JP3742780B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はバッテリ等の直流電圧を入力とし、負荷に制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、特に入力の極性と出力の極性が同じである入出力非反転で昇圧と降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
バッテリ等の直流電圧を入力として、入出力非反転で昇圧又は降圧された直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−４０９１３号公報に示されたものがある。図１３はこの特公昭５８−４０９１３号公報に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であり、図１４の（ａ）から（ｄ）はその動作を示す波形図である。
【０００３】
図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１Ａに、第１のスイッチ２を介して、第１のダイオード３のカソードが接続されている。ダイオード３のアノードは入力直流電源１の負極１Ｂに接続されている。ダイオード３のカソードに、インダクタ４を介して第２のスイッチ５の一方の端子が接続されている。第２のスイッチ５の他方の端子は負極１Ｂに接続されている。スイッチ２及び５は半導体スイッチなどの、高速でオンオフ制御が可能なスイッチである。第２のダイオード６のアノードがインダクタ４とスイッチ５の接続点に接続され、カソードは出力コンデンサ７を介して負極１Ｂに接続されている。出力コンデンサ７に並列に負荷８が接続され、出力コンデンサ７の両端子間の電圧は出力直流電圧Ｅｏとして負荷８に印加されている。図１４の（ａ）及び（ｂ）に示すように、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ５は同じスイッチング周期Ｔでオンオフ動作をする。スイッチ２及びスイッチ５のそれぞれの１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合である時比率をそれぞれδ１、δ２と表すとき、図に示すように時比率δ１を時比率δ２より大きくしている。時比率を百分率で表すとデューティ比になる。説明の便宜上、ダイオード３及び６のオン状態における順方向電圧降下は無視する。
【０００４】
入力直流電源１の電圧Ｅｉは、スイッチ２及びスイッチ５が共にオンの時インダクタ４に印加される。この印加時間は図１４の（ｂ）に示すようにδ２・Ｔである。この時、入力直流電源１からインダクタ４に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチ５がオフになると、図１４の（ｄ）のようにダイオード６がオンになり、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差の電圧Ｅｉ−Ｅｏが印加される。印加時間は（δ１−δ２）・Ｔであり、この印加時間中、インダクタ４を経て入力直流電源１から出力コンデンサ７へ電流が流れる。最後にスイッチ２がオフになると図１４の（ｃ）に示すようにダイオード３がオンになり、インダクタ４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加される。印加時間は（１−δ１）・Ｔであり、この印加時間中インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
このように磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すことにより、出力コンデンサ７から負荷８へ電力が供給される。インダクタ４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態では、その電圧時間積の和はゼロであるから、式（１）が成り立つ。
【０００５】
【数１】

【０００６】
式（１）を整理すると式（２）が得られる。
【０００７】
【数２】

【０００８】
式（２）は変換特性を表し、δ２＝０の場合は、式（３）に示すようになり降圧コンバータとして動作する。
【０００９】
【数３】

【００１０】
δ１＝１の場合は、式（４）に示すようになり、昇圧コンバータとして動作する。
【００１１】
【数４】

【００１２】
スイッチ２及び５の時比率を変化させる制御をすることにより、式（２）のδ１／（１−δ２）の値を０から無限大まで設定可能である。即ち、このＤＣ−ＤＣコンバータは、理論上、任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバータとして動作する。スイッチ２及び５の時比率を制御する手段の一例が、米国特許第４３９５６７５号に示されている。
図１５はスイッチ２及び５の時比率を制御する制御部９を含む従来からよく知られているＤＣ−ＤＣコンバータの回路例であり、図１６はその各部の波形図である。
【００１３】
図１５において、制御部９の誤差増幅回路２０は、基準電圧源２００、出力直流電圧Ｅｏを検出する直列接続の抵抗２０１と抵抗２０２を有する。また基準電圧源２００の基準電圧Ｅｒと、抵抗２０１と抵抗２０２とで分圧された検出電圧Ｅｄが入力される誤差増幅器２０３を有する。誤差増幅器２０３の入出力間には位相補償コンデンサ２０４が接続され、出力端に誤差電圧Ｖｅが出力される。発振回路１１は、所定の周期で増減を繰返すのこぎり波電圧Ｖｔを出力する。のこぎり波電圧Ｖｔの周期はＴ、振幅はΔＶｔであり、直線的に上昇して急峻に降下する波形である。パルス幅制御回路１２は、誤差電圧Ｖｅに所定のオフセット電圧Ｖｏｓを加算する加算器１２０、加算器１２０の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）とのこぎり波電圧Ｖｔとを比較する第１の比較器１２１及び誤差電圧Ｖｅとのこぎり波電圧Ｖｔとを比較する第２の比較器１２２を有する。比較器１２１の出力は第１のスイッチ２をオンオフする第１の駆動信号Ｖｄ１であり、比較器１２２出力は第２のスイッチ５をオンオフする第２の駆動信号Ｖｄ２である。
【００１４】
図１６の（ａ）の波形図は、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図１６の（ｂ）及び（ｃ）はそれぞれ第１の駆動信号Ｖｄ１及び第２の駆動信号Ｖｄ２を示す。図１６の（ａ）の波形図の左端の範囲Ａではのこぎり波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きく、のこぎり波電圧Ｖｔと出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の波形が交差している。中央部の範囲Ｂでは、のこぎり波電圧 Ｖｔの波形と誤差電圧Ｖｅの波形が交差している。また右端の範囲Ｃでは、のこぎり波電圧Ｖｔは誤差電圧Ｖｅより小さい。
図１５に示す制御部９の動作を図１６の（ａ）から（ｃ）を参照しながら説明する。誤差増幅回路２０の出力の誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｅｏの抵抗２０１と抵抗２０２による検出電圧Ｅｄが、基準電圧源２００の基準電圧Ｅｒより高くなると低下し、低くなると上昇する。即ち、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり、負荷８が軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると誤差電圧Ｖｅは低下する。逆に、入力直流電圧Ｅｉが低くなったり、負荷８が重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降しようとすると誤差電圧Ｖｅは上昇する。
【００１５】
まず、入力直流電圧Ｅｉが高く、図１６の（ａ）の範囲Ａのように、のこぎり波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きい場合、駆動信号Ｖｄ２は常時論理レベルＬの信号であり（以下、論理レベルＬの信号を単に“Ｌ”と記す）、スイッチ５はオフ状態を保つ。従ってスイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）である。スイッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフされ、その時比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏの関係は式（３）で表され、ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧コンバータとして動作する。
次に入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差が少なくのこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）が図１６の（ａ）の範囲Ｂのように交差する場合、スイッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ動作をし、スイッチ５は駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をする。時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏの関係は式（２）で表され、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧降圧コンバータとして動作する。
