンセサイザ11及び23の周波数が制御される。
【0059】
AGC回路33の出力がデインターリーブ回路34に供給される。デインターリーブ回路34により、送信側のインターリーブに対応して、受信データがデインターリーブされる。デインターリーブ回路34の出力がビタビ復号回路35に供給される。ビタビ復号回路35は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復号するものである。ビタビ復号回路35により、エラー訂正処理が行われる。このビタビ復号回路35の出力が音声伸長回路36に供給される。
【0060】
音声伸長回路36により、例えばQCELPにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタル音声信号がD/Aコンバータ37に供給される。D/Aコンバータ37によりディジタル音声信号がアナログ音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ38に供給される。
【0061】
上述のように、フィンガ25A、25B、25Cでは、サーチャ28で捕捉されたパスの受信信号を逆拡散し、データを復調している。
【0062】
図2は、この発明が適用されたフィンガ25A、25B、25Cにおける逆拡散回路の具体的構成を示すものである。なお、フィンガ25A、25B、25Cは同様に構成されており、ここでは、フィンガ25Aについてのみ説明する。
【0063】
図2において、入力端子51には、中間周波回路21(図1)からの中間周波信号が供給される。この中間周波信号は、準同期検波回路22の乗算回路52A及び52Bに供給される。PLLシンセサイザ23の出力は、乗算回路52Aに供給されると共に、π/2移相回路53を介して、乗算回路52Bに供給される。乗算回路52Aにより、入力端子51からの中間周波信号とPLLシンセサイザ23の出力信号とが乗算される。乗算回路51Bにより、入力端子51からの中間周波信号と、π/2遅延回路53を介されたPLLシンセサイザ23の出力信号が乗算される。
【0064】
PLLシンセサイザ23の出力は、周波数コンバイナ32(図1)により、入力端子51からの中間周波信号の搬送波と同一周波数となるように制御されている。したがって、乗算回路52A及び52Bで、入力端子51からの中間周波信号と、PLLシンセサイザ23の出力とを乗算すると、搬送波成分はキャンセルされ、乗算回路52A及び52Bから、Iチャンネル及びQチャンネルの受信信号が得られる。
【0065】
乗算回路52A及び52Bの出力は、バンドパスフィルタ54A及び54Bを夫々介して、A/Dコンバータ24A及び24Bに供給される。A/Dコンバータ24A及び24Bにより、Iチャンネルの受信信号及びQチャンネルの受信信号がディジタル化される。
【0066】
A/Dコンバータ24Aの出力がフィンガ25A、(25B、25C)におけるセレクタ55の端子55Aに供給されると共に、セレクタ56の端子56Aに供給される。A/Dコンバータ24Bの出力がセレクタ55の端子55Bに供給されると共に、セレクタ56の端子56Bに供給される。セレクタ55の出力がEX−ORゲート57の一方の入力端子に供給される。セレクタ56の出力がEX−ORゲート58の一方の入力端子に供給される。
【0067】
PN符号発生回路59は、IチャンネルのPN符号PNIを発生している。このPN符号発生回路59からのIチャンネルのPN符号PNIは、EX−ORゲート61の一方の入力端子に供給されると共に、EX−ORゲート58の他方の入力端子に供給される。PN符号発生回路60は、QチャンネルのPN符号PNQを発生している。このPN符号発生回路60からのQチャンネルのPN符号PNQは、EX−ORゲート61の他方の入力端子に供給されると共に、EX−ORゲート57の他方の入力端子に供給される。
【0068】
EX−ORゲート61の出力がセレクト信号としてセレクタ56に供給されると共に、インバータ62により反転されて、セレクタ55に供給される。セレクタ55は、論理「0」のセレクト信号が与えられたときには端子55B側に設定され、論理「1」のセレクト信号が与えられたときには端子55A側に設定される。セレクタ56は、論理「0」のセレクト信号が与えられたときには端子56B側に設定され、論理「1」のセレクト信号が与えられたときには端子56A側に設定される。
【0069】
EX−ORゲート57の出力から、Iチャンネルの逆拡散出力が得られる。このEX−ORゲート57の出力は、チップをシンボルに変換するアキュームレータ63に供給される。アキュームレータ63の出力が出力端子64から出力される。EX−ORゲート58の出力から、Qチャンネルの逆拡散出力が得られる。このEX−ORゲート58の出力は、チップをシンボルに変換するアキュームレータ65に供給される。アキュームレータ65の出力が出力端子66から出力される。
【0070】
セレクタ55、56、PN符号発生回路59、60、EX−ORゲート57、58、EX−ORゲート61により、逆拡散回路が構成される。この逆拡散回路は、信号に複素共役を乗算して逆拡散を行う構成とされている。
【0071】
つまり、準同期検波回路22からは、Iチャンネルの信号とQチャンネルの信号とが得られる。この準同期検波回路22の出力信号を複素数で表現すると、
I+jQ …(1)
となる。そして、Iチャンネルの逆拡散に用いるPN符号をPNI、Qチャンネルの逆拡散に用いるPN符号をPNQとして、PN符号系列を複素数で表現すると、
PNI+jPNQ …(2)
となる。
【0072】
逆拡散は、位相を逆回転させることになるので、(1)式のように複素数で表現された信号に、(2)式のように複素数で表現されたPN符号の複素共役を乗じることになる。したがって、複素数で表される信号(I+jQ)の逆拡散は、(I+jQ)・(PNI−jPNQ)
=(I・PNI+Q・PNQ)+j(Q・PNI−I・PNQ) …(3)
として表される。
【0073】
