JP3780585B2

JP3780585B2 - Digital signal recording / reproducing device

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Publication number: JP3780585B2
Application number: JP28147096A
Authority: JP
Inventors: 五郎藤田; 完成岡村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-10-02
Filing date: 1996-10-02
Publication date: 2006-05-31
Anticipated expiration: 2016-10-02
Also published as: JPH10112129A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタル信号記録再生装置、特に、再生信号のレベルの変動がデータ検出の基準値に与える影響を除去し、それによってデータ検出の信頼性を向上することが可能なディジタル信号記録再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
データ記録媒体の一つである光磁気ディスクへのデータの記録方法の一つとして、磁界変調方式が知られている。これは、レーザビームを照射すると共に、磁界を印加することによって、キューリ点以上となった時に印加されている磁界の方向で磁化される。また、データを読出す時には、所定偏波面のレーザビームを照射し、その反射光をＰ波成分およびＳ波成分に分解し、受光する。Ｐ波成分およびＳ波成分は、磁化極性に応じて相補的に強度が変化し、Ｐ波成分およびＳ波成分の受光結果を減算することによって、レーザビームの照射位置の磁化極性に応じて信号レベルが変化する再生信号（差信号、ＭＯ信号と称される）が得られる。
【０００３】
光磁気ディスクは、ポリカーボネート等の基板上に垂直磁化膜を形成する構造を有している。光ディスクの成形時において膜厚にばらつきが生じることにより、基板の各部で複屈折の大きさが変化する。基板の複屈折の大きさは、ディスク上で一定ではなく、この複屈折の変動によって、Ｐ波成分およびＳ波成分の強度が変化する。その結果、再生信号のレベル変動が生じる問題があった。
【０００４】
また、光磁気ディスク装置の一つとして、パーシャル・レスポンス方式を適用して、ディジタルデータを記録し、再生データに対してビタビ復号を適用することによって、データの記録密度を高くし、また、エラーレートを改善するようにしたものが知られている。ビタビ復号回路に対して入力される再生信号の直流レベルが上述したような複屈折によって変動すると、再生データの検出の誤差が増加する。従って、パーシャル・レスポンス方式およびビタビ復号を使用する光ディスク再生装置では、レベル変動をより強力に抑える必要がある。
【０００５】
光磁気ディスクの再生回路では、セクタ毎に設けられたリファレンスエリアの信号によって、データのレベル検出のスレッショルドを設定するものが提案されている。しかしながら、リファレンスエリアは、セクタ毎に設けられているので、上述した複屈折の変動に伴う直流変動を除去するのが不充分であった。そこで、セクタを構成する複数のセグメントのそれぞれの先頭にクランプ用エリア（プリライトエリアＰＲ）を設け、このエリアに`0' のデータを記録し、このプリライトエリアの再生信号のローレベル‘Ｌ’が一定となるように、再生信号をクランプする方式が提案されている。このセグメント毎のプリライトエリアを使用してレベル制御を行う方式は、リファレンスエリアを使用したレベル制御と併用される。
【０００６】
リファレンスエリアの信号によって、レベル検出のスレッショルドを設定する技術について図１２を参照して説明する。図１２は、光磁気ディスクの記録フォーマットの一例を示す。１セクタが複数のセグメントから構成され、各セグメントの先頭には、斜線領域で示すように、サーボエリアが設けられている。また、１セクタ中の例えば一つのセグメントがリファレンスエリアに割り当てられ、他の一つのセグメントがアドレスセグメントに割り当てられ、残りのセグメントがデータセグメントに割り当てられる。サーボエリアおよびアドレスセグメントには、エンボス加工等によって、予めピットが形成されている。サーボエリアには、トラッキング制御およびクロック抽出のためのピットが形成される。アドレスセグメントには、セクタアドレス等のアドレスを示すピットが形成される。データセグメントに対して、データが記録される。
【０００７】
リファレンスエリアには、位相合わせ用のデータとレベル検出用のデータが記録される。位相合わせ用のデータは、`0' および`1' のデータが２ビットずつ連続するデータが形成される。この位相合わせ用のデータを基準として再生時にクロックの位相ずれを補正するようにしている。レベル検出用のデータは、`0' および`1' のデータが所定ビット数連続するデータである。このレベル検出用のデータの再生結果を基準としてデータ検出時のスレッショルドが設定される。
【０００８】
レベル検出用のデータを再生すると、`0' のビットと対応して所定期間ローレベルとなり、次に、`1' に対応して所定期間ハイレベルとなる再生信号が得られる。この再生信号が位相合わせ用のデータに基づいて形成されたサンプリングパルスによってサンプリングされ、信号レベルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４が検出される。この検出レベルから次式の演算がなされる。
【０００９】
ＡＶＬＯＷ＝（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）／４・・・（１）
ＡＶＨＩＧＨ＝（Ｈ１＋Ｈ２＋Ｈ３＋Ｈ４）／４・・・（２）
Ｓ＝（ＡＶＨＩＧＨ−ＡＶＬＯＷ）／２・・・（３）
ＣＥＮ＝（ＡＶＨＩＧＨ＋ＡＶＬＯＷ）／２・・・（４）
Ｙｋ＝（ＲＦｋ−ＣＥＮ）・・・（５）
【００１０】
上述の演算によって、再生信号のローレベルＡＶＬＯＷ、再生信号のハイレベルＡＶＨＩＧＨ、再生信号の平均振幅Ｓ、再生信号のセンターレベルＣＥＮ、再生信号の振幅値Ｙｋが求められる。これらの値を基準として再生信号のデータ検出がなされる。例えばＮＲＺＩでデータを記録している場合では、上述した値を使用して３値化がなされ、そして、ビタビ復号がなされる。従って、これらの値が複屈折の変化に起因した直流変動に影響されないことが必要とされる。
【００１１】
リファレンスエリアにおいて、上述したように、復調に必要なレベルを検出し、スレッショルドを設定しても、その後に直流変動が生じるので、その対策として、各セグメントにクランプ用エリア（プリライトエリア）を設けるものが提案されている。ディジタルクランプ回路の構成が特開平７−２１６１５号公報に開示され、ディスク上のディフェクトに影響されずに直流レベルを検出するように考慮されたアナログクランプ回路の構成が特開平７−３２０４０２号公報、特開平７−３３４９２８号公報、特開平７−３３４９２９号公報に開示されている。
【００１２】
図１３は、データセグメントの先頭に設けられているサーボエリアの構成の一例を拡大して示す。図１３の例では、サーボエリアが２４ＳＣＫ（ＳＣＫは、サーボエリアの読取り信号に基づいて生成されたサーボクロックを意味する）長さとされている。サーボクロックにより規定される位置を第１、第２、第３、・・・・、第２４の位置で表すと、第３の位置から第７の位置を利用してセグメントマークが形成され、第１１および第１２の位置にマーク１が形成され、第１６および第１７の位置にマーク２が形成される。これらのマーク１およびマーク２をトラックマークと称する。
【００１３】
マーク１は、トラックセンターに対してディスク径方向の一の方向（例えば内側）に１／４・Ｔｐ（Ｔｐ：トラックピッチ）ずれた場所にエンボス加工により形成され、マーク２は、トラックセンターに対してディスク径方向の他の方向（例えば外側）に１／４・Ｔｐ（Ｔｐ：トラックピッチ）ずれた場所にエンボス加工により形成される。これらのマーク１およびマーク２がウォブリングピットである。レーザビームがこれらのマークを横切った時の再生信号のレベルが等しくなるように、レーザビームの読み取り位置を制御することによって、読み取り位置をトラックセンターに一致させることができる。
【００１４】
また、１フレームが複数のセグメント例えば１４セグメントからなり、１４セグメント中の１個のセグメントがアドレスデータが予め記録されているアドレスセグメントとされ、他の１３個のセグメントがデータ記録可能なデータセグメントとされる。そして、１セクタは、所定のサイズ例えば２Ｋバイトのサイズとされ、１セクタが複数のアドレスセグメントおよびデータセグメントにより構成される。セグメントマークは、セグメントの種類の識別と、データセグメントがセクタの先頭の場合、データセグメントがセクタの最後の場合、それ以外の場合とを識別するために設けられている。
【００１５】
さらに、サーボエリアの前にデータセグメントのポストライトエリアＰＯ（４ＤＣＫ）が位置し、サーボエリアの後に、そのデータセグメントのプリライトエリアＰＲ（１２ＤＣＫ）が位置している。プリライトエリアＰＲには、上述した文献に記載のように、`0' のデータが記録される。ポストライトエリアＰＯまでは、データクロックＤＣＫを基準として、データが記録され、サーボエリアでは、サーボクロックＳＣＫを基準として、予めピットが形成され、プリライトエリアＰＲより後では、データクロックＤＣＫを基準として、データが記録される。なお、グルーブは、データ記録可能なエリアにおいて、トラックと平行して設けられている。
【００１６】
図１３には、サーボエリアの再生ＲＦ信号も示されている。プリライトエリアＰＲに相当する再生ＲＦ信号は、ローレベル‘Ｌ’となり、このローレベル‘Ｌ’の期間でクランプパルスＣＬＭ１が発生し、アナログ回路またはディジタル回路で構成されたクランプ回路によって、ローレベル‘Ｌ’が一定となるように、クランプ動作がなされる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、先に提案されているセグメント毎のクランプは、再生信号のローレベルが一定となるようにクランプするものであった。その結果、１セクタの再生信号のローレベル‘Ｌ’の変動は、図１４に示すように抑えることができる。さらに、図１４において、１点鎖線で示すように、データ検出のためのスレッショルドは、リファレンスエリアにおいて設定された所定値Ｔｈ₀に固定されている。しかしながら、ディスク媒体の複屈折の変動等によって、再生信号のゲインが変動する。正しくデータ検出を行うためには、スレッショルドも図１４において破線で示すように、ゲイン変動に追従して変化すべきである。従って、先に提案されている方法では、データ検出にとって重要なスレッショルドを適切に設定できず、誤差が増加する問題があった。また、先に提案されているセグメント毎のクランプする方式では、セグメントの直流レベルを完全に一定とすることができず、図１５に示すように、クランプ誤差が残る。このクランプ回路の特性上で残る誤差がそのままデータ検出の誤差に反映する問題があった。さらに、再生信号のゲイン変動がデータ検出あるいはビタビ復号に必要とされる基準値の設定に対して、悪影響を与える問題があった。
【００１８】
従って、この発明の目的は、再生信号をクランプした後に残る基準値の誤差がデータ検出に与える影響が低減されたディジタル信号記録再生装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、複数のセグメントによりセクタが構成され、セグメントにそれぞれクランプ用エリアが設けられ、セクタ毎にリファレンスエリアが設けられたデータ構成を有するようにされたディジタル信号記録再生装置において、