【００１６】
入力直流電圧Ｅｉが低く、のこぎり波電圧Ｖｔが、図１６の（ａ）の範囲Ｃのように、出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合、駆動信号Ｖｄ１は常時論理レベルＨの信号であり（以下、論理レベルＨの信号を単に、“Ｈ”と記す）、スイッチ２はオン状態を保つ。従ってスイッチ２の時比率δ１は１（δ１＝１）である。一方、駆動信号Ｖｄ２によってオンオフされるスイッチ５の時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏの関係は式（４）で表され、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧コンバータとして動作する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
昇圧と降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の設定の自由度が大きいので、負荷の状況に応じて出力直流電圧の設定値を適宜変更するといった使い方をすることがある。このような場合には、基準電圧源２００の基準電圧Ｅｒを負荷８からの信号によって変更する。この変更時に出力直流電圧Ｅｏが、基準電圧Ｅｒの変化に応じて変化する速度である「応答速度」は速い方が望ましい。上記の従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答速度は誤差増幅器２０３から出力される誤差信号Ｖｅの変化速度に依存する。ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系では安定性の確保のため、例えば、誤差増幅器２０３の入出力間に位相補償コンデンサ２０４を接続している。位相補償コンデンサ２０４の接続によって誤差増幅器２０３の応答速度は遅くなり、そのカットオフ周波数はスイッチング周波数の数十分の１程度になるのが一般的である。スイッチング周波数は通常数十〜数百ｋＨｚの範囲にある。このためＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間は、基準電圧が階段状の変化した場合には数百マイクロ秒を要している。数百マイクロ秒の応答時間は、ＤＣ−ＤＣコンバータを各種の電子装置に適用する上で十分短いとは言えず、各種の電子装置における負荷の変動に十分対応できないという問題があった。
本発明は、上記の問題を解決して応答速度を向上させた昇降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端から入力される直流電流を断続するスイッチ手段、前記スイッチ手段により断続される電流により電磁エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタ、前記インダクタの出力端に発生する電圧を整流平滑して得られる出力直流電圧と、所定の基準電圧とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅回路及び前記誤差電圧に基づいて前記スイッチ手段の断続状態を制御するパルス幅制御回路を有し、前記出力直流電圧を、前記直流入力の電圧に対して昇圧又は降圧して所定の出力設定電圧に等しくなるように制御する昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の間に接続されたスイッチ、前記出力設定電圧より低い第１の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出力を得る第１の比較回路、前記入力直流電圧より低い第２の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出力を得る第２の比較回路及び、前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力が入力され、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び前記第２の電圧より低い場合に前記スイッチをオン状態にする駆動回路を有する。
【００１９】
本発明の他の観点のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端に印加される入力直流電圧を変換して出力端から所望の出力直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記入力端と前記出力端との間を開閉するスイッチ及び前記出力直流電圧の所望値である出力設定電圧より低い第１の電圧、及び前記入力電圧より低い第２の電圧を設定し、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び第２の電圧より低いとき、前記スイッチを閉にする制御手段を有することを特徴とする。
上記の各発明によれば、出力端の出力直流電圧が低下して第１及び第２の電圧より低くなったとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の間に接続されたスイッチをオン状態にすることにより、入力端から出力端に直接電流が供給され、出力端の電圧を急速に上昇させることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを図１から図１２を参照して説明する。
≪第１実施例≫
本発明の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを図１から図４を参照して説明する。
図１は本発明の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１において、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１Ａに、第１のスイッチ２を介して、第１のダイオード３のカソードが接続されている。ダイオード３のアノードは回路クランドＧである入力直接電源１の負極に接続されている。ダイオード３のカソードに、インダクタ４を介して第２のスイッチ５の一端が接続され、スイッチ５の他端は回路グランドＧに接続されている。スイッチ２及び５は例えば半導体スイッチであり、制御部９から印加されるそれぞれの駆動信号Ｖｄ１、Ｖｄ２により開閉制御される。インダクタ４とスイッチ５の接続点に第２のダイオード６のアノードが接続され、ダイオード６のカソードは出力コンデンサ７を介して回路グランドＧに接続されている。出力コンデンサ７の正極側の出力端子５０と回路グランドＧ間に負荷８が接続され、コンデンサ７の両端子間の出力直流電圧Ｅｏが負荷８に印加される。出力直流電圧Ｅｏは制御部９の誤差増幅回路１０に入力されている。
【００２２】
誤差増幅回路１０において、出力端子５０と回路グランドＧ間に、抵抗１０１、１０２及び１０３がこの順序で直列接続されている。抵抗１０２と１０３の接続点は増幅器１０４の反転入力端に接続され、接続点の電圧Ｅｄ２が印加される。誤差増幅器１０４の非反転入力端には電圧可変型の基準電圧源１００の正の基準電圧Ｅｒが印加されている。
【００２３】
基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒは入力直流電圧Ｅｉより低い範囲で負荷８に設けられた制御部（図示省略）からの制御信号により制御されて変化する。基準電圧の制御は負荷８以外の、例えば外部回路等で行ってもよい。誤差増幅器１０４の反転入力端と出力端との間には位相補償コンデンサ１０５が接続されている。この位相補償コンデンサ１０５の接続により、誤差増幅器１０４の応答速度は図１５の誤差増幅回路２０３の応答速度と同程度になる。
【００２４】
誤差増幅器１０４の出力端は、パルス幅制御回路１２内の比較器１２２の反転入力端に接続され、出力の誤差電Ｖｅが印加される。また誤差増幅器１０４の出力端は、加算器１２０を介して比較器１２１の反転入力端にも接続されている。加算器１２０は、比較器１０４の出力の誤差電圧Ｖｅに、所定のオフセット電圧Ｖｏｓを加算して、加算結果の電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を比較器１２１の反転入力端に印加する。比較器１２１、１２２のそれぞれの非反転入力端には発振回路１１の出力端が接続されている。発振回路１１は、レベルが直線的に上昇し、一定のレベルに達すると急速に下降する変化を周期Ｔで繰り返す振幅ΔＶｔのこぎり波電圧Ｖｔを出力する。比較器１２１の出力の第１の駆動信号Ｖｄ１はスイッチ２に印加され、スイッチ２の開閉を制御する。比較器１２２の出力の第２の駆動信号Ｖｄ２はスイッチ５に印加され、スイッチ５の開閉を制御する。
【００２５】
誤差増幅回路１０内の抵抗１０１と１０２により分圧された検出電圧Ｅｄ１は、応答高速化回路１３内の第１の比較回路である比較器１３０と第２の比較回路である１３３のそれぞれの非反転入力端に印加されている。比較器１３０の反転入力端には基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒが印加されている。応答高速化回路１３は本実施例に特有の回路であり、これにより以下に詳しく説明するように、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答速度が速くなる。