(3)式において、実数部がIチャンネルの逆拡散出力となり、虚数部がQチャンネルの逆拡散出力となるので、Iチャンネルの逆拡散出力I_OUT及びQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTは、
I_OUT=I・PNI+Q・PNQ …(4)
Q_OUT=Q・PNI−I・PNQ …(5)
となる。
【0074】
図2に示したような、セレクタ55、56、PN符号発生回路59、60、EX−ORゲート57、58、EX−ORゲート61からなる逆拡散回路は、(4)及び(5)式と等価な演算処理を行って、Iチャンネル及びQチャンネルの逆拡散出力を得るものである。
【0075】
つまり、図2において、PN符号発生回路59からは、IチャンネルのPN符号PNIが出力され、PN符号発生回路60からは、QチャンネルのPN符号PNQが出力される。IチャンネルのPN符号PNIと、QチャンネルのPN符号PNQとが等しい(PNI=PNQ)ときには、(4)及び(5)式における後ろの項(Q・PNQ)及び(−I・PNQ)を除いたものに相当する出力が、Iチャンネルの逆拡散出力I_OUT及びQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTとして出力端子64及び66から出力される。すなわち、
I_OUT=I・PNI …(6)
Q_OUT=Q・PNI …(7)
となる。
【0076】
IチャンネルのPN符号PNIと、QチャンネルのPN符号PNQとが異なる(PNI≠PNQ)ときには、(4)及び(5)式における前の項(I・PNI)及び(Q・PNI)を除いたものに相当する出力が、Iチャンネルの逆拡散出力I_OUT及びQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTとして出力端子64及び66から出力される。すなわち、
I_OUT=Q・PNQ …(8)
Q_OUT=−I・PNQ …(9)
となる。
【0077】
したがって、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが等しくなる期間と、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが異なる期間とを総合すると、エネルギー的には−3dBとなるが、(4)及び(5)式の演算処理を行ったのと等価な演算を行ってことになる。
【0078】
この場合、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う処理を、セレクタ55、56と、PN符号発生回路59、60、EX−ORゲート57、57、EX−ORゲート61で行えたことになり、従来に比べて、大幅な回路規模の削減を図れたことになる。
【0079】
このように、セレクタ55、56、PN符号発生回路59、60、EX−ORゲート57、58、EX−ORゲート61からなる逆拡散回路により、(4)及び(5)式と略等価な演算処理を行えることについて、更に、説明する。
【0080】
A/Dコンバータ24A及び24Bにより、Iチャンネルの信号及びQチャンネルの信号が夫々ディジタル化される。A/Dコンバータ24A及び24Bは、ここでは、正負対称となるディジタル信号、例えば、1の補数で表現されたディジタル信号を出力するものと考える。1の補数で表現されている場合には、符号反転は、各ビットを反転させれば良い。
【0081】
IチャンネルのPN符号PNI及びQチャンネルのPN符号PNQが等しい(PNI=PNQ)ときには、EX−ORゲート61の出力は「0」になる。EX−ORゲート61の出力が「0」のときには、セレクタ55は端子55A側に設定され、セレクタ56は端子56B側に設定される。したがって、セレクタ55からはIチャンネルの信号が出力され、セレクタ56からはQチャンネルの信号が出力される。
【0082】
セレクタ55からのIチャンネルの信号は、EX−ORゲート57の一方の入力端子に供給される。EX−ORゲート57の他方の入力端子には、PN符号発生回路60から、QチャンネルのPN符号PNQが供給される。EX−ORゲート57で、セレクタ55からのIチャンネルの信号と、PN符号発生回路60からのQチャンネルのPN符号PNQとが乗算されたかとになる。したがって、EX−ORゲート57から出力されるIチャンネルの逆拡散出力I_OUTは、
I_OUT=I・PNQ
となる。ここで、IチャンネルのPN符号PNIと、QチャンネルのPN符号PNQとは等しいので、
I_OUT=I・PNQ=I・PNI
となる。これは、(6)式で示した、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが等しい場合のIチャンネルの出力と等しい。
【0083】
一方、セレクタ56からのQチャンネルの信号は、EX−ORゲート58の一方の入力端子に供給される。EX−ORゲート58の他方の入力端子には、PN符号発生回路59から、IチャンネルのPN符号PNIが供給される。EX−ORゲート58で、セレクタ56からのQチャンネルの信号と、PN符号発生回路59からのIチャンネルのPN符号PNIとが乗算されたことになる。したがって、EX−ORゲート58から出力されるQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTは、
Q_OUT=Q・PNI
となる。これは、(7)式で示した、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが等しい場合のQチャンネルの出力と等しい。
【0084】
以上により、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQが等しい場合には、(6)式及び(7)式で示したような、Iチャンネルの逆拡散出力I_OUT及びQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTが得られたことになる。
【0085】