記録媒体からデータを読み取る読取り手段と、
読み取り手段から再生信号が供給され、リファレンスエリアの再生信号のハイレベルとローレベルの平均値をスレッショルドの設定値とし、クランプ用エリアに記録されている、データクロックに同期してローレベルとハイレベルを交互に繰り返すデータの平均的なレベルを、セクタ毎にスレッショルドの設定値にクランプするクランプ手段と、
クランプ手段によりクランプされた再生信号を受け取り、セグメント毎にスレッショルドおよびゲインの値を補正する補正手段を有し、補正手段により補正された再生信号からデータを検出するデータ検出手段とを備え、
補正手段は、スレッショルドの設定値とセグメント毎に検出されたスレッショルドとのスレッショルド差分を検出すると共に、セクタ毎に検出されたゲイン設定値とセグメント毎に検出されたゲインとのゲイン差分を検出し、
セグメント毎のスレッショルドをスレッショルド差分で補正すると共に、セグメント毎のゲインをゲイン差分で補正することを特徴とするディジタル信号記録再生装置である。
【００２０】
リファレンスエリアにおいて、ローレベルおよびハイレベルが検出され、これらの値の中間のスレッショルドに基づいてデータ検出がなされる。また、再生信号のゲインもデータ検出あるいはデータ復号に使用される。第１のデータ単位（セクタ）が複数の第２のデータ単位（セグメント）により構成されている。各セグメントのクランプ用エリアには、クランプ用の所定のデータが記録されている。クランプ手段は、各セグメントで、直流レベル変動を抑えるように、再生信号をクランプする。このクランプ後の再生信号において、スレッショルドおよびゲインの変動分がモニタされる。そして、変動分を設定されたスレッショルドおよびゲインに加算することによって、これらの値が補正される。従って、スレッショルドおよびゲインの変動がデータ検出に与える影響を除くことができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明する。最初にこの一実施例における光ディスク媒体について説明する。光ディスクは、例えば３．５インチの径のＭＯ（光磁気）ディスクであって、その一面に渦巻き状にトラックが形成されたものである。なお、この発明は、ＭＯディスクに限らず、相変化型の光ディスク等の他の種類の光ディスクの記録再生装置に対しても適用でき、また、トラックが同心円状に形成されていても良い。さらに、この発明は、１枚の光ディスクの一面に記録可能なエリアおよび再生専用のエリアを独立に有する光ディスク、両面光ディスク等の記録再生装置に対しても適用できる。さらに、この発明は、ディスク状記録媒体に限らず、光磁気テープのような光学的に記録、再生が可能なテープ状記録媒体を使用する場合にも適用することができる。よりさらに、この発明は、磁気記録媒体を使用したディジタル信号記録再生装置に対しても適用することができる。
【００２２】
この発明の一実施例におけるＭＯディスクは、サンプルサーボ方式のものである。すなわち、図示しないが、ディスク上では、トラックのそれぞれに、トラック方向において間欠的に且つディスク径方向において揃った位置に、アドレスセグメントおよびサーボエリアが設けられる。この一実施例では、１セクタのユーザデータの量が２Ｋバイト（２，０４８バイト）と規定されている。
【００２３】
図１は、この一実施例においてディスク上に記録されるデータの物理的なデータ構造の一例を示している。図１に示すように、１トラックが１００フレーム（フレーム０〜フレーム９９）で構成され、各フレームは、１４個のセグメント（１個のアドレスセグメントと１３個のデータセグメント）により構成される。従って、１フレームが１４００セグメントである。各フレームの先頭がアドレスセグメントであり、残りの１３個のセグメントがデータセグメントである。１トラックには、データセグメント０〜データセグメント１２９９の１３００個のデータセグメントと、１００個のアドレスセグメントとが含まれる。
【００２４】
アドレスセグメントは、サーボクロックＳＣＫを基準として、２１６ＳＣＫの長さのものである。セグメントの先頭にサーボエリア（２４ＳＣＫ）が位置し、次の１０ＳＣＫがブランクとされ、その次の８４ＳＣＫがアドレスのエリアとされ、アドレスセグメントの最後に、ＡＬＰＣ(Automatic Laser Power Control) エリア（９８ＳＣＫ）が設けられている。アドレスセグメントは、エンボス加工等により予めディスク上に形成されている。ＡＬＰＣエリアは、読み取りレーザパワーを所定のものに制御するために使用される。
【００２５】
データセグメントも、アドレスセグメントと同じ長さ（２１６ＳＣＫ）とされており、エンボス加工等で形成されたサーボエリア（２４ＳＣＫ）が先頭に位置している。サーボエリアの後に、データクロックをＤＣＫで表すと、１２ＤＣＫの長さのプリライトエリアＰＲと、データエリアと、４ＤＣＫの長さのポストライトエリアＰＯとが配されている。
【００２６】
プリライトエリアＰＲは、ディスクがデータ記録に対して安定な温度となるように予熱するのに必要な距離を確保すると共に、複屈折などによるＤＣ変動を抑えるクランプ用エリアとして機能する。ポストライトエリアＰＯは、オーバーライト時において、記録されていたデータの消し残りを無くすと共に、グルーブのエッジによって生じるデータの干渉を避ける距離を確保するために設けられている。なお、このグルーブは、トラッキング制御用のものではなく、ディスク成形上の悪影響を軽減するためのもので、例えばλ／８（λ：レーザの波長）の深さとされる。
【００２７】
図２は、セクタフォーマットを示す。各セクタのデータとしては、２，０４８バイトのユーザデータと、エラー訂正符号の冗長コード（２５６バイト）と、エラー検出用のＣＲＣコード（８バイト）と、ユーザデファインドデータ（４０バイト）との合計２，３５２バイトが含まれる。そして、データエリアの前に、アドレスセグメントと６６バイトのリファレンスデータが付加され、１セクタが２，４１８バイトのサイズとされている。
【００２８】
リファレンスデータは、その再生ＲＦ信号の波形を示すように、４バイト分の８Ｔパターンと、１２バイト分の２Ｔパターンを４回繰り返し、さらに検出された情報を設定するための余裕分として２バイトのオール`0' のパターンとからなる。このリファレンスデータは、ユーザデータと同様に、記録される。２Ｔパターンは、記録パワー変動等による直流的なピット位置のずれを再生時に補正するために用いられる。８Ｔパターンは、再生信号の３値検出の時のスレッショルドを設定するために用いられる。
【００２９】
図３を参照して、例えばデータセグメントに設けられたサーボエリアについて説明する。上述したように、サーボエリアは、２４ＳＣＫの長さを有する。サーボエリアの前にデータセグメントのポストライトエリアＰＯ（４ＤＣＫ）が位置し、サーボエリアの後に、そのデータセグメントのプリライトエリアＰＲ（１２ＤＣＫ）が位置している。ポストライトエリアＰＯまでは、データクロックＤＣＫを基準として、データが記録され、サーボエリアでは、サーボクロックＳＣＫを基準として、予めピットが形成され、プリライトエリアＰＲより後では、データクロックＤＣＫを基準として、データが記録される。なお、グルーブは、データ記録可能なエリアにおいて、トラックと平行して設けられている。
【００３０】
アドレスセグメントおよびデータセグメントは、同一のサーボエリアの構成を有している。すなわち、サーボエリア内の位置をサーボクロックＳＣＫに基づいて第１の位置〜第２４の位置と規定する時に、第３の位置から第７の位置にセグメントマークが記録され、第１１および第１２の位置にマーク１が記録され、第１６および第１７の位置にマーク２が記録される。これらのマーク１およびマーク２は、トラックマークを形成する。トラックマークは、トラッキングエラーの検出とクロック再生のために使用される。また、セグメントマークは、アドレスセグメントとデータセグメントを区別し、また、セクタの先頭、セクタの最後、その他のデータセグメントを区別する。
【００３１】
マーク１およびマーク２の長さが２サーボクロック分としているのは、ピットの形成されていないミラー部分を少なくすることによって、ディスク成形時にゴーストピットが発生し難くするためであり、また、ピットと対応して再生ＲＦ信号を安定に得るためである。しかも、マーク１およびマーク２の間隔を所定間隔例えば５ＳＣＫ以上離すことによって、各ピットと対応する再生ＲＦ信号間の干渉を小さくすることができる。
【００３２】
先に提案されているセグメント毎のクランプを行う方式では、図１３に示すように、プリライトエリアＰＲに`0' のデータを記録するのに対して、この発明の一実施例では、プリライトエリアＰＲにデータクロックに同期して`0' と`1' とが交互に繰り返す、１２ビットのパターンのデータ（０１０１０１０１０１０１）を記録する。従って、このプリライトエリアＰＲを読み取った時に得られる再生信号は、略正弦波状のものとなる。実際の装置では、再生時の周波数帯域の制限によって、図示したような正弦波と異なって、直流に近い非常に低い周波数の再生信号が発生する場合もある。
【００３３】
プリライトエリアＰＲのデータが`0' と`1' を繰り返すパターンとされているので、後述するクランプ回路によってその平均的なレベルを一定とすることができる。平均的なレベルは、レベル検出用のスレッショルドＴｈである。セグメント毎のクランプ回路では、プリライトエリアＰＲの再生信号をサンプルホールドする。そのためのサンプリングパルスＣＬＭ１は、Ｓ／Ｎを良くするために、２ＤＣＫ以上のパルス幅が好ましい。図３の例では、４ＤＣＫの幅のサンプリングパルスが示されている。
【００３４】
プリライトエリアＰＲの再生信号に基づいてなされるクランプ処理の後では、１セクタ内のリファレンスエリアで設定されたスレッショルドの設定値をＴｈ₀で表すと、図４に示すように、ゲイン変動によって再生信号のハイレベル‘Ｈ’およびローレベル‘Ｌ’がこのスレッショルドＴｈ₀を中心として変化する。このように、プリライトエリアＰＲのデータパターンとして、その平均値がハイレベル‘Ｈ’とローレベル‘Ｌ’との中間になるものを記録すれば、ゲイン変動に影響されずに、レベル検出用のスレッショルドを適切に設定することが可能となる。なお、プリライトエリアＰＲに記録するデータのパターンとしては、上述した`0' と`1' とを繰り返すパターンに限定されないが、データパターンの変形については、後述する。
【００３５】
図５は、ＭＯディスクに対してこの発明を適用した場合の光ディスク装置の構成を示す。図５において、１が上述したフォーマットを有する光ディスクである。光ディスク１は、スピンドルモータ２およびスピンドル制御部３によって、一定の回転速度（例えば２４００rpm ）で回転される。光ディスク１に対して、光ピックアップ４からのレーザ光が照射される。光ピックアップ４は、図示しないが、レーザ源、対物レンズ、ビームスプリッタ等の光学系、光ディスク１で反射された光を検出するディテクタ等からなる。レーザ源からのレーザ光は、レーザ制御部５によってその光量が制御される。また、記録時では、レーザ光がパルス発光される。
【００３６】