【００２６】
比較器１３３の反転入力端は抵抗１３１を介して入力直流電源１の正極１Ａに接続されるとともに、抵抗１３２を介して回路グランドＧに接続されている。比較器１３３の反転入力端の電圧をＥｃ１とする。比較器１３０及び１３３のそれぞれの出力端は、ＮＯＲ回路１３４の２の入力端にそれぞれ接続されている。ＮＯＲ回路１３４の出力端は、スイッチ１３５の制御入力端に接続されている。
【００２７】
出力端子５０と入力直流電源１の正極１Ａとの間には、前記のスイッチ１３５が抵抗１３６を介して接続されている。スイッチ１３５は、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖｄ１３により開閉される半導体スイッチ等である。スイッチ１３５は、後で説明するように、閉となったとき直流入力電源１の正極１Ａと出力端子５０とを接続する。これにより、出力直流電圧Ｅｏが入力直流電圧Ｅｉより低いとき直流入力電源１からの電流によりコンデンサ７が充電される。そこでスイッチ１３５を以後充電スイッチ１３５ということにする。
【００２８】
次に本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図２及び図３を参照して説明する。
本実施例の動作の説明において用いる用語を以下に説明する。
出力直流電圧Ｅｏは出力端子５０の電圧である。
出力設定電圧Ｅｓｅｔは、出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、負荷８の所望の電圧値として、負荷８内の設定回路、例えばメモリ及び基準電源を含む電圧設定回路により設定される。基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒは、負荷８の制御により変更可能な電圧である。負荷８内において、出力設定電圧Ｅｓｅｔと基準電圧Ｅｒは所定の対応関係をもってテーブル等にあらかじめ設定されており、所望の出力設定電圧Ｅｓｅｔに対応する基準電圧Ｅｒが基準電圧源１００において設定されるようになされている。
パルス幅制御回路１２は発振回路１１ののこぎり波信号Ｖｔから駆動信号Ｖｄ１及びＶｄ２を生成し、それぞれスイッチ２及び５に印加している。
【００２９】
パルス幅制御回路１２の駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２により、スイッチ２とスイッチ５が共に閉（以下、オンという）になると、インダクタ４に入力直流電圧Ｅｉが印加される。ダイオード３、インダクタ４及びダイオード６は直列に接続されており、ダイオード３とダイオード６が共にオンになるのでインダクタ４の電圧が出力コンデンサ７に印加される。
誤差増幅回路１０において、抵抗１０２、１０３の接続点の検出電圧Ｅｄ２と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合、出力直流電圧Ｅｏは出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなる。出力設定電圧Ｅｓｅｔは出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、出力直流電圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔになるように基準電圧Ｅｒを決める。
【００３０】
抵抗１０１と抵抗１０２との接続点の検出電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直流電圧Ｅｏを第１の電圧Ｅ１という。電圧Ｅ１は、検出電圧Ｅｄ２と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直流電圧である出力設定電圧Ｅｓｅｔより低い。比較器１３０は、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｅｄ１とを比較し、検出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒよりも高い場合には論理レベルＨの信号（以下、論理レベルＨの信号を単に“Ｈ”と記す）を出力する。その結果比較器１３０は間接的に出力直流電圧Ｅｏと電圧Ｅ１とを比較することになる。比較器１３０は第１の比較回路に相当する。抵抗１３１と抵抗１３２との接続点の電圧Ｅｃ１と、検出電圧Ｅｄ１とが等しいときの出力直流電圧Ｅｏを第２の電圧Ｅ２という。電圧Ｅ２は入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ低く設定される。比較器１３３は間接的にＤＣ−ＤＣコンバータの入出力直流電圧を比較し、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ２よりも高い場合に“Ｈ”を出力する。スイッチ１３５は第１の駆動回路であるＮＯＲ回路１３４の出力によって駆動される。
【００３１】
以下に第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を詳細に説明する。まず、負荷が一定で変動しない定常状態の動作を説明する。
制御部９によってスイッチ２及びスイッチ５は同じスイッチング周期Ｔでオンオフ動作をする。この動作は図１３の従来のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ２及び５の動作と同じであるので、以下図１４を参照して説明する。スイッチ２及びイッチ５の１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合である時比率を、それぞれδ１及びδ２とする。スイッチ５がオン状態となる期間はスイッチ２もオン状態であるように、δ１＞δ２とする。説明の便宜上、第１及び第２のダイオード３，６のオン状態における順方向電圧降下は無視する。
【００３２】
スイッチ２とスイッチ５が共にオン状態の時、入力直流電源１の電圧Ｅｉがインダクタ４に印加される。この期間はδ２・Ｔである。この状態で、入力直流電源１からインダクタ４に電流が流れ、インダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチ５がオフになると、ダイオード６がオン状態となり、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差電圧Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この期間は（δ１−δ２）・Ｔで表され、この期間中インダクタ４を介して入力直流電源１から出力コンデンサ７へ電流が流れる。最後に、スイッチ２とスイッチ５が共にオフ状態の時、ダイオード３がオン状態となり、インダクタ４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加される。この期間は（１−δ１）・Ｔで表され、インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００３３】
このように磁気エネルギーの蓄積と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７から負荷８へ電力が供給される。インダクタ４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の式（１）が成り立つ。入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏ間には式（２）に示す関係があり、これを変換特性という。δ２＝０の場合も同様に式（３）が成り立ち、降圧コンバータとして動作する。また、δ１＝１の場合も同様に式（４）が成り立ち、昇圧コンバータとして動作する。スイッチ２及び５の時比率δ１，δ２を制御することにより、δ１／（１−δ２）の値を０から無限大までの任意の値に設定可能である。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータは任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバータとして動作する。
【００３４】
図２の（ａ）は制御部９の各部の波形図であり、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ、加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図２の（ｂ）及び（ｃ）はそれぞれ駆動信号Ｖｄ１、駆動信号Ｖｄ２を示す。図２の（ａ）において、範囲Ａはのこぎり波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きい場合、範囲Ｂはのこぎり波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の各波形が交わる場合、範囲Ｃはのこぎり波電圧Ｖｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合を示す。
【００３５】