IチャンネルのPN符号PNIと、QチャンネルのPN符号PNQとが異なる(PNI≠PNQ)ときには、EX−ORゲート61の出力は「1」になる。EX−ORゲート61の出力が「1」のときには、セレクタ55は端子55B側に設定され、セレクタ56は端子56A側に設定される。したがって、セレクタ55からはQチャンネの信号が出力され、セレクタ56からはIチャンネルの信号が出力される。
【0086】
セレクタ55からのQチャンネルの信号は、EX−ORゲート57の一方の入力端子に供給される。EX−ORゲート57の他方の入力端子には、PN符号発生回路60から、QチャンネルのPN符号PNQが供給される。EX−ORゲート57で、セレクタ55からのQチャンネルの信号と、PN符号発生回路60からのQチャンネルのPN符号PNQとが乗算されたことになる。したがって、EX−ORゲート57から出力されるIチャンネルの逆拡散出力I_OUTは、
I_OUT=Q・PNQ
となる。これは、(8)式に示した、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが異なる場合のIチャンネルの出力と等しい。
【0087】
一方、セレクタ56からのIチャンネルの信号は、EX−ORゲート58の一方の入力端子に供給される。EX−ORゲート58の他方の入力端子には、PN符号発生回路59から、IチャンネルのPN符号PNIが供給される。(PNI≠PNQ)であり、ビット反転が符号反転なので、EX−ORゲート58で、セレクタ56からのIチャンネルの信号と、PN符号発生回路59からのIチャンネルのPN符号PNIとが乗算されて符号反転されたことになる。したがって、EX−ORゲート58から出力されるQチャンネルの逆拡散出力Q_OUTは、
Q_OUT=−I・PNI
となる。したがって、(9)式に示した、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQとが異なる場合のQチャンネルの出力と等しくなる。
【0088】
また、この発明が適用された逆拡散回路の動作は、図3に示すように、信号をそのままにして、I軸とQ軸を回転させているとも考えることかできる。
【0089】
つまり、セレクタ55及び56を切り替えることにより、I軸及びQ軸を入れ換えたことになる。例えば、A/Dコンバータ24A及び24BのからのIチャンネル及びQチャンネルの出力(Ich,Qch)が(−2.5,−3.5)であるとする。IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQ(PNI,PNQ)が(0,0)のときには、セレクタ55は端子55A側に設定され、セレクタ55Bは端子55B側に設定されており、このときの座標軸は図3Aに示すような状態であるとする。
【0090】
次に、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQ(PNI,PNQ)が(1,0)になると、(PNI≠PNQ)なので、セレクタ55が端子55B側に切り替えられ、セレクタ55Bは端子55A側に切り替えられ、I軸とQ軸とが入れ替わったことになる。更に、IチャンネルのPN符号PNIは「1」であるから、Iチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図3Bに示すように座標軸が90度回転されたことになる。
【0091】
次に、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQ(PNI,PNQ)が(1,1)になると、再びセレクタ55は端子55A側に設定され、セレクタ55Bは端子55B側に設定されるので、I軸とQ軸とが元に戻ったことになる。更に、IチャンネルのPN符号PNI及びQチャンネルのPN符号PNQは「1」であるから、Iチャンネル及びQチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図3Cに示すように、更に座標軸が90度回転されたことになる。
【0092】
次に、IチャンネルのPN符号PNIとQチャンネルのPN符号PNQ(PNI,PNQ)が(0,1)になると、セレクタ55が端子55B側に切り替えられ、セレクタ55Bは端子55A側に切り替えられるので、I軸とQ軸とが入れ替わったことになる。更に、QチャンネルのPN符号PNQは「1」であるから、Qチャンネルの符号が反転する。したがって、このときには、図3Dに示すようにに、更に座標軸が90度回転されたことになる。
【0093】
ところで、上述の説明では、A/Dコンバータ24A及び24Bは、1の補数で表現されたディジタル信号を出力しているとしているが、通常、A/Dコンバータの出力は、2の補数で表現されたディジタル信号を出力する。このため、補正が必要になる。
【0094】
A/Dコンバータ24A及び24Bから2の補数で表現されたディジタル信号が出力されている場合、これを1の補数で表現されているものとすると、A/Dコンバータ24A及び24Bの出力値は、図4に示すように考えることができる。つまり、2の補数では、「0000」が「0」となるが、正負対称の数では、「0000」と「1111」との間に「0」があると考えられる。したがって、A/Dコンバータ24A及び24Bの出力を、「0000」は「0.5」、「1111」は「−0.5」として考えられる。そして、A/Dコンバータ24A及び24Bから「0111」が出力されている場合には、この値は「7.5」であると考え、「0110」が出力されている場合には、この値は「6.5」であると考える。このように考えると、上述のように、2の補数表現のA/Dコンバータ24A及び24Bから出力を、1の補数のディジタル信号として扱うことができる。
【0095】
このように考えた場合には、「0.5」という小数点の情報が残る。そこで、アキュームレータ63及び65でチップをシンボルに変換する際に、アキュームレートを2回する毎に1回毎、「1」のデータを加えるようにしている。アキュームレートを2回する毎に1回、「1」のデータを加えることは、「0.5」を加えていることと等価である。したがって、小数点の情報が補正されることになる。