この一実施例は、光ディスク１がＭＯディスクであり、磁界変調方式を採用しているので、磁気ヘッド６が設けられ、磁気ヘッド６を駆動するマグネットドライバ７に対して記録データが供給される。記録データは、データエンコーダ９により生成される。外部のホストコンピュータ１０からインターフェース例えばＳＣＳＩを介して転送されたデータがコントローラ９を介してデータエンコーダ８に供給される。コントローラ９には、ホストコンピュータ１０からライト、リード等のコマンドも供給される。そして、磁気ヘッド６によって記録データがＮＲＺＩ方式でもって記録される。なお、この一実施例は、ＮＲＺＩ方式を採用しており、これは、パーシャル・レスポンス方式のクラスIVのＰＲ（１，−１）に対応する。ＮＲＺＩ方式の場合では、再生データが（１，０，−１）の３値をとる。そして、再生側では、ビタビ復号を適用することによってエラーの訂正を可能としている。
【００３７】
なお、ディジタル信号をＭＯディスクに対して記録する方法としては、光変調方式、磁界変調方式がある。光変調方式は、一定方向に外部磁界を印加した状態で、レーザ光を記録データで変調する方式である。磁界変調方式としては、一定の光量のレーザ光を照射した状態で、外部磁界を記録データで変調する単純磁界変調方式と、記録データにより磁界を変調すると共に、レーザ光をパルス発光させる、レーザストローブ磁界変調方式とがある。この発明の一実施例は、レーザストローブ磁界変調方式であるが、この発明は、これらの何れの記録方法も使用することができる。
【００３８】
光ピックアップ４による読み取り位置は、径方向に変位可能とされている。具体的には、径方向の大きな変位を受け持つ粗調整手段と、小さな変位を受け持つ微調整手段とがある。リニアモータ等によって、粗調整手段が構成され、回動ミラー、可動対物レンズ等によって、微調整手段（トラッキング手段）が構成される。また、光ピックアップ４の位置を固定し、光ディスク１を変位させるようにしたトラッキング手段も採用しても良い。さらに、光ピックアップ４からのレーザ光が正しくディスク上にフォーカスするように、光ディスク１と光ピックアップ４間の対向距離を調整するフォーカス手段も設けられている。
【００３９】
光ディスク１が図示しないローディング機構により装着されると、スピンドルモータ２による回転駆動が開始し、光ディスク１が規定の回転速度に達すると、光ピックアップ４が光ディスク１の内周側あるいは外周側のＧＣＰエリアを読み取るように、読み取り位置が制御される。このＧＣＰエリアにおいて、フォーカスの引込みがなされ、その後、記録あるいは再生動作がなされる。
【００４０】
光ピックアップ４のディテクタにより検出された再生ＲＦ信号がＩ−Ｖ変換およびマトリクス演算部１１に供給される。ディテクタの出力信号が電流として発生するので、Ｉ−Ｖ変換により電圧出力が形成される。さらに、マトリクス演算を行うことによって、和信号（ＲＦ信号とも呼ばれる）ＲＦｓ、差信号（ＭＯ信号とも呼ばれる）ＲＦｄ、フォーカスエラー信号ＦＥ等が生成される。フォーカスエラー信号ＦＥがサーボコントロール部１２に供給される。サーボコントロール部１２は、レーザ光のフォーカスを適切なものとするために、光ピックアップ４内のフォーカス手段を駆動する信号を発生する。
【００４１】
和信号ＲＦｓは、クランプ回路１３を介してＡ／Ｄ変換器１４に供給され、Ａ／Ｄ変換器１４の出力信号がＰＬＬ部１５に供給される。ＰＬＬ部１５は、サーボエリア内のトラックマークの再生信号に同期したサーボクロックＳＣＫと、記録データと同期したデータクロックＤＣＫとを生成する。サーボクロックＳＣＫおよびデータクロックＤＣＫがタイミング生成部２２に供給される。また、サーボクロックＳＣＫがＡ／Ｄ変換器１４に対してサンプリングクロックとして供給される。
【００４２】
差信号ＲＦｄがクランプ回路１６を介してＡ／Ｄ変換器１７に供給される。Ａ／Ｄ変換器１７のサンプリングクロックとして、データクロックＤＣＫが供給され、Ａ／Ｄ変換器１７の出力信号がデータ検出部１８に供給される。データ検出部１８には、タイミング生成部２２からデータ同期信号ＤＳＹが供給される。データ検出部１８では、ディジタルイコライザによる波形等化処理がなされ、再生信号の３値化がされ、ビタビ復号によって検出信号の誤りが訂正される。さらに、データ検出部１８では、ディジタル変調の復調がなされ、復調出力が２値化される。データ検出部１８の出力に取り出された再生データがコントローラ９を通じてホストコンピュータ１０に転送される。
【００４３】
和信号ＲＦｓのディジタル出力がトラッキングエラー生成部２３に対して供給される。トラッキングエラー生成部２３に対してタイミング生成部２２からのサンプリングパルスが供給される。トラッキングエラー生成部２３は、サーボエリア内のトラックマーク（マーク１およびマーク２）の再生信号（和信号ＲＦｓ）のレベルをサンプリングし、マーク１およびマーク２と対応する再生信号の振幅の差をトラッキングエラー信号ＴＥして出力する。トラッキングエラー信号ＴＥがサーボコントロール部１２に供給される。サーボコントロール部１２は、トラッキングエラー信号ＴＥが０となるように、光ピックアップ４内のトラッキング手段を駆動するトラッキング駆動信号を発生する。
【００４４】
クランプ回路１６の構成の一例を図６に示す。クランプ回路１３も同様の構成である。３１は、差信号ＲＦｄが供給される入力端子を示し、３２は、入力差信号ＲＦｄが供給されるバッファ回路である。バッファ回路３２を介された再生信号が差動アンプ３３の一方の入力端子に供給されると共に、破線で囲んで示すサンプルホールド回路３４に供給される。
【００４５】
サンプルホールド回路３４は、スイッチ回路３５と、スイッチ回路３５の出力側と接地間に接続された抵抗３６およびコンデンサ３７の直列回路と、コンデンサ３７の端子電圧を取り出すためのバッファ回路３８とにより構成される。サンプルホールド回路３４に対して、破線で囲んで示すサンプルホールド回路４４が接続される。サンプルホールド回路４４は、サンプルホールド回路３４と同様に、スイッチ回路４５、抵抗４６およびコンデンサ４７およびバッファ回路４８により構成される。サンプルホールド回路４４のバッファ回路４８を介された出力信号が差動アンプ３３の他方の入力端子に供給される。
【００４６】
差動アンプ３３の出力には、直流レベルの変動が抑えられた差信号が得られる。この差信号がＡ／Ｄ変換器１７に供給され、Ａ／Ｄ変換器１７の出力信号が出力端子３９に取り出される。上述したように、このＡ／Ｄ変換器１７の出力信号がデータ検出部１８に供給される。さらに、Ａ／Ｄ変換器１７の出力信号がディジタルコンパレータ４０および平均値生成回路４１に供給される。
【００４７】
平均値生成回路４１の出力がディジタルコンパレータ４０の他方の入力として供給される。ディジタルコンパレータ４０は、Ａ／Ｄ変換器１７からのサンプルデータの値と平均値との差を求め、その絶対値をしきい値と比較する構成とされている。差の絶対値がしきい値より小さい時には、`1' の比較出力を発生し、差の絶対値がしきい値以上の時には、`0' の比較出力を発生する。
【００４８】
ディジタルコンパレータ４０の出力がＡＮＤゲート４２に対して、一方の入力として供給される。ＡＮＤゲート４２の他方の入力には、タイミング生成部２２で生成されたクランプパルスＣＬＭ２が供給される。ＡＮＤゲート４２を通過したクランプパルスＣＬＭ２’によってスイッチ回路４５が制御される。クランプパルスＣＬＭ２は、クランプ用エリアとしてのプリライトエリアＰＲを再生している期間内で発生し、例えば２クロック以上のパルス幅を有する。
【００４９】
さらに、クランプパルスＣＬＭ２がＤフリップフロップ４３によって、データクロックＤＣＫの１クロック分遅延される。クランプパルスＣＬＭ２を１クロック遅延することによって、クランプパルスＣＬＭ１が形成される。クランプパルスＣＬＭ１の例は、図３に示されている。このクランプパルスＣＬＭ１によってスイッチ回路３５が制御される。また、クランプパルスＣＬＭ１が平均値生成回路４１に供給され、Ａ／Ｄ変換器１７の出力信号の内で、クランプパルスＣＬＭ１と一致するタイミングのものを平均値生成回路４１に取り込むようになされる。平均値生成回路４１は、取り込まれた複数個のデータの平均値を生成する。
【００５０】
上述したクランプ回路１６の動作を図７のタイミングチャートを参照して説明する。光ディスク１に記録されているデータは、図７Ａに示すように、データセグメントが連続するもので、各セグメントの先頭に斜線で示すように、サーボエリアが付加されている。セグメントとしては、アドレスセグメントの場合もある。このサーボエリア内にクランプ用エリアとしてのプリライトエリアＰＲが設けられている。説明の便宜上、図７に示されるプリライトエリアについて、ｎ−３、ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２の番号付けを行う。図７は、ｎ番目のプリライトエリア中に、ディフェクトが存在している場合のタイミングチャートである。ディフェクトは、ディスクに付いた傷、指紋等によって生じた再生信号のレベルの急激な変動を意味する。クランプ回路１６は、クランプ動作に加えてディフェクトに対する対策も行うものである。
【００５１】
クランプ回路１６の入力端子３１には、図７Ｂに示す差信号ＲＦｄが供給される。信号ＲＦｄは、直流レベルの変動を有し、また、ディフェクトに対応する急激なレベル変化ＤＦを含む。図７Ｃに示すクランプパルスＣＬＭ１によってスイッチ回路３５がオンするように制御され、図７Ｄに示すような出力信号をサンプルホールド回路３４が発生する。ディフェクトによるレベル変化ＤＦもサンプルホールドされるので、ｎ番目のプリライトエリアの後に異常なレベルのサンプルホールド出力が発生している。
【００５２】
ディジタルコンパレータ４０では、平均値生成回路４１の出力とＡ／Ｄ変換器１７からのプリライトエリアの再生レベルとが比較される。平均値生成回路４１では、連続する複数個例えば４個の再生レベルの平均値が生成される。例えばｎ−４番目、ｎ−３番目、ｎ−２番目、ｎ−１番目のプリライトエリアの再生レベルの平均値が形成され、この平均値とｎ−１番目のプリライトエリアの再生レベルとがディジタルコンパレータ４０において比較される。この二つの再生レベルの差がしきい値より小さいので、図７Ｅに示すように、`1' の比較出力が発生する。
【００５３】
この比較出力がＡＮＤゲート４２に供給されるので、ＡＮＤゲート４２の出力にクランプパルスＣＬＭ２’が図７Ｆに示すように発生する。このクランプパルスＣＬＭ２’によりスイッチ回路４５がオンする。従って、サンプルホールド回路３４の出力がサンプルホールド回路４４によってサンプルホールドされる。すなわち、サンプルホールド回路３４の出力がサンプルホールド回路４４に転送される。
【００５４】
次のセグメントにおいては、ｎ番目のプリライトエリアにディフェクトによる異常なレベルが存在する。ディジタルコンパレータ４０では、異常なレベルとｎ−３番目、ｎ−２番目、ｎ−１番目、ｎ番目のプリライトエリアの再生レベルの平均値との差がしきい値より大きくなる。その結果、図７Ｅに示すように、ディジタルコンパレータ４０の比較出力が`0' となり、クランプパルスＣＬＭ２がＡＮＤゲート４２により禁止され、図７Ｆに示すように、クランプパルスＣＬＭ２’が発生しない。従って、スイッチ回路４５がオンとならず、サンプルホールド回路４４の出力のレベルは、図７Ｇに示すように、ホールドされている以前のレベルである。
【００５５】
このようにして、サンプルホールド回路４４から差動アンプ３３に対して供給されるサンプルホールド出力は、ディフェクトに影響されないものとなる。差動アンプ３３に対して、図７Ｇに示すサンプルホールド回路４４の出力が供給されることによって、差動アンプ３３の出力には、図７Ｈに示すように直流レベルの変動が抑えられた差信号が得られる。
【００５６】
前述したように、この発明の一実施例では、プリライトエリアＰＲのデータパターンとして、その平均値がハイレベル‘Ｈ’とローレベル‘Ｌ’との中間になるものを記録しているので、この中間のレベルの変動が抑えられた差信号をクランプ回路１６から得ることができる。この中間のレベルは、レベル検出用のスレッショルドとして使用されるので、スレッショルドがゲイン変動の影響を受けることを防止することが可能となる（図４参照）。