誤差増幅回路１０の出力の誤差電圧Ｖｅは、検出電圧Ｅｄ２が、基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒより高くなると下降し、低くなると上昇する。即ち、誤差電圧Ｖｅは、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり負荷８が軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると下降し、逆に入力直流電圧Ｅｉが低くなったり負荷８が重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降しようとすると上昇する。
【００３６】
まず、入力直流電圧Ｅｉが高く、誤差電圧Ｖｅがのこぎり波電圧Ｖｔより小さい場合（図２の範囲Ａ）、比較器１２２の出力である駆動信号Ｖｄ２は論理レベルＬの信号（以下、論理レベルＬの信号を単に“Ｌ”と記す）であり、スイッチ５はオフ状態を保つ。従ってスイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）である。スイッチ２は比較器１２１の出力である駆動信号Ｖｄ１によってオンオフされ、時比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの関係が式（３）で表される降圧コンバータとして動作する。
【００３７】
次に入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏとほぼ同じで、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の各波形が交わる場合（図２の範囲Ｂ）、スイッチ２は、第１の駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ動作をし、スイッチ５は、駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をする。時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの関係が式（２）で表され、昇圧降圧コンバータとして動作する。
【００３８】
入力直流電圧Ｅｉが低く、かつのこぎり波電圧Ｖｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合（図２の範囲Ｃ）、駆動信号Ｖｄ１は常時“Ｈ”であり、スイッチ２はオン状態を保つ。従ってスイッチ２の時比率δ１は１（δ１＝１）である。スイッチ５は、駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をし、時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの関係が式（４）で表され、昇圧コンバータとして動作する。
【００３９】
以上の動作は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの定常時の動作であり、図１４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータとほとんど同じである。抵抗１０１、抵抗１０２、抵抗１０３の抵抗値をそれぞれＲ１０１、Ｒ１０２、Ｒ１０３とすると、誤差増幅器１０４に入力される検出電圧Ｅｄ２は式（５）で表される。
【００４０】
【数５】

【００４１】
この検出電圧Ｅｄ２が基準電圧Ｅｒと等しくなるように出力直流電圧Ｅｏが制御される。出力直流電圧Ｅｏの制御はスイッチ２及び５のそれぞれの時比率δ１、δ２を変えることで行われる。従って定常時の動作において、出力直流電圧Ｅｏは式（６）で表される所望の出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなるように制御される。
【００４２】
【数６】

【００４３】
同様の計算により、抵抗１０１と抵抗１０２との接続点の検出電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直流電圧Ｅｏである第１の電圧Ｅ１（＜Ｅｓｅｔ）は式（７）で表される。
【００４４】
【数７】

【００４５】
また、抵抗１３１、抵抗１３２の抵抗値をそれぞれＲ１３１、Ｒ１３２とすると、入力直流電圧Ｅｉと比較される出力直流電圧Ｅｏである電圧Ｅ２（＜Ｅｉ）は式（８）で表される。
【００４６】
【数８】

【００４７】
次に、基準電圧Ｅｒが負荷８から与えられる制御信号によって変えられた場合の動作について図３を参照しながら説明する。図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータが降圧コンバータとして働いているときの各部の波形を示す。図３の（ａ）に示すように、基準電圧Ｅｒが電圧ΔＶ１だけ上昇した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。図３の（ｂ）は、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ、出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の関係を示す波形図である。図３の（ｃ）は出力直流電圧Ｅｏ、出力設定電圧Ｅｓｅｔ、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２の波形図である。図３の（ｄ）はスイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３の波形図である。
【００４８】
図３の（ａ）に示すように、負荷８の制御によって時刻ｔ１で基準電圧Ｅｒが電圧ΔＶ１だけ上昇したとする。基準電圧Ｅｒの上昇後の電圧Ｅ１は電圧Ｅ２より低いものとする。基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、それに対応する出力設定電圧Ｅｓｅｔ及び電圧Ｅ１も上昇する。誤差増幅器１０は応答速度が遅いので、図３の（ｂ）に示すように、誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は緩やかに上昇していく。比較器１３０は、非反転入力の検出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒより低いため“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ２より低いので、比較器１３３は“Ｌ”を出力する。従ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となって、充電スイッチ１３５がオン状態となる。オンになった充電スイッチ１３５により抵抗１３６を経て入力直流電源１から出力コンデンサ７に電流が流入し、コンデンサ７は急速に充電される。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力が反転する時刻ｔ２まで続く。誤差電圧Ｖｅが所定値まで充分に上昇していなければ時刻ｔ２からｔ３間で出力直流電圧Ｅｏは徐々に低下し、時刻ｔ３で再び充電スイッチ１３５がオン状態となる。その結果出力直流電圧Ｅｏが上昇すると充電スイッチ１３５はｔ４でオフ状態となる。このようにして、充電スイッチ１３５はオンオフ動作を繰り返す。やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、充電スイッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅｏは第１の電圧Ｅ１より低くならず、やがて出力電圧Ｅｏは出力設定電圧Ｅｓｅｔに達し、定常時の動作状態になる。以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力設定電圧Ｅｓｅｔが高い値に設定変更されたとき、出力電圧Ｅｏは時刻ｔ１からｔ２までの時間Ｔ１で急速に上昇し出力設定電圧Ｅｓｅｔにほぼ近い電圧Ｅ１に達する。これに対して、図１５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、時刻ｔ１かｔ５の時間Ｔ２で電圧Ｅ１に達する。以上のように本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは従来のものに比べて応答速度がはるかに速くなる。
【００４９】