【0096】
なお、アキュームレートを2回する毎に1回、「1」のデータを加える代わりに、アキュームレータ63及び65の最下位に1ビット付加するようにしても良い。最下位ビットに1ビット付加すれは、2倍されたことになるので、小数点の情報が補正されることになる。
【0097】
【発明の効果】
この発明によれば、IチャンネルのPN符号と、QチャンネルのPN符号とが一致しているかどうかに応じて、Pチャンネルの受信出力とQチャンネルの受信出力とを選択するセレクタを切り替えている。これにより、複数の乗算回路や加算回路、減算回路を用いることなく、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う構成が実現でき、回路規模が削減が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明が適用できるCDMA方式の携帯電話端末の全体構成を示すブロック図である。
【図2】この発明が適用できるCDMA方式の携帯電話端末における逆拡散回路の一例のブロック図である。
【図3】この発明が適用できるCDMA方式の携帯電話端末における逆拡散回路の説明に用いるグラフである。
【図4】この発明が適用できるCDMA方式の携帯電話端末における逆拡散回路の説明に用いる略線図である。
【図5】従来のスペクトラム拡散方式の送信側の説明に用いるブロック図てある。
【図6】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の一例の説明に用いるブロック図てある。
【図7】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の他の例の説明に用いるブロック図てある。
【符号の説明】
22・・・準同期検波回路、24A、24B・・・A/Dコンバータ、25A、25B、25C・・・フィンガ、55、56・・・セレクタ、57、58、61EX−ORゲート、59、60・・・PN符号発生回路
Claims (10)
- 第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
上記第1の経路において上記第1の選択手段の出力と上記第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
上記第2の経路において上記第2の選択手段の出力と上記第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
上記第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と上記第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて上記第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置。 - 第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置において、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための上記第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
上記第1の経路において上記第1の選択手段の出力と上記第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
上記第2の経路において上記第2の選択手段の出力と上記第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
上記第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と上記第2のPN信号発生手段から の第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて上記第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る、
ことを特徴とする受信装置。 - 上記アナログ/ディジタル変換器は、検波信号のアナログ信号の受信レベル「0」が、ディジタル信号「0000」と「1111」との間にあるとして扱う、
ことを特徴とする請求項1または2記載の受信装置。 - 上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力信号である、チップをシンボルに変換するアキュムレータと、
アキュムレートをする際に所定のデータを付加する補正回路を設ける
ことを特徴とする請求項1または2記載の受信装置。 - 第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を第1のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を第2のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱い、
第1の選択手段によって上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力し、
第2の選択手段によって上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力し、
第1のEX−ORゲートにより、上記第1の経路において上記第1の選択手段によって選択された出力信号と、第2のPN符号との排他的論理和をとり、
第2のEX−ORゲートにより、上記第2の経路において上記第2の選択手段によって選択された出力信号と、上記第1のPN符号との排他的論理和をとり、