【００５７】
なお、この発明では、クランプ回路１３および１６の構成は、図６に示すものに限定されるものではない。例えばディフェクト対策は、必ずしも必要ではなく、一つのサンプルホールド回路を使用する構成も可能である。さらに、Ａ／Ｄ変換された後で、クランプを行うディジタル回路の構成も使用できる。
【００５８】
Ａ／Ｄ変換器１７に接続されるデータ検出部１８では、上述したように、ディジタルイコライザによる波形等化処理がなされ、再生信号を３値化し、ビタビ復号によって検出信号の誤りが訂正され、また、ディジタル変調の復調がなされる。データ検出部１８は、リファレンスエリアの再生信号の中心レベルをスレッショルドＴｈ₀として設定する。リファレンスエリアは、図２に示したようにセクタ単位で配されている。セクタ内の直流レベルの変動は、上述したクランプ回路１６によって、抑えるようになされている。
【００５９】
しかしながら、セグメント毎のプリライトエリアの再生レベルに基づいてなされるクランプ動作によって、中心レベルと設定されたスレッショルドＴｈ₀とを完全に一致させることは難しく、クランプの誤差が残る。また、クランプ回路１６は、直流レベルの変動を抑えるものであって、ゲインの変動を補正することはできず、ゲイン変動がデータ検出あるいはビタビ復号の誤差を増加させる原因となる。これらの点を考慮して、この発明の一実施例では、データ検出部１８においては、スレッショルドの補正とゲインの補正を行い、データ検出部１８におけるビタビ復号を正しく行うようにしている。
【００６０】
図８は、データ検出部１８においてなされるスレッショルド補正およびゲイン補正の処理を示すフローチャートである。なお、フローチャートで表されるソフトウェア処理に限らず、ハードウエア、またはソフトウェアおよびハードウエアの組合せによって、スレッショルド補正およびゲイン補正を行うことも可能である。
【００６１】
図８におけるステップＳＴ１において、セクタの再生動作が開始されることによって補正処理が開始する。次に、１セクタのリファレンスエリアにおいて、スレッショルドＴｈ₀およびゲインＧ₀（平均振幅）が検出される（ステップＳＴ２）。これらの値は、リファレンスエリア内の８Ｔパターンに基づいて、従来と同様に検出できる。
【００６２】
次に、セグメント番号ｉがインクリメントされ、各セグメントにおいて、スレッショルドの変動分ΔＴｈ_iおよびゲインの変動分ΔＧ_iが検出される。図９Ａは、再生信号（差信号）のエンベロープの変化を示している。図９では、簡単のため、１セクタがｉ＝０〜ｉend の番号付けされた複数のセグメントにより構成され、セクタの先頭のセグメント（ｉ＝０）にリファレンスエリアが含まれ、各セグメントの先頭にプリライトエリアＰＲ₀、ＰＲ₁、・・・・が位置する例が示されており、また、サーボエリアに対応する再生信号については無視されている。
【００６３】
プリライトエリアＰＲ₀、ＰＲ₁、・・・のデータに基づくクランプ動作によって、ｉ＝１より後のセグメントでは、スレッショルドがＴｈ₀と一致するように制御される。ｉ＝１のセグメントでは、Ｔｈ₁−Ｔｈ₀＝ΔＴｈ₁の演算によってスレッショルドの変動分が検出され、Ｇ₁−Ｇ₀＝ΔＧ₁の演算によってゲインの変動分が検出される。以下同様にして、スレッショルドの変動分ΔＴｈ_iおよびゲインの変動分ΔＧ_iが各セグメントで検出される。図９Ｃは、スレッショルドの変動分ΔＴｈ_iの一例を示している。
【００６４】
図８のステップＳＴ４では、セグメント番号ｉとセクタの最終の番号ｉend に対して＋１されたものと比較され、ｉ＜ｉend ＋１かどうかが決定される。若し、この関係が満たされない場合（すなわち、セグメント番号ｉがｉend ＋１以上の場合）では、最終のセグメントまでの補正処理が完了しているので、セクタの再生動作が終了する（ステップＳＴ５）。
【００６５】
ステップＳＴ４において、ｉ＜ｉend ＋１の関係が成立する場合では、処理がステップＳＴ６に移り、そのセグメントのデータ検出用のスレッショルドとゲインが決定される。ステップＳＴ６では、リファレンスエリアが含まれるセグメントの次の（ｉ＝１）のセグメントの処理と、（ｉ＞１）のセグメントの処理とがそれぞれなされる。すなわち、（ｉ＝１）の場合では、リファレンスエリアでスレッショルドＴｈ₀およびゲインＧ₀を検出した直後であるため、これらの変動が充分に小さいとみなして、そのセグメントのスレッショルドＴｈ₁およびゲインＧ₁をそれぞれＴｈ₀およびゲインＧ₀と等しいものとする。
【００６６】
ステップＳＴ６において、（ｉ＞１）の関係を満たすｉ番目のセグメントでは、次式に従ってスレッショルドおよびゲインが補正される。
Ｔｈ_i’＝Ｔｈ₀＋ΔＴｈ_i／ｎ・・・（６）
Ｇ_i’＝Ｇ₀＋ΔＧ_i／ｎ・・・（７）
これらの式で、１／ｎは、ノイズの影響を低減するために、オフセットの実際の値をより小さくするための係数である。この係数は、再生信号のＳ／Ｎ等を考慮して適宜設定される。
【００６７】
このように補正されたスレッショルドＴｈ_i’およびゲインＧ_i’を使用して、データ検出部１８において、ｉ番目のセグメントのデータのデータ検出およびビタビ復号の処理がなされる。なお、データ検出部１８は、再生信号の直流レベルおよびゲインを実際に補正するのではなく、データ検出あるいはビタビ復号の基準値としてのスレッショルドおよびゲインを補正する。若し、再生信号の直流レベルおよびゲインを補正したと仮定すると、図９Ｄに示すように、再生信号が補正される。この図９Ｄから分かるように、各セグメントの補正後のスレッショルドＴｈ₁’、Ｔｈ₂’、・・・およびゲインＧ₁’、Ｇ₂’、・・・・は、リファレンスエリアで設定された値Ｔｈ₀およびＧ₀との誤差がより小さいものとなる。
【００６８】
上述した一実施例では、プリライトエリアＰＲに記録するデータのパターンを（０１０１０１０１０１０１）としている。データパターンの他の例を図１０に示す。この他の例では、１セクタ内のセグメントの順番において、奇数番目のセグメントに全て`0' のデータ（００・・０）を記録し、偶数番目のセグメントに全て`1' のデータ（１１・・・１）を記録する。
【００６９】
クランプ回路では、奇数番目のセグメントのプリライトエリアＰＲのデータに基づいて、再生された差信号のローレベル‘Ｌ’を一定にクランプする。また、奇数番目のセグメントにおいてローレベル‘Ｌ’がモニタされ、偶数番目のセグメントにおいてハイレベル‘Ｈ’がモニタされる。それによって、連続する二つのセグメントの単位に関して、（Ｈ＋Ｌ）／２の演算によってスレッショルドＴｈが求められ、この値とリファレンスエリアで設定されたＴｈ₀との差（スレッショルドの変動分）ΔＴｈが検出される。さらに、（Ｈ−Ｌ）／２の演算によって、連続する二つのセグメントの単位に関して、ゲインＧが求められ、この値とリファレンスエリアで設定されたＧ₀との差（ゲインの変動分）ΔＧが検出される。これらの変動分によって、上述したのと同様にスレッショルドおよびゲインが補正される。
【００７０】
図１１は、プリライトエリアＰＲのデータパターンのさらに他の例を示す。各セグメントのプリライトエリアＰＲには、前半に`0' のデータが記録され、後半に`1' のデータが記録される。従って、プリライトエリアＰＲには、（００００００１１１１１１）のパターンのデータが記録される。
【００７１】
クランプ回路では、各セグメントの前半の`0' のデータを使用して再生された差信号のローレベルを一定にクランプする。また、各セグメントにおいて、ローレベル‘Ｌ’およびハイレベル‘Ｈ’がモニタされる。それによって、各セグメントの単位に関して、（Ｈ＋Ｌ）／２の演算によってスレッショルドＴｈが求められ、この値とリファレンスエリアで設定されたＴｈ₀との差（スレッショルドの変動分）ΔＴｈが検出される。さらに、（Ｈ−Ｌ）／２の演算によって、連続する二つのセグメントの単位に関して、ゲインＧが求められ、この値とリファレンスエリアで設定されたＧ₀との差（ゲインの変動分）ΔＧが検出される。これらの変動分によって、上述したのと同様にスレッショルドおよびゲインが補正される。
【００７２】
なお、プリライトエリアＰＲに記録するデータパターンとしては、上述した例に限らず、データ検出方式に適応したものを採用することができる。
【００７３】
【発明の効果】
この発明では、セクタ内のリファレンスエリアにおいて、データ検出用のスレッショルドを検出し、セクタ内の各セグメントに設けられたプリライトエリアＰＲのデータを使用して直流分の変動を補正する場合に、プリライトエリアＰＲにローレベルとハイレベルの値を検出することが可能なデータパターンを記録しているので、クランプ後に残るスレッショルドの誤差をモニタし、その誤差を除去することが可能となる。また、データ検出あるいはビタビ復号に必要なゲインの誤差も除去することができる。従って、この発明は、ビタビ復号において発生する誤差を少なくすることができる。この発明によれば、光磁気ディスクの場合であれば、複屈折の許容範囲を拡げることができ、光磁気ディスクの歩留りを向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例におけるデータ構造を説明するための略線図である。
【図２】この発明の一実施例におけるセクタ構造およびリファレンス信号の説明に用いる略線図である。
【図３】この発明の一実施例におけるサーボエリアの構成を拡大して示す略線図である。
【図４】この発明の一実施例におけるクランプ動作の説明に用いる略線図である。
【図５】この発明が適用された光ディスク装置の一実施例のブロック図である。
【図６】この発明の一実施例におけるクランプ回路の一例のブロック図である。
【図７】この発明の一実施例におけるクランプ回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】この発明の一実施例におけるスレッショルドおよびゲインの補正動作を説明するためのフローチャートである。
【図９】この発明の一実施例におけるスレッショルドおよびゲインの補正動作を説明するための略線図である。
【図１０】この発明におけるプリライトエリアのデータパターンの他の例を示す略線図である。
【図１１】この発明におけるプリライトエリアのデータパターンのさらに他の例を示す略線図である。
【図１２】先に提案されている光ディスク装置のリファレンスエリアのデータパターンとその再生信号の波形を示す略線図である。
【図１３】先に提案されている光ディスク装置のサーボエリアの構成を拡大して示す略線図である。
【図１４】先に提案されている光ディスク装置における問題点を説明するための略線図である。
【図１５】先に提案されている光ディスク装置における問題点を説明するための略線図である。
【符号の説明】
１・・・光ディスク、４・・・光ピックアップ、６・・・磁気ヘッド、１３，１６・・・クランプ回路、１５・・・ＰＬＬ部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital signal recording / reproducing apparatus, and in particular, a digital signal recording / reproducing apparatus capable of eliminating the influence of fluctuations in the level of a reproduced signal on a reference value for data detection, thereby improving the reliability of data detection. About.