図４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は基準電圧Ｅｒが時刻ｔ１で前記の電圧ΔＶ１より大きい電圧ΔＶ２に大幅上昇した場合の各部の波形図である。基準電圧Ｅｒの上昇直後、電圧Ｅ１は電圧Ｅ２より高くなる。基準電圧Ｅｒの大幅な上昇に伴い、出力設定電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ１も大幅に上昇する。誤差増幅器１０４は応答速度が遅いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図４の（ｂ）に示すように緩やかに上昇していく。比較器１３０は、検出電圧Ｅｄ１である非反転入力が基準電圧Ｅｒより低いため時刻ｔ１で“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ２より低いので、時刻ｔ１で比較器１３３は“Ｌ”を出力する。従ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となる。その結果充電スイッチ１３５はオン状態となり、入力直流電源１から出力コンデンサ７へ急速に充電電流が流れる。充電スイッチ１３５のオン状態は、時刻ｔ２で出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ２に達して、比較器１３３が反転するまで続く。時刻ｔ２で誤差電圧Ｖｅが充分に上昇しておらずのこぎり波電圧Ｖｔより低ければ、出力直流電圧Ｅｏは徐々に低下し、時刻ｔ３で出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ２より低くなると再び充電スイッチ１３５がオン状態となる。そのため出力直流電圧Ｅｏは再上昇して時刻ｔ４で充電スイッチ１３５はオフ状態となる。このようなオンオフを繰返しつつ、やがて誤差電圧Ｖｅが上昇し、充電スイッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅｏは第２の電圧Ｅ２より低くならず、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ１に達し、やがて出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち着く。
電圧Ｅ１は、出力直流電圧Ｅｏの許容下限値以上でかつ出力設定電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望ましい。また、電圧Ｅ２は、入力直流電圧Ｅｉから充電スイッチ１３５と抵抗１３６での電圧降下を差引いた値に設定するのが望ましい。
【００５０】
第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力設定電圧Ｅｓｅｔを高くするために、誤差増幅器１０４の基準電圧Ｅｒを上げたとき、充電スイッチ１３５は、誤差増幅器１０４の応答時間よりはるかに短い時間でオンになる。充電スイッチ１３５のオンにより、入力直流電源１から抵抗１３６を経て出力端子５０に電流が流れコンデンサを充電する。そのため出力端子５０の電圧は急速に入力直流電圧Ｅｉに近い値まで上昇する。図１５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、誤差増幅器１０４の比較的遅い応答速度により誤差電圧Ｖｅが緩やかに変化し、出力直流電圧Ｅｏも穏やかに変化する。従って出力直流電圧Ｅｏを急速に変化させたい用途には対応できなかった。本実施例によれば、充電スイッチ１３５によりコンデンサ７を急速に充電することにより、出力直流電圧Ｅｏが急速に上昇し、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間を大幅に短縮することができる。充電スイッチ１３５は、出力設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だけ低い電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ低い電圧Ｅ２とのいずれか低い方に達するまでオン状態を保つがその後はオフとなるので、出力直流電圧Ｅｏにオーバーシュートが発生することはない。
抵抗１３６は、入力直流電源１から出力コンデンサ７への充電中に充電スイッチ１３５を流れる充電電流を制限するためのものである。従って充電スイッチ１３５のオン時のインピーダンスが大きい場合は、充電スイッチ１３５に抵抗１３６を直列に接続しなくてもよい。
【００５１】
≪第２実施例≫
図５は、本発明の第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータに、抵抗１４０とＰＮＰトランジスタ１４１を有する補助応答高速化回路１４を追加したものである。また、誤差増幅器１０４の出力である誤差信号Ｖｅを抵抗１０６を介してパルス制御回路１２に供給している。図５において、第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の構成要素には同一の符号を付して重複する説明は省略する。
補助応答高速化回路１４のＰＮＰトランジスタ１４１のベースには抵抗１４０を経て比較器１３０の出力が駆動信号Ｖ１３０として入力される。ＰＮＰトランジスタ１４１のコレクタは比較器１２２の反転入力端に接続され、エミッタは入力直流電源１の正極１Ａに接続されている。駆動信号Ｖ１３０が抵抗１４０を介してベース端子に印加されると、ＰＮＰトランジスタ１４１はオンとなり、誤差信号Ｖｅのレベルを上昇させる。
【００５２】
第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作において、基準電圧Ｅｒの上昇によって第１の電圧Ｅ１が第２の電圧Ｅ２より高くなったときの動作を図６を用いて説明する。
図６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）及び（ｅ）は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す各部の波形図であり、（ａ）は基準電圧Ｅｒの変化を示す。図６の（ｂ）はのこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及びＶｅ＋Ｖｏｓの波形図であり、同（ｃ）は出力直流電圧Ｅｏ、出力設定電圧Ｅｓｅｔ、第１の電圧Ｅ１、第２の電圧Ｅ２の波形図である。図６の（ｄ）は充電スイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３の波形図であり、同（ｅ）は補助応答高速化回路１４の駆動信号Ｖ１３０の波形図である。
【００５３】
出力設定電圧Ｅｓｅｔを高い設定値に変更するために、図６の（ａ）に示すように時刻ｔ１で基準電圧Ｅｒを上昇させると、基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、電圧Ｅ１も上昇する。応答速度の遅い誤差増幅器１０４の出力の誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は、図３の（ｂ）に示すように、緩やかに上昇しようとする。比較器１３０は、前記第１実施例において説明したように、時刻ｔ１で“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０を出力する。“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０はＰＮＰトランジスタ１４１のベースに印加されＰＮＰトランジスタ１４１はオンになる。その結果入力直流電圧ＥｉがＰＮＰトランジスタ１４１を経て比較器１２２の反転入力端に印加される。これにより、誤差電圧Ｖｅは入力直流電圧Ｅｉにプルアップされて急上昇する。充電スイッチ１３５は時刻ｔ１でオン状態となり、前記第１実施例と同様に入力直流電源１により出力コンデンサ７は急速に充電される。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ２に達して、時刻ｔ２で比較器１３３が反転して“Ｈ”になるまで続く。この間、ＰＮＰトランジスタ１４１はオン状態にあるので、入力直流電圧Ｅｉにプルアップされた誤差電圧Ｖｅは急速に上昇する。そのため第１のスイッチ２はオン状態を保ち、第２のスイッチ５は最大の時比率でオンオフする。これによりＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧動作をする。スイッチ５が最大時比率でオンオフする昇圧動作は、出力直流電圧Ｅｏが時刻ｔ８で第１の電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力の駆動電圧Ｖ１３０が“Ｈ”に反転し、ＰＮＰトランジスタ１４１がオフになるまで続く。時刻ｔ８以後は、出力直流電圧Ｅｏか出力設定電圧Ｅｓｅｔに向かって上昇してゆく通常の制御状態に入り、時刻ｔ９で出力直流電圧Ｅｏは出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち着く。抵抗１０６は、ＰＮＰトランジスタ１４１によって誤差電圧Ｖｅが入力直流電圧Ｅｉにプルアップされる際に、位相補償コンデンサ１０５に流れる充電電流を制限し、検出電圧Ｅｄ１及びＥｄ２の大きな変動を抑制するためのものである。
【００５４】
以上のように、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力設定電圧Ｅｓｅｔが入力直流電圧Ｅｉより高い昇圧動作時において、充電スイッチ１３５がオフした後、出力直流電圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１に達するまでは、スイッチ５を最大の時比率で動作させて昇圧を続けることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の応答時間を大幅に短縮させることができる。
【００５５】
≪第３実施例≫
図７は本発明の第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７において、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは前記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータのＮＯＲ回路１３４の出力端に最大オン時間設定回路１５を設けている。その他の構成は前記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じであるので、同じ構成要素には同じ符号を符し重複する説明は省略する。