上記第1のPN符号と上記第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて、上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、上記第2の経路に上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法。 - 第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法において、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を第1のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて1の補数として扱い、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を第2のアナログ/ディジタル変換器により所定量シフトさせて1の補数として扱い、
第1の選択手段によって上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力し、
第2の選択手段によって上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力し、
第1のEX−ORゲートにより、上記第1の経路において上記第1の選択手段によって選択された出力信号と、上記第2のPN符号との排他的論理和をとり、
第2のEX−ORゲートにより、上記第2の経路において上記第2の選択手段によって選択された出力と、上記第1のPN符号との排他的論理和をとり、
上記第1のPN符号と上記第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて、上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定すると共に、上記第2の経路に上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号のどちらを出力するかを決定し、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得る
ことを特徴とする受信方法。 - 上記アナログ/ディジタル変換器は、検波信号のアナログ信号の受信レベル「0」が、ディジタル信号「0000」と「1111」との間にあるとして扱う、
ことを特徴とする請求項5または6記載の受信方法。 - 上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力信号である、チップをシンボルに変換するアキュムレータと、
アキュムレートをする際に所定のデータを付加する補正回路を設ける
ことを特徴とする請求項5または6記載の受信方法。 - 拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて正負対称となるディジタル信号として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
上記第1の経路において上記第1の選択手段の出力と上記第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
上記第2の経路において上記第2の選択手段の出力と上記第1のPN符号発生手段の出 力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
上記第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と上記第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて上記第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置。 - 拡散符号により送信信号をスペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能とした携帯電話システムの端末装置において、
送信側では、第1のPN符号により拡散された第1の信号と第2のPN符号により拡散された第2の信号とを互いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにしたものであり、
上記受信信号を直交検波して得られる第1の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第1のアナログ/ディジタル変換器と、
上記受信信号を直交検波して得られる第2の検波信号を所定量シフトさせて1の補数として扱う第2のアナログ/ディジタル変換器と、
上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第1の信号の復調出力を得るための第1の経路に出力する第1の選択手段と、
上記第2のアナログ/ディジタル変換器の出力信号と上記第1のアナログ/ディジタル変換器の出力信号との一方を選択して、上記第2の信号の復調出力を得るための第2の経路に出力する第2の選択手段と、
第1のPN符号を発生する第1のPN符号発生手段と、
第2のPN符号を発生する第2のPN符号発生手段と、
上記第1の経路において上記第1の選択手段の出力と上記第2のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第1のEX−ORゲートと、
上記第2の経路において上記第2の選択手段の出力と上記第1のPN符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第2のEX−ORゲートと、
上記第1のPN符号発生手段からの第1のPN符号と上記第2のPN信号発生手段からの第2のPN符号とが等しいかどうかに応じて上記第1及び第2の選択手段を切り替える選択制御手段とを備え、
上記第1のEX−ORゲート及び上記第2のEX−ORゲートの出力から上記第1及び第2の信号の逆拡散出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置。
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