[0002]
[Prior art]
A magnetic field modulation method is known as one method of recording data on a magneto-optical disk which is one of data recording media. By irradiating a laser beam and applying a magnetic field, this is magnetized in the direction of the magnetic field applied when the temperature becomes equal to or higher than the Curie point. Further, when reading data, a laser beam having a predetermined polarization plane is irradiated, and the reflected light is decomposed into a P wave component and an S wave component and received. The P wave component and the S wave component have complementary intensities depending on the magnetization polarity. By subtracting the light reception results of the P wave component and the S wave component, a signal is generated according to the magnetization polarity at the irradiation position of the laser beam. A reproduction signal whose level changes (referred to as difference signal or MO signal) is obtained.
[0003]
The magneto-optical disk has a structure in which a perpendicular magnetization film is formed on a substrate such as polycarbonate. When the optical disc is formed, the thickness of the film varies, so that the birefringence changes in each part of the substrate. The magnitude of the birefringence of the substrate is not constant on the disk, and the intensity of the P wave component and the S wave component changes due to the fluctuation of the birefringence. As a result, there has been a problem that the level of the reproduced signal fluctuates.
[0004]
As one of the magneto-optical disk devices, the partial response method is applied to record digital data, and the Viterbi decoding is applied to the reproduction data, thereby increasing the data recording density and error. There is a known improvement in rate. When the direct current level of the reproduction signal input to the Viterbi decoding circuit varies due to birefringence as described above, the error in detecting reproduction data increases. Therefore, it is necessary to suppress the level fluctuation more strongly in the optical disk reproducing apparatus using the partial response method and Viterbi decoding.
[0005]
A magneto-optical disk reproducing circuit has been proposed in which a threshold for data level detection is set by a signal in a reference area provided for each sector. However, since the reference area is provided for each sector, it is insufficient to remove the DC fluctuation accompanying the birefringence fluctuation described above. Therefore, a clamping area (prewrite area PR) is provided at the head of each of the plurality of segments constituting the sector, and `0 'data is recorded in this area, and the reproduction signal low level' L 'of this prewrite area is recorded. A method of clamping the reproduction signal so that 'is constant has been proposed. The method of performing level control using the prewrite area for each segment is used in combination with level control using a reference area.
[0006]
A technique for setting the level detection threshold by the signal in the reference area will be described with reference to FIG. FIG. 12 shows an example of the recording format of the magneto-optical disk. One sector is composed of a plurality of segments, and a servo area is provided at the head of each segment as shown by the hatched area. For example, one segment in one sector is assigned to the reference area, the other one segment is assigned to the address segment, and the remaining segments are assigned to the data segment. In the servo area and the address segment, pits are formed in advance by embossing or the like. In the servo area, pits for tracking control and clock extraction are formed. A pit indicating an address such as a sector address is formed in the address segment. Data is recorded for the data segment.
[0007]
Phase reference data and level detection data are recorded in the reference area. As data for phase matching, data in which `0` and` 1` data are continuous by 2 bits is formed. The phase difference of the clock is corrected at the time of reproduction based on the data for phase matching. The data for level detection is data in which `0 'and` 1' data continue for a predetermined number of bits. The threshold at the time of data detection is set based on the reproduction result of the data for level detection.
[0008]
When the data for level detection is reproduced, a reproduction signal is obtained which is at a low level for a predetermined period corresponding to the bit “0” and then at a high level for a predetermined period corresponding to “1”. The reproduced signal is sampled by a sampling pulse formed based on the phase matching data, and signal levels L1, L2, L3, L4, H1, H2, H3, and H4 are detected. From the detection level, the following equation is calculated.
[0009]
AVLOW = (L1 + L2 + L3 + L4) / 4 (1)
AVHIGH = (H1 + H2 + H3 + H4) / 4 (2)
S = (AVHIGH−AVLOW) / 2 (3)
CEN = (AVHIGH + AVLOW) / 2 (4)
Yk = (RFk−CEN) (5)
[0010]
Through the above calculation, the low level AVLOW of the reproduction signal, the high level AVHIGH of the reproduction signal, the average amplitude S of the reproduction signal, the center level CEN of the reproduction signal, and the amplitude value Yk of the reproduction signal are obtained. Reproduction signal data detection is performed based on these values. For example, when data is recorded by NRZI, ternarization is performed using the above-described values, and Viterbi decoding is performed. Therefore, it is required that these values are not affected by direct current fluctuations due to changes in birefringence.
[0011]
In the reference area, as described above, even if the level necessary for demodulation is detected and the threshold is set, a DC fluctuation occurs after that. Therefore, as a countermeasure, a clamping area (prewrite area) is provided for each segment. Things have been proposed. The configuration of a digital clamp circuit is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 7-21615, and the configuration of an analog clamp circuit that is considered to detect a direct current level without being affected by defects on the disk is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 7-320402, It is disclosed in JP-A-7-334928 and JP-A-7-334929.
[0012]
FIG. 13 shows an enlarged example of the configuration of the servo area provided at the head of the data segment. In the example of FIG. 13, the servo area has a length of 24 SCK (SCK means a servo clock generated based on a read signal of the servo area). When the positions defined by the servo clock are represented by the first, second, third,..., 24th positions, segment marks are formed using the seventh position from the third position. A mark 1 is formed at the 11th and 12th positions, and a mark 2 is formed at the 16th and 17th positions. These marks 1 and 2 are called track marks.
[0013]
The mark 1 is formed by embossing at a position shifted by 1/4 · Tp (Tp: track pitch) in one direction (for example, the inside) of the disk radial direction with respect to the track center, and the mark 2 is formed with respect to the track center. Thus, it is formed by embossing at a place shifted by 1/4 · Tp (Tp: track pitch) in the other direction (for example, the outside) of the disk radial direction. These marks 1 and 2 are wobbling pits. The reading position can be matched with the track center by controlling the reading position of the laser beam so that the level of the reproduction signal when the laser beam crosses these marks becomes equal.
[0014]
One frame is composed of a plurality of segments, for example, 14 segments. One of the 14 segments is an address segment in which address data is recorded in advance, and the other 13 segments are data segments capable of recording data. Is done. One sector has a predetermined size, for example, 2 Kbytes, and one sector includes a plurality of address segments and data segments. The segment mark is provided to identify the type of segment, and when the data segment is the head of the sector, when the data segment is the last of the sector, or otherwise.
[0015]
Further, the post write area PO (4DCK) of the data segment is positioned before the servo area, and the prewrite area PR (12DCK) of the data segment is positioned after the servo area. In the prewrite area PR, `0` data is recorded as described in the above-mentioned document. Up to the post write area PO, data is recorded on the basis of the data clock DCK. In the servo area, pits are formed in advance on the basis of the servo clock SCK. After the prewrite area PR, on the basis of the data clock DCK. Data is recorded. The grooves are provided in parallel with the tracks in the data recordable area.
[0016]
FIG. 13 also shows a reproduction RF signal in the servo area. The reproduction RF signal corresponding to the prewrite area PR becomes low level “L”, and a clamp pulse CLM1 is generated during the low level “L” period. The clamp circuit composed of an analog circuit or a digital circuit generates a low level signal. The clamping operation is performed so that 'L' becomes constant.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the previously proposed clamping for each segment is to clamp the reproduction signal at a low level. As a result, the fluctuation of the low level “L” of the reproduction signal of one sector can be suppressed as shown in FIG. Further, in FIG. 14, the threshold for data detection is fixed to a predetermined value Th ₀ set in the reference area, as indicated by a one-dot chain line. However, the gain of the reproduction signal varies due to fluctuations in the birefringence of the disk medium. In order to correctly detect data, the threshold should also change following the gain fluctuation as shown by the broken line in FIG. Therefore, the previously proposed method has a problem that the threshold important for data detection cannot be set appropriately, and the error increases. Further, in the previously proposed method of clamping for each segment, the DC level of the segment cannot be made completely constant, and a clamping error remains as shown in FIG. There is a problem that an error remaining in the characteristics of the clamp circuit is directly reflected in an error in data detection. Furthermore, there has been a problem that the fluctuation of the gain of the reproduction signal has an adverse effect on the setting of the reference value required for data detection or Viterbi decoding.