ＮＯＲ回路１３４の出力端は、最大オン時間設定回路１５のＡＮＤ回路１５３の一方の入力端に接続されている。またＮＯＲ回路１３４の出力端は直列に接続された抵抗１５０及びインバータ１５２を経てＡＮＤ回路１５３の他方の入力端に接続されている。抵抗１５０とインバータ１５２の接続点と回路グランドＧとの間にコンデンサ１５１が接続されている。ＡＮＤ回路１５３の出力は充電スイッチ１３５に印加されている。ＮＯＲ回路１３４と第１の最大オン時間設定回路１５とで第１の駆動回路を構成している。ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４は、抵抗１５０、コンデンサ１５１及びインバータ１５２で構成される遅延回路により遅延され、遅延電圧Ｖ１５２として出力される。ＡＮＤ回路１５３は、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４と遅延電圧Ｖ１５２が入力され、充電スイッチ１３５の駆動電圧Ｖｄ１３を出力する。
【００５６】
第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバータが、前記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと異なるのは、負荷８に短絡が生じたり図示を省略した過負荷保護回路が働いて出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下した場合に対処できる保護機能を有する点である。第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、このような異常が原因で出力直流電圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１および第２の電圧Ｅ２を下回ると、充電スイッチ１３５はオン状態を継続する。そのため、充電スイッチ１３５での損失が増大し破損に至る場合がある。そこで充電スイッチ１３５の破損を防ぐために何らかの保護機能が必要であるが、本実施例は充電スイッチ１３５の保護回路に関するものである。
【００５７】
図７に示す第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図８を用いて説明する。図８の（ａ）から（ｅ）は何らかの異常により出力直流電圧Ｅｏが低下した場合の本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図である。図８の（ａ）は出力直流電圧Ｅｏと、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２との関係を示し、（ｂ）はＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４を示す。図８の（ｃ）はコンデンサ１５１の電圧Ｖ１５１を示し、（ｄ）はインバータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２を示し、（ｅ）は充電スイッチ１３５への駆動信号Ｖｄ１３を示す。
図８の（ａ）において、出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下して、時刻ｔ１で第１の電圧Ｅ１と第２の電圧Ｅ２を下回ると、比較器１３０および比較器１３３の出力はともに“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４は“Ｈ”となる。時刻ｔ１では、コンデンサ１５１は抵抗１５０を介して充電を開始するため、電圧Ｖ１５１は低く、インバータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２は“Ｈ”である。従って“Ｈ”のＶ１３４と“Ｈ”の遅延電圧Ｖ１５２が入力されるＡＮＤ回路１５３の出力の駆動電圧Ｖｄ１３は“Ｈ”となり、充電スイッチ１３５はオン状態となる。コンデンサ１５１の充電が進み、電圧Ｖ１５１が図８の（ｃ）に示すように上昇し、時刻ｔ２でインバータ１５２のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、遅延電圧Ｖ１５２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ回路１５３の出力の駆動電圧Ｖｄ１３は“Ｌ”となり、充電スイッチ１３５はオフになる。時刻ｔ１からｔ２までの、充電スイッチ１３５がオンになってからオフになるまでの時間Ｔ３は、第１実施例における充電スイッチ１３５のオン時間Ｔ１より長い時間に設定する。
本実施例によれば、最大オン時間設定回路１５によって、駆動電圧Ｖｄ１３が“Ｈ”となる時間、即ち充電スイッチ１３５のオン時間が設定時間Ｔ３に制限される。充電スイッチ１３５は、この設定時間中であれば負荷が短絡した状態でオンになっても破損しないように設計されている。
【００５８】
以上のように第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、充電スイッチ１３５のオン時間に最大限度を設けることにより、負荷短絡時に充電スイッチ１３５がオンになっても充電スイッチ１３５は破損しないように保護される。
【００５９】
≪第４実施例≫
図９は本発明の第４実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｅｏを高速で大幅に低下させることができる。第４実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの構成は以下の点で、図１に示す第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと異なる。すなわち、誤差増幅回路１０の誤差増幅器１０４の反転入力端と回路グランドＧ間に抵抗値Ｒ１０７の抵抗１０７と抵抗値Ｒ１０８の抵抗１０８が直列に接続されている。また図１の応答高速化回路１３の代わりに、より簡単な構成の応答高速化回路１６を設けている。入力直流電源１の正極１Ａと出力端子５０との間には図１と同じ構成の応答高速化回路１３を設けている。応答高速化回路１３は、基準電圧Ｅｒ、及び抵抗１０１と１０２との接続点の検出電圧Ｅｄ１によりオンオフ制御される。
追加された応答高速化回路１６は、抵抗１０７と抵抗１０８との接続点の検出電圧Ｅｄ３が非反転入力端に入力されかつ基準電圧Ｅｒが反転入力端に入力される比較器１６０、比較器１６０の出力Ｖｄ１６によりオンオフ動作をする放電スイッチ１６１を有する。放電スイッチ１６１の一端は抵抗１６２を経て出力端子５０に接続され、他端は回路グランドＧに接続されている。比較器１６０は第３の比較回路に相当する。検出電圧Ｅｄ３と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直流電圧Ｅｏである第３の電圧Ｅ３（＞Ｅｓｅｔ）は式（９）で表される。
【００６０】
【数９】

【００６１】
出力直流電圧Ｅｏを分圧する抵抗１０１、抵抗１０２、抵抗１０７、抵抗１０８は出力検出回路に相当する。抵抗１０１と抵抗１０２の接続点の第１の検出電圧を検出電圧Ｅｄ１とし、抵抗１０２と抵抗１０７の接続点の第２の検出電圧を検出電圧Ｅｄ２とする。また、抵抗１０７と抵抗１０８の接続点の第３の検出電圧を検出電圧Ｅｄ３とする。
【００６２】
図１０は、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作をます波形図である。図１０において、（ａ）は基準電圧Ｅｒの変化を示す波形図、（ｂ）は誤差電圧Ｖｅ、のこぎり波電圧Ｖｔ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）のそれぞれの波形図である。図１０の（ｃ）は、電圧Ｅ３及び出力設定電圧Ｅｓｅｔの変化を示す波形図であり、同（ｄ）は駆動電圧Ｖｄ１６の波形図である。出力設定電圧Ｅｓｅｔが低い値に変えられたとき、出力直流電圧Ｅｏを低下させるために、時刻ｔ１で負荷８からの指令によって図１０の（ａ）に示すように基準電圧Ｅｒを低下させる。基準電圧Ｅｒの低下に応じて、図１０の（ｃ）のように出力設定電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ３も低下する。しかし誤差増幅器１０４は応答速度が遅いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図１０の（ｂ）に示すように緩やかに低下していく。比較器１６０において、非反転入力端の電圧Ｅｄ３は基準電圧Ｅｒより高い。そのため出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｈ”となる。その結果放電スイッチ１６１はオン状態となり出力端子５０を回路グランドＧに接続する。その結果、出力コンデンサ７の電荷は抵抗１６２を経て回路グランドＧに急速に放電する。放電スイッチ１６１のオン状態は、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に達して、時刻ｔ２で比較器１６０の出力が”Ｌ”に反転するまで続く。誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｅｏは上昇に転じ、時刻ｔ３で再び放電スイッチ１６１がオン状態となり、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に達するとオフ状態となる。このようなオンオフ動作は出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔに達するまで繰り返される。このようにして、誤差電圧Ｖｅは低下してゆき、最終的に出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔに達すると通常の制御状態になる。