[0018]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a digital signal recording / reproducing apparatus in which the influence of an error in a reference value remaining after clamping a reproduction signal on data detection is reduced.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a digital signal recording / reproducing apparatus having a data structure in which a sector is constituted by a plurality of segments , a clamping area is provided for each segment , and a reference area is provided for each sector .
Reading means for reading data from the recording medium;
A reproduction signal is supplied from the reading means, and the average value of the high level and low level of the reproduction signal in the reference area is used as a threshold setting value. The low level and high level are synchronized with the data clock recorded in the clamping area. Clamping means for clamping the average level of data that alternately repeats to the threshold setting value for each sector ;
Will receive a reproduced signal clamped by the clamping means has a correction means for correcting the values of the threshold and gain for each segment, and a data detector for detecting data from the corrected reproduction signal by the correction means,
The correction means detects the threshold difference between the threshold setting value and the threshold detected for each segment, and detects the gain difference between the gain setting value detected for each sector and the gain detected for each segment,
A digital signal recording / reproducing apparatus characterized by correcting a threshold for each segment with a threshold difference and correcting a gain for each segment with a gain difference .
[0020]
In the reference area, a low level and a high level are detected, and data is detected based on an intermediate threshold between these values. The gain of the reproduction signal is also used for data detection or data decoding. The first data unit (sector) is composed of a plurality of second data units (segments). Predetermined data for clamping is recorded in the clamping area of each segment. The clamp means clamps the reproduction signal so as to suppress the DC level fluctuation in each segment. In the reproduction signal after the clamping, the fluctuation of the threshold and the gain are monitored. Then, these values are corrected by adding the variation to the set threshold and gain. Therefore, it is possible to eliminate the influence of threshold and gain fluctuations on data detection.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. First, an optical disk medium according to this embodiment will be described. The optical disk is, for example, an MO (magneto-optical) disk having a diameter of 3.5 inches, and a spiral track is formed on one surface thereof. The present invention is not limited to the MO disk, and can be applied to other types of optical disk recording / reproducing devices such as phase change optical disks, and the tracks may be formed concentrically. Furthermore, the present invention can also be applied to a recording / reproducing apparatus such as an optical disc or a double-sided optical disc that has a recordable area and a reproduction-dedicated area independently on one surface of one optical disc. Furthermore, the present invention is not limited to a disk-shaped recording medium, but can also be applied to the case where a tape-shaped recording medium capable of optical recording and reproduction such as a magneto-optical tape is used. Furthermore, the present invention can be applied to a digital signal recording / reproducing apparatus using a magnetic recording medium.
[0022]
The MO disk in one embodiment of the present invention is of the sample servo system. That is, although not shown, on the disk, an address segment and a servo area are provided on each track at positions that are intermittent in the track direction and aligned in the disk radial direction. In this embodiment, the amount of user data in one sector is defined as 2 Kbytes (2,048 bytes).
[0023]
FIG. 1 shows an example of a physical data structure of data recorded on a disc in this embodiment. As shown in FIG. 1, one track is composed of 100 frames (frame 0 to frame 99), and each frame is composed of 14 segments (one address segment and 13 data segments). Therefore, one frame is 1400 segments. The head of each frame is an address segment, and the remaining 13 segments are data segments. One track includes 1300 data segments of data segment 0 to data segment 1299 and 100 address segments.
[0024]
The address segment has a length of 216 SCK with reference to the servo clock SCK. The servo area (24SCK) is located at the beginning of the segment, the next 10SCK is blank, the next 84SCK is the address area, and the ALPC (Automatic Laser Power Control) area (98SCK) is at the end of the address segment. Is provided. The address segment is previously formed on the disk by embossing or the like. The ALPC area is used to control the reading laser power to a predetermined value.
[0025]
The data segment is also the same length (216 SCK) as the address segment, and the servo area (24 SCK) formed by embossing or the like is positioned at the head. When the data clock is expressed by DCK after the servo area, a pre-write area PR having a length of 12 DCK, a data area, and a post-write area PO having a length of 4DCK are arranged.
[0026]
The prewrite area PR functions as a clamping area that secures a distance necessary for preheating the disk so as to have a stable temperature for data recording and suppresses DC fluctuation due to birefringence. The post-write area PO is provided in order to eliminate the remaining unerased recorded data during overwriting and to secure a distance that avoids data interference caused by the edge of the groove. This groove is not used for tracking control, but for reducing the adverse effects on disk forming, and has a depth of, for example, λ / 8 (λ: laser wavelength).
[0027]
FIG. 2 shows a sector format. The data of each sector includes 2,048 bytes of user data, an error correction code redundant code (256 bytes), an error detection CRC code (8 bytes), and user-defined data (40 bytes). A total of 2,352 bytes are included. Then, an address segment and 66 bytes of reference data are added in front of the data area, and one sector has a size of 2,418 bytes.
[0028]
The reference data has a 4-byte 8T pattern and a 12-byte 2T pattern repeated four times so as to indicate the waveform of the reproduced RF signal, and a 2-byte margin for setting the detected information. It consists of an all `0 'pattern. This reference data is recorded in the same manner as user data. The 2T pattern is used to correct a DC pit position shift due to a change in recording power during reproduction. The 8T pattern is used to set a threshold for detecting a ternary value of a reproduction signal.
[0029]
With reference to FIG. 3, for example, a servo area provided in a data segment will be described. As described above, the servo area has a length of 24 SCK. The post write area PO (4DCK) of the data segment is positioned before the servo area, and the prewrite area PR (12DCK) of the data segment is positioned after the servo area. Up to the post write area PO, data is recorded on the basis of the data clock DCK. In the servo area, pits are formed in advance on the basis of the servo clock SCK. After the prewrite area PR, on the basis of the data clock DCK. Data is recorded. The grooves are provided in parallel with the tracks in the data recordable area.
[0030]
The address segment and the data segment have the same servo area configuration. That is, when the position in the servo area is defined as the first position to the 24th position based on the servo clock SCK, segment marks are recorded from the third position to the seventh position, and the eleventh and twelfth positions are recorded. Mark 1 is recorded at the position, and mark 2 is recorded at the 16th and 17th positions. These marks 1 and 2 form track marks. The track mark is used for tracking error detection and clock recovery. The segment mark distinguishes between an address segment and a data segment, and distinguishes the head of the sector, the end of the sector, and other data segments.
[0031]
The reason why the length of mark 1 and mark 2 is two servo clocks is to reduce the number of mirror parts where pits are not formed, thereby making it difficult for ghost pits to occur during disk molding. This is because the reproduction RF signal is stably obtained. In addition, by separating the mark 1 and the mark 2 from each other by a predetermined interval, for example, 5 SCK or more, interference between the reproduction RF signals corresponding to the pits can be reduced.
[0032]
In the previously proposed method of clamping for each segment, data of `0 'is recorded in the prewrite area PR as shown in FIG. 13, whereas in one embodiment of the present invention, prewrite is performed. In the area PR, data of a 12-bit pattern (010101010101) in which “0” and “1” are alternately repeated in synchronization with the data clock is recorded. Therefore, the reproduction signal obtained when the prewrite area PR is read has a substantially sine wave shape. In an actual apparatus, a reproduction signal having a very low frequency close to a direct current may be generated, unlike a sine wave as shown in the figure, due to the limitation of the frequency band during reproduction.
[0033]
Since the data in the prewrite area PR is a pattern in which “0” and “1” are repeated, the average level can be made constant by a clamp circuit described later. The average level is a level detection threshold Th. The clamp circuit for each segment samples and holds the reproduction signal of the prewrite area PR. For this purpose, the sampling pulse CLM1 preferably has a pulse width of 2DCK or more in order to improve S / N. In the example of FIG. 3, a sampling pulse having a width of 4DCK is shown.
[0034]
After the clamping process performed based on the reproduction signal of the prewrite area PR, when the threshold set value set in the reference area in one sector is represented by Th ₀ , as shown in FIG. The high level “H” and the low level “L” of the signal change around the threshold Th ₀ . As described above, if the data pattern of the prewrite area PR is recorded so that the average value is intermediate between the high level 'H' and the low level 'L', the data pattern for level detection is not affected by the gain fluctuation. It is possible to appropriately set the threshold value. Note that the pattern of data recorded in the prewrite area PR is not limited to the pattern in which the above-described `0` and` 1` are repeated, but the modification of the data pattern will be described later.
[0035]
FIG. 5 shows the configuration of an optical disk apparatus when the present invention is applied to an MO disk. In FIG. 5, reference numeral 1 denotes an optical disc having the above-described format. The optical disk 1 is rotated at a constant rotational speed (for example, 2400 rpm) by the spindle motor 2 and the spindle controller 3. The optical disc 1 is irradiated with laser light from the optical pickup 4. Although not shown, the optical pickup 4 includes a laser source, an optical system such as an objective lens and a beam splitter, a detector that detects light reflected by the optical disc 1, and the like. The amount of laser light from the laser source is controlled by the laser controller 5. At the time of recording, laser light is emitted in pulses.
[0036]
In this embodiment, since the optical disk 1 is an MO disk and employs a magnetic field modulation method, a magnetic head 6 is provided, and recording data is supplied to a magnet driver 7 that drives the magnetic head 6. The recording data is generated by the data encoder 9. Data transferred from an external host computer 10 via an interface such as SCSI is supplied to the data encoder 8 via the controller 9. Commands such as write and read are also supplied to the controller 9 from the host computer 10. Then, the recording data is recorded by the magnetic head 6 by the NRZI method. This embodiment employs the NRZI system, which corresponds to the class IV PR (1, -1) of the partial response system. In the case of the NRZI system, the reproduction data takes three values (1, 0, −1). On the playback side, errors can be corrected by applying Viterbi decoding.
[0037]
As a method for recording a digital signal on an MO disk, there are an optical modulation method and a magnetic field modulation method. The light modulation method is a method in which laser light is modulated with recording data while an external magnetic field is applied in a certain direction. The magnetic field modulation method includes a simple magnetic field modulation method in which an external magnetic field is modulated with recording data while irradiating a laser beam with a constant light amount, and a laser strobe that modulates the magnetic field with recording data and emits laser light in pulses. There is a magnetic field modulation method. One embodiment of the present invention is a laser strobe magnetic field modulation method, but the present invention can use any of these recording methods.