第３の電圧Ｅ３は、出力直流電圧Ｅｏの許容上限値以下でかつ出力設定電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望ましい。
【００６３】
以上のように、第４実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力直流電圧Ｅｏを低下させる場合、放電スイッチ１６１をオンにして出力コンデンサ７の電荷を急速に放電する。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間を大幅に短縮することができる。放電スイッチ１６１は、出力直流電圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だけ高い電圧Ｅ３に達するまでオン状態を保ち、それ以降はオフになるので、出力直流電圧Ｅｏにアンダーシュートを発生することはない。
尚、抵抗１６２は、放電スイッチ１６１のオン時に出力コンデンサ７の放電電流を制限するためのものであり、放電スイッチ１６１自体がオン時のインピーダンスを有するときはそれで代用しても構わない。
【００６４】
≪第５実施例≫
前記の第４実施例のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例えば制御部９に異常が生じてスイッチ２及びスイッチ５の時比率が異常に大きくなると、出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔを超える異常な高い値になることがある。このような場合において、応答高速化回路１６が働いて放電スイッチ１６１がオンとなり、出力端子５０を抵抗１６２を介して回路グランドＧに接続すると以下に示す問題が生じる。すなわち、出力直流電圧Ｅｏの上昇が制御部９の異常な動作に起因するので、放電スイッチ１６１がオンになっても出力直流電圧Ｅｏは低下しない。そのため放電スイッチ１６１は大きな電流を流しつつ長時間オン状態を保ち、放電スイッチ１６１が損傷を受ける恐れがある。
第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような制御部９の異常による出力直流電圧Ｅｏの異常な上昇時において放電スイッチ１６１を保護する手段を有することを特例とする。
【００６５】
図１１は本発明の第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１１において、第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第４実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの応答高速化回路１６を、内部構成の異なる他の応答高速化回路１６Ａに代えたものである。その他の構成は第４実施例のものと同じであるので重複する説明は省略する。応答高速化回路１６Ａは、反転入力端に基準電圧Ｅｒが印加され非反転入力端に検出電圧Ｅｄ３が印加される比較器１６０、最大オン時間設定回路１７、及び抵抗１６２が直列に接続された放電スイッチ１６１を有する。最大オン時間設定回路１７はＡＮＤ回路１７３を有し、ＡＮＤ回路１７３の一方の入力端に比較器１６０の出力端が接続されている。ＡＮＤ回路１７３の他方の入力端にはインバータ１７２の出力端が接続され、インバータ１７２の入力端は抵抗１７０を経て比較器１６０の出力端に接続されている。抵抗１７０とインバータ１７２との接続点と、回路グランドＧとの間にコンデンサ１７１が接続されている。抵抗１７０、コンデンサ１７１及びインバータ１７２で遅延回路を構成しており、遅延電圧Ｖ１７２がＡＮＤ回路１７３の他方の入力端に印加される。ＡＮＤ回路１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は放電スイッチ１６１に印加されている。放電スイッチの一端は、回路グランドＧに接続され、他端は抵抗１６１を経て出力端子５０に接続されている。
【００６６】
第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１２を用いて説明する。図１２の（ａ）から（ｅ）は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図であり、（ａ）は出力直流電圧Ｅｏの変化を示し、（ｂ）は比較器１６０の出力Ｖ１６０の変化を示す。また図１２の（ｃ）はコンデンサ１７１の端子電圧Ｖ１７１の変化を示し、（ｄ）はインバータ１７２の出力である遅延電圧Ｖ１７２の変化を示し、（ｅ）は充電スイッチ１６１への駆動信号Ｖｄ１６の変化を示す。
異常な動作等によって出力直流電圧Ｅｏが上昇して、時刻ｔ１で電圧Ｅ３を上回ると、比較器１６０の図１２の（ｂ）に示す出力Ｖ１６０は “Ｈ”となる。この時刻ｔ１からコンデンサ１７１は抵抗１７０を介して充電を開始するため、図１２の（ｃ）の電圧Ｖ１７１はインバータ１７２のしきい値Ｖｔｈより低く、インバータ１７２の出力である遅延電圧Ｖ１７２は“Ｈ”である。従って“Ｈ”の出力Ｖ１６０と“Ｈ”の遅延電圧Ｖ１７２が入力されるＡＮＤ回路１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｈ”であり、放電スイッチ１６１はオン状態となる。コンデンサ１７１の充電が進むと電圧Ｖ１７１は徐々に上昇してゆく。電圧Ｖ１７１が時刻ｔ２でインバータ１７２のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、インバータ１７２の出力の遅延電圧Ｖ１７２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ回路１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｌ”となり、放電スイッチ１６１はオフになる。放電スイッチ１６１がオンになってからオフになるまでの時間Ｔ４は、第４実施例で説明した応答高速化回路１６の放電スイッチ１６１のオン時間より長く設定されている。
【００６７】
第５実施例によれば、最大オン時間設定回路１７において、比較器１６０の出力Ｖ１６０よりコンデンサ１７１の充電期間だけ遅れた遅延電圧Ｖ１７２を発生させ、出力Ｖ１６０と遅延電圧Ｖ１７２とのＡＮＤ出力を放電スイッチ１６１の駆動電圧Ｖｄ１６としている。従って駆動電圧Ｖｄ１６が“Ｈ”となる時間、即ち放電スイッチ１６１のオン時間Ｔ４が一定値に制限される。すなわちオン時間Ｔ４に最大限度を設けることができる。放電スイッチ１６１の最大オン時間Ｔ４は、出力直流電圧Ｅｏが異常に上昇した時に放電スイッチ１６１がオン状態を保っていても破損しない時間に設定すればよい。
【００６８】
以上のように第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、放電スイッチ１６１のオン時間の最大値に制限を設けることにより、出力直流電圧Ｅｏの異常な上昇時に放電スイッチ１６１がオンになっても放電スイッチが破損しないように保護することができる。
尚、以上の第１実施例から第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバータとして２つのスイッチ手段を有する昇降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ-ＤＣコンバータはこれに限定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバータとしては、他にＳＥＰＩＣやＺｅｔａコンバータが知られており、本発明はこれらにも適用することができる。また昇圧コンバータと降圧コンバータを直列あるいは並列に組合わせて構成した昇降圧型のＤＣ-ＤＣコンバータ等全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【００６９】
【発明の効果】
以上の各実施例における詳細な説明から明らかなように、本発明は、入力直流電圧を昇圧または降圧して得た出力直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端間を離接する充電スイッチを設け、出力設定電圧より所定の電圧だけ低い第１の電圧及び、入力直流電圧より所定の電圧だけ低い第２の電圧が設定された制御部において、出力直流電圧が、第１の電圧及び第２の電圧より低い場合、前記充電スイッチをオン状態にする。これにより、外的要因によって出力直流電圧が出力設定電圧より低くなったときにおいて、出力直流電圧が上昇して出力設定電圧に達するまでの応答速度を大幅に速くすることができるという効果が得られる。
【００７０】