[0038]
The reading position by the optical pickup 4 can be displaced in the radial direction. Specifically, there are coarse adjustment means that handle large radial displacements and fine adjustment means that handle small displacements. A coarse adjustment means is constituted by a linear motor or the like, and a fine adjustment means (tracking means) is constituted by a rotating mirror, a movable objective lens or the like. Further, tracking means in which the position of the optical pickup 4 is fixed and the optical disk 1 is displaced may be employed. Further, a focusing means is provided for adjusting the facing distance between the optical disc 1 and the optical pickup 4 so that the laser beam from the optical pickup 4 is correctly focused on the disc.
[0039]
When the optical disc 1 is loaded by a loading mechanism (not shown), the spindle motor 2 starts to rotate, and when the optical disc 1 reaches a specified rotational speed, the optical pickup 4 moves to the GCP area on the inner or outer peripheral side of the optical disc 1. The reading position is controlled so as to read. In this GCP area, the focus is pulled in, and then a recording or reproducing operation is performed.
[0040]
The reproduction RF signal detected by the detector of the optical pickup 4 is supplied to the IV conversion and matrix calculation unit 11. Since the detector output signal is generated as a current, a voltage output is formed by IV conversion. Further, by performing matrix calculation, a sum signal (also referred to as an RF signal) RFs, a difference signal (also referred to as an MO signal) RFd, a focus error signal FE, and the like are generated. A focus error signal FE is supplied to the servo control unit 12. The servo control unit 12 generates a signal for driving the focusing means in the optical pickup 4 in order to make the laser beam focus appropriate.
[0041]
The sum signal RFs is supplied to the A / D converter 14 via the clamp circuit 13, and the output signal of the A / D converter 14 is supplied to the PLL unit 15. The PLL unit 15 generates a servo clock SCK synchronized with the reproduction signal of the track mark in the servo area and a data clock DCK synchronized with the recording data. The servo clock SCK and the data clock DCK are supplied to the timing generator 22. The servo clock SCK is supplied to the A / D converter 14 as a sampling clock.
[0042]
The difference signal RFd is supplied to the A / D converter 17 via the clamp circuit 16. A data clock DCK is supplied as a sampling clock of the A / D converter 17, and an output signal of the A / D converter 17 is supplied to the data detection unit 18. The data detection unit 18 is supplied with the data synchronization signal DSY from the timing generation unit 22. In the data detection unit 18, waveform equalization processing is performed by a digital equalizer, the reproduction signal is ternarized, and an error in the detection signal is corrected by Viterbi decoding. Further, the data detection unit 18 demodulates the digital modulation and binarizes the demodulated output. The reproduced data taken out from the output of the data detector 18 is transferred to the host computer 10 through the controller 9.
[0043]
The digital output of the sum signal RFs is supplied to the tracking error generator 23. Sampling pulses from the timing generator 22 are supplied to the tracking error generator 23. The tracking error generator 23 samples the level of the reproduction signal (sum signal RFs) of the track marks (mark 1 and mark 2) in the servo area, and tracks the difference in amplitude between the reproduction signals corresponding to the mark 1 and mark 2 An error signal TE is output. A tracking error signal TE is supplied to the servo control unit 12. The servo control unit 12 generates a tracking drive signal that drives the tracking means in the optical pickup 4 so that the tracking error signal TE becomes zero.
[0044]
An example of the configuration of the clamp circuit 16 is shown in FIG. The clamp circuit 13 has the same configuration. Reference numeral 31 denotes an input terminal to which the difference signal RFd is supplied, and reference numeral 32 denotes a buffer circuit to which the input difference signal RFd is supplied. The reproduction signal via the buffer circuit 32 is supplied to one input terminal of the differential amplifier 33 and also supplied to the sample hold circuit 34 shown by a broken line.
[0045]
The sample hold circuit 34 includes a switch circuit 35, a series circuit of a resistor 36 and a capacitor 37 connected between the output side of the switch circuit 35 and the ground, and a buffer circuit 38 for taking out the terminal voltage of the capacitor 37. The A sample and hold circuit 44 surrounded by a broken line is connected to the sample and hold circuit 34. Similar to the sample and hold circuit 34, the sample and hold circuit 44 includes a switch circuit 45, a resistor 46, a capacitor 47, and a buffer circuit 48. An output signal via the buffer circuit 48 of the sample hold circuit 44 is supplied to the other input terminal of the differential amplifier 33.
[0046]
At the output of the differential amplifier 33, a difference signal in which the fluctuation of the DC level is suppressed is obtained. This difference signal is supplied to the A / D converter 17, and the output signal of the A / D converter 17 is taken out to the output terminal 39. As described above, the output signal of the A / D converter 17 is supplied to the data detection unit 18. Further, the output signal of the A / D converter 17 is supplied to the digital comparator 40 and the average value generation circuit 41.
[0047]
The output of the average value generation circuit 41 is supplied as the other input of the digital comparator 40. The digital comparator 40 is configured to obtain a difference between the value of the sample data from the A / D converter 17 and the average value and compare the absolute value with a threshold value. When the absolute value of the difference is smaller than the threshold value, a comparison output of `1 'is generated. When the absolute value of the difference is greater than or equal to the threshold value, a comparison output of` 0' is generated.
[0048]
The output of the digital comparator 40 is supplied as one input to the AND gate 42. A clamp pulse CLM2 generated by the timing generator 22 is supplied to the other input of the AND gate 42. The switch circuit 45 is controlled by the clamp pulse CLM2 ′ that has passed through the AND gate. The clamp pulse CLM2 is generated within a period during which the prewrite area PR as the clamp area is reproduced, and has a pulse width of, for example, 2 clocks or more.
[0049]
Further, the clamp pulse CLM2 is delayed by one clock of the data clock DCK by the D flip-flop 43. The clamp pulse CLM1 is formed by delaying the clamp pulse CLM2 by one clock. An example of the clamp pulse CLM1 is shown in FIG. The switch circuit 35 is controlled by the clamp pulse CLM1. Also, the clamp pulse CLM1 is supplied to the average value generation circuit 41, and among the output signals of the A / D converter 17, signals having the same timing as the clamp pulse CLM1 are taken into the average value generation circuit 41. The average value generation circuit 41 generates an average value of a plurality of captured data.
[0050]
The operation of the clamp circuit 16 described above will be described with reference to the timing chart of FIG. As shown in FIG. 7A, the data recorded on the optical disc 1 is a series of data segments, and a servo area is added at the head of each segment as indicated by a hatched line. The segment may be an address segment. A prewrite area PR as a clamping area is provided in the servo area. For convenience of explanation, n-3, n-2, n-1, n, n + 1, and n + 2 are numbered for the prewrite area shown in FIG. FIG. 7 is a timing chart in the case where a defect exists in the nth prewrite area. The defect means a sudden change in the level of a reproduction signal caused by a scratch, a fingerprint or the like on the disc. The clamp circuit 16 takes measures against defects in addition to the clamp operation.
[0051]
The difference signal RFd shown in FIG. 7B is supplied to the input terminal 31 of the clamp circuit 16. The signal RFd has a direct current level variation and includes an abrupt level change DF corresponding to the defect. The switch circuit 35 is controlled to be turned on by the clamp pulse CLM1 shown in FIG. 7C, and the sample and hold circuit 34 generates an output signal as shown in FIG. 7D. Since the level change DF due to the defect is also sample-held, an abnormal level sample-hold output is generated after the nth prewrite area.
[0052]
The digital comparator 40 compares the output of the average value generation circuit 41 with the reproduction level of the prewrite area from the A / D converter 17. The average value generation circuit 41 generates an average value of a plurality of continuous reproduction levels, for example, four reproduction levels. For example, an average value of the reproduction levels of the n-4th, n-3th, n-2th, and n-1th prewrite areas is formed, and the average value and the reproduction level of the n-1th prewrite area Are compared in the digital comparator 40. Since the difference between the two reproduction levels is smaller than the threshold value, a comparison output of “1” is generated as shown in FIG. 7E.
[0053]
Since this comparison output is supplied to the AND gate 42, a clamp pulse CLM2 'is generated at the output of the AND gate 42 as shown in FIG. 7F. The switch circuit 45 is turned on by the clamp pulse CLM2 ′. Accordingly, the output of the sample hold circuit 34 is sampled and held by the sample hold circuit 44. That is, the output of the sample hold circuit 34 is transferred to the sample hold circuit 44.
[0054]
In the next segment, there is an abnormal level due to a defect in the nth prewrite area. In the digital comparator 40, the difference between the abnormal level and the average reproduction level of the (n-3) th, (n-2) th, (n-1) th, and nth prewrite areas becomes larger than the threshold value. As a result, the comparison output of the digital comparator 40 becomes `0` as shown in FIG. 7E, the clamp pulse CLM2 is prohibited by the AND gate 42, and the clamp pulse CLM2 'is not generated as shown in FIG. 7F. Therefore, the switch circuit 45 is not turned on, and the output level of the sample hold circuit 44 is the level before being held, as shown in FIG. 7G.
[0055]
In this way, the sample and hold output supplied from the sample and hold circuit 44 to the differential amplifier 33 is not affected by the defect. By supplying the output of the sample hold circuit 44 shown in FIG. 7G to the differential amplifier 33, the output of the differential amplifier 33 is a difference signal in which the fluctuation of the DC level is suppressed as shown in FIG. 7H. Is obtained.
[0056]
As described above, in the embodiment of the present invention, as the data pattern of the prewrite area PR, the average value is recorded between the high level 'H' and the low level 'L'. A difference signal in which the fluctuation of the intermediate level is suppressed can be obtained from the clamp circuit 16. Since this intermediate level is used as a threshold for level detection, it is possible to prevent the threshold from being affected by gain fluctuations (see FIG. 4).
[0057]
In the present invention, the configurations of the clamp circuits 13 and 16 are not limited to those shown in FIG. For example, countermeasures against defects are not always necessary, and a configuration using one sample and hold circuit is also possible. Furthermore, a digital circuit configuration that performs clamping after A / D conversion can also be used.
[0058]
In the data detection unit 18 connected to the A / D converter 17, as described above, waveform equalization processing is performed by a digital equalizer, the reproduction signal is ternarized, and an error in the detection signal is corrected by Viterbi decoding. The digital modulation is demodulated. The data detection unit 18 sets the center level of the reproduction signal in the reference area as the threshold Th ₀ . The reference area is arranged in units of sectors as shown in FIG. The DC level fluctuation in the sector is suppressed by the clamp circuit 16 described above.
[0059]
However, it is difficult to completely match the center level with the set threshold Th ₀ by the clamping operation performed based on the reproduction level of the prewrite area for each segment, and a clamping error remains. Also, the clamp circuit 16 suppresses fluctuations in the DC level, and cannot correct gain fluctuations, and gain fluctuations cause an increase in data detection or Viterbi decoding errors. In consideration of these points, in the embodiment of the present invention, the data detection unit 18 corrects the threshold and the gain so that the Viterbi decoding in the data detection unit 18 is correctly performed.