また、出力設定電圧が入力直流電圧より高い場合においては、出力直流電圧が第１の電圧より低い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを最大出力で動作させることにより、充電スイッチがオフした後第１の電圧に達するまでは、最大の出力を出すように動作を継続させる。これによりさらに応答時間を短縮することができるという効果が得られる。
さらに、充電スイッチのオン時間の最大値に限度を設けることにより、負荷短絡時に充電スイッチがオンしてもスイッチが破損しないようにする保護機能を有する。
【００７１】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力設定電圧より所定の電圧だけ高い第３の電圧を設け、出力直流電圧が第３の電圧より高い場合には放電スイッチをオン状態にすることにより、何らかの原因によって出力直流電圧が出力設定電圧が基準電圧Ｅｒより高くなった場合、出力直流電圧が出力設定電圧に達する応答速度を大幅に速くすることができるという効果が得られる。
放電スイッチのオン時間の最大値に限度を設けることにより、出力が異常に上昇した時に放電スイッチがオンしてもスイッチが破損しないように保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図２】（ａ）から（ｃ）は本発明の第１実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の各部の動作を示す波形図。
【図３】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第１実施例において、基準電圧Ｅｒが上昇する場合のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図４】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第１実施例において、基準電圧Ｅｒが大幅に上昇する場合の各部の動作を示す波形図。
【図５】本発明の第２実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図６】（ａ）から（ｅ）は、本発明の第２実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図７】本発明の第３実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図８】（ａ）から（ｅ）は、本発明第３実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図９】本発明の第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図１０】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図１１】本発明の第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図１２】（ａ）から（ｅ）は、本発明第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図１３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図。
【図１４】（ａ）から（ｄ）は、図１２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。
【図１５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図１６】（ａ）から（ｃ）は、図１５のＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の各部の動作を示す波形図。
【符号の説明】
１ 直流入力電源
２ 第１のスイッチ
３ 第１のダイオード
４ インダクタ
５ 第２のスイッチ
６ 第２のダイオード
７ 出力コンデンサ
８ 負荷
９ 制御部
１０ 誤差増幅回路
１１ 発振回路
１２ パルス幅制御回路
１３ １６、１６Ａ応答高速化回路

Claims (11)

1. 入力端から入力される直流電流を断続するスイッチ手段、
   前記スイッチ手段により断続される電流により電磁エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタ、
   前記インダクタの出力端に発生する電圧を整流平滑して得られる出力直流電圧と、所定の基準電圧とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅回路、及び
   前記誤差電圧に基づいて前記スイッチ手段の断続状態を制御するパルス幅制御回路を有し、前記出力直流電圧を、前記直流入力の電圧に対して昇圧又は降圧して所定の出力設定電圧に等しくなるように制御する昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の間に接続されたスイッチ、
   前記出力設定電圧より低い第１の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出力を得る第１の比較回路、
   前記入力直流電圧より低い第２の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出力を得る第２の比較回路、及び、
   前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力が入力され、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び前記第２の電圧より低い場合に前記スイッチをオン状態にする駆動回路
   を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の比較回路の出力が入力され、前記出力直流電圧が前記第１の電圧より低いとき、前記パルス幅制御回路が最大のデューティ比で前記スイッチ手段をオンオフさせるように前記誤差電圧を変化させる電圧印加手段を有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記駆動回路は、前記スイッチのオン時間に所定の最大値を設定する第１の最大オン時間設定回路を有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と回路グランド間に接続されるスイッチ、及び前記出力設定電圧より高い第３の電圧と前記出力直流電圧との比較結果を出力する第３の比較回路を更に有し、前記出力直流電圧が前記第３の電圧より高い場合に前記スイッチをオン状態にすることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端の両極間に接続された複数の抵抗を含む出力電圧検出回路を更に有し、前記出力検出回路で検出された第１の検出電圧、前記第１の検出電圧より低い第２の検出電圧及び前記第２の検出電圧より低い第３の検出電圧のうち、前記第１の比較回路には、前記第１の検出電圧と前記基準電圧が入力され、前記誤差増幅回路には前記第２の検出電圧と前記基準電圧が入力され、前記第３の比較回路には前記第３の検出電圧と前記基準電圧とが入力されることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記スイッチのオン時間に所定の最大値を設定する最大オン時間設定回路を更に有する請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 入力端に印加される入力直流電圧を変換して出力端から所望の出力直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記入力端と前記出力端との間を開閉するスイッチ及び前記出力直流電圧の所望値である出力設定電圧より低い第１の電圧、及び前記入力電圧より低い第２の電圧を設定し、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び第２の電圧より低いとき、前記スイッチを閉にする制御手段を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記制御手段は、前記出力直流電圧が前記第１の電圧より低い場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバータをその出力が最大になるように動作させることを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 前記スイッチのオン時間を所定の最大限度に制限する手段を設けたことを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端の両極間にスイッチを接続し、前記出力直流電圧が前記出力設定電圧より高い値に設定された第３の電圧より高い場合には、前記スイッチをオン状態にすることを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記スイッチのオン時間を所定の最大限度に制限する手段を設けたことを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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