[0060]
FIG. 8 is a flowchart showing threshold correction and gain correction processing performed by the data detection unit 18. It should be noted that threshold correction and gain correction can be performed not only by the software processing represented by the flowchart but also by hardware or a combination of software and hardware.
[0061]
In step ST1 in FIG. 8, the correction process starts when the sector reproducing operation is started. Next, the threshold Th ₀ and the gain G ₀ (average amplitude) are detected in the reference area of one sector (step ST2). These values can be detected in the same manner as in the past based on the 8T pattern in the reference area.
[0062]
Next, the segment number i is incremented, and the threshold variation ΔTh _i and the gain variation ΔG _i are detected in each segment. FIG. 9A shows changes in the envelope of the reproduction signal (difference signal). In FIG. 9, for simplicity, one sector is composed of a plurality of segments numbered i = 0 to iend, the reference segment is included in the first segment (i = 0) of the sector, An example in which the prewrite areas PR ₀ , PR ₁ ,... Are located is shown, and the reproduction signal corresponding to the servo area is ignored.
[0063]
By the clamping operation based on the data of the prewrite areas PR ₀ , PR ₁ ,..., The segment after i = 1 is controlled so that the threshold matches Th ₀ . In the i = 1 segment, the threshold fluctuation is detected by calculating Th ₁ -Th ₀ = ΔTh ₁ , and the gain fluctuation is detected by calculating G ₁ -G ₀ = ΔG ₁ . In the same manner, the threshold variation ΔTh _i and the gain variation ΔG _i are detected in each segment. FIG. 9C shows an example of threshold variation ΔTh _i .
[0064]
In step ST4 of FIG. 8, the segment number i is compared with the sector number i + 1 added to the final sector number iend to determine whether i <iend + 1. If this relationship is not satisfied (that is, if the segment number i is iend + 1 or more), since the correction processing up to the last segment has been completed, the sector reproduction operation ends (step ST5).
[0065]
In step ST4, when the relationship of i <iend + 1 is established, the process moves to step ST6, and the threshold and gain for data detection of the segment are determined. In step ST6, the processing of the segment (i = 1) next to the segment including the reference area and the processing of the segment (i> 1) are respectively performed. That is, in the case of (i = 1), it is immediately after the threshold Th ₀ and the gain G ₀ are detected in the reference area, so that these fluctuations are considered to be sufficiently small, and the threshold Th ₁ and the gain G _{1 of the} segment are considered. Are equal to Th ₀ and gain G ₀ , respectively.
[0066]
In step ST6, in the i-th segment that satisfies the relationship (i> 1), the threshold and the gain are corrected according to the following equations.
Th _i ′ = Th ₀ + ΔTh _i / n (6)
G _i ′ = G ₀ + ΔG _i / n (7)
In these equations, 1 / n is a coefficient for reducing the actual value of the offset in order to reduce the influence of noise. This coefficient is appropriately set in consideration of the S / N of the reproduction signal.
[0067]
Using the threshold Th _i ′ and the gain G _i ′ corrected in this manner, the data detection unit 18 performs data detection and Viterbi decoding processing on the data of the i-th segment. Note that the data detection unit 18 does not actually correct the DC level and gain of the reproduction signal, but corrects the threshold and gain as reference values for data detection or Viterbi decoding. If it is assumed that the DC level and gain of the reproduction signal are corrected, the reproduction signal is corrected as shown in FIG. 9D. As can be seen from FIG. 9D, the corrected thresholds Th ₁ ′, Th ₂ ′,... And the gains G ₁ ′, G ₂ ′,. The error between ₀ and G ₀ is smaller.
[0068]
In the embodiment described above, the pattern of data recorded in the prewrite area PR is (010101010101). Another example of the data pattern is shown in FIG. In this other example, in the order of the segments in one sector, all the data of “0” (00... 0) is recorded in the odd-numbered segments, and all the data of “1” (11.・・ Record 1).
[0069]
In the clamp circuit, the low level 'L' of the reproduced difference signal is clamped to be constant based on the data of the prewrite area PR of the odd-numbered segment. Further, the low level “L” is monitored in the odd-numbered segment, and the high level “H” is monitored in the even-numbered segment. Thereby, the threshold Th is obtained by the calculation of (H + L) / 2 for the unit of two consecutive segments, and the difference (threshold fluctuation amount) ΔTh between this value and Th ₀ set in the reference area is detected. The Further, the gain G is obtained for the unit of two consecutive segments by the calculation of (H−L) / 2, and the difference (gain fluctuation) ΔG between this value and G ₀ set in the reference area is obtained. Detected. By these fluctuations, the threshold and the gain are corrected in the same manner as described above.
[0070]
FIG. 11 shows still another example of the data pattern of the prewrite area PR. In the prewrite area PR of each segment, data “0” is recorded in the first half and data “1” is recorded in the second half. Therefore, pattern data of (00000011111) is recorded in the prewrite area PR.
[0071]
In the clamp circuit, the low level of the reproduced difference signal is clamped at a constant level using the data of `0 'in the first half of each segment. In each segment, the low level “L” and the high level “H” are monitored. Thereby, with respect to the unit of each segment, the threshold Th is obtained by the calculation of (H + L) / 2, and the difference (threshold fluctuation amount) ΔTh between this value and Th ₀ set in the reference area is detected. Further, the gain G is obtained for the unit of two consecutive segments by the calculation of (H−L) / 2, and the difference (gain fluctuation) ΔG between this value and G ₀ set in the reference area is obtained. Detected. By these fluctuations, the threshold and the gain are corrected in the same manner as described above.
[0072]
Note that the data pattern recorded in the prewrite area PR is not limited to the above-described example, and a data pattern adapted to the data detection method can be employed.
[0073]
【The invention's effect】
According to the present invention, when a threshold for data detection is detected in the reference area in the sector and the fluctuation of the DC component is corrected using the data in the prewrite area PR provided in each segment in the sector, Since a data pattern capable of detecting a low level value and a high level value is recorded in the write area PR, an error of a threshold remaining after clamping can be monitored and the error can be removed. Further, it is possible to remove a gain error necessary for data detection or Viterbi decoding. Therefore, the present invention can reduce errors generated in Viterbi decoding. According to the present invention, in the case of a magneto-optical disk, the allowable range of birefringence can be expanded, and the yield of the magneto-optical disk can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram for explaining a data structure in one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram used for explaining a sector structure and a reference signal in one embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a schematic diagram showing an enlarged configuration of a servo area in an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a schematic diagram used for explaining a clamping operation in one embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram of an embodiment of an optical disc apparatus to which the present invention is applied.
FIG. 6 is a block diagram of an example of a clamp circuit in one embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of the clamp circuit in one embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a flowchart for explaining threshold and gain correction operations in one embodiment of the present invention;
FIG. 9 is a schematic diagram for explaining threshold and gain correction operations in one embodiment of the present invention;
FIG. 10 is a schematic diagram illustrating another example of the data pattern of the prewrite area according to the present invention.
FIG. 11 is a schematic diagram illustrating still another example of the data pattern of the prewrite area according to the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram showing a data pattern of a reference area and a waveform of a reproduction signal of the previously proposed optical disc apparatus.
FIG. 13 is a schematic diagram showing an enlarged configuration of a servo area of the previously proposed optical disc apparatus.
FIG. 14 is a schematic diagram for explaining problems in the previously proposed optical disc apparatus.
FIG. 15 is a schematic diagram for explaining problems in the previously proposed optical disc apparatus.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Optical disk, 4 ... Optical pick-up, 6 ... Magnetic head, 13, 16 ... Clamp circuit, 15 ... PLL part

Claims

Consists sector of a plurality of segments, each clamping area provided in the segment, the digital signal recording and reproducing apparatus to have a data structure in which the reference area is provided for each of the sectors,
Reading means for reading data from the recording medium;
A reproduction signal is supplied from the reading means, and the average value of the high level and low level of the reproduction signal in the reference area is set as a threshold setting value. The low level is synchronized with the data clock recorded in the clamping area. Clamping means for clamping the average level of data alternately repeating high level and high level to the threshold set value for each sector ;
Will receive a reproduced signal clamped by the clamping means has a correction means for correcting the values of the threshold and gain for each of the segments, and data detecting means for detecting data from the corrected reproduced signal by said correction means Prepared,
The correction means detects a threshold difference between the threshold set value and the threshold detected for each segment, and calculates the gain set value detected for each sector and the gain detected for each segment. Detect the gain difference,
A digital signal recording / reproducing apparatus, wherein the threshold for each segment is corrected by the threshold difference, and the gain for each segment is corrected by the gain difference .

Consists sector of a plurality of segments, each clamping area provided in the segment, the digital signal recording and reproducing apparatus to have a data structure in which the reference area is provided for each of the sectors,
Reading means for reading data from the recording medium;
The reproduction signal is supplied from the reading means, the average value of the high level and low level of the reproduction signal in the reference area is set as a threshold setting value, and the low level and high level are recorded for each segment recorded in the clamping area. Clamping means for clamping the average level of data alternately repeating to the set value of the threshold every two sectors ;
Will receive a reproduced signal clamped by the clamping means has a correction means for correcting the values of the threshold and gain for each of the segments, and data detecting means for detecting data from the corrected reproduced signal by said correction means Prepared,
The correction means detects a threshold difference between the threshold set value and the threshold detected for each segment, and calculates the gain set value detected for each sector and the gain detected for each segment. Detect the gain difference,
A digital signal recording / reproducing apparatus, wherein the threshold for each segment is corrected by the threshold difference, and the gain for each segment is corrected by the gain difference .

Consists sector of a plurality of segments, each clamping area provided in the segment, the digital signal recording and reproducing apparatus to have a data structure in which the reference area is provided for each of the sectors,
Reading means for reading data from the recording medium;
A reproduction signal is supplied from the reading means, the average value of the high level and low level of the reproduction signal in the reference area is set as a threshold value, the clamping area is divided, and the low level and high level are recorded. Clamping means for clamping the average level of the data to the set value of the threshold for each sector ;
Will receive a reproduced signal clamped by the clamping means has a correction means for determining a value of the threshold and gain for each of the segments, and data detecting means for detecting data from the corrected reproduced signal by said correction means Prepared,
The correction means detects a threshold difference between the threshold set value and the threshold detected for each segment, and calculates the gain set value detected for each sector and the gain detected for each segment. Detect the gain difference,
A digital signal recording / reproducing apparatus, wherein the threshold for each segment is corrected by the threshold difference, and the gain for each segment is corrected by the gain difference .