JP3656944B2 - 同期電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は電圧形インバータにより給電される同期電動機を、磁極位置センサおよび回転速度センサを使用しない、所謂、磁極，速度センサレスベクトル制御に基づいて可変速制御する同期電動機の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧形インバータにより給電される同期電動機の可変速制御方法の第１の従来例としては、該電動機に磁極位置センサおよび回転速度センサを装着し、これらのセンサからの検出信号などに基づくベクトル制御により、該電動機を可変速制御することが行われている。
【０００３】
また上述の制御方法とは異なった第２の従来例としては、前記磁極，速度センサレスベクトル制御を行う際に、前記電動機の回転子位置の推定演算を行い、この推定演算値を単に微分演算し、この演算値を回転速度推定値にしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前述の第１の従来例の如く、同期電動機に磁極位置センサおよび回転速度センサを装着すると該電動機の双方の出力軸を負荷に連結する用途に不向きであり、また、磁極位置センサおよび回転速度センサは高価であり、さらに、該電動機の設置場所と前記電圧形インバータなどの駆動装置の設置場所との距離が離れている場合には、それぞれのセンサからの検出信号にノイズが混入するなど、該駆動装置の動作信頼性を阻害する要因となっていた。
【０００５】
また前述の第２の従来例では、先ず最初に同期電動機の回転子位置を推定するが、この推定値は検出信号に混入するノイズによって適正でないことがよくあるので、そのとき、該電動機は脱調現象を起こしてしまう。さらに、この推定値の微分値である回転速度推定値は、検出信号に混入するノイズに対してとても感度が高くなるので、回転速度推定値の誤差は大きくなり、速度制御系はその誤差により、振動的・不安定な応答結果になる。
【０００６】
この発明の目的は上記問題点を解決し、電圧形インバータにより給電される同期電動機を磁極，速度センサレスで好適に可変速制御できる該電動機の制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、電圧インバータにより給電される同期電動機であって、該電動機の磁極位置推定値と回転速度推定値とに基づくベクトル制御によって該電動機を可変速制御する同期電動機の制御方法において、
前記ベクトル制御による前記電動機のｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に微小振幅の高周波信号を加算した値を該電動機の新たなｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とし、この新たなｄ軸電流指令値と前記電動機の電流を座標変換して得られるｄ軸電流検出値との偏差を零にする調節演算を行い、この演算結果を該電動機のｄ軸電圧指令値とし、前記新たなｑ軸電流指令値と前記電動機の電流を座標変換して得られるｑ軸電流検出値との偏差を零にする調節演算を行い、この演算結果を該電動機のｑ軸電圧指令値とし、前記ｄ，ｑ軸それぞれの電流検出値と電圧指令値とに基づく前記高周波信号成分の瞬時無効電力から前記電動機の磁極位置補正値を導出し、前記回転速度推定値を積分演算した値に前記磁極位置補正値を加算した値を前記磁極位置推定値としたことを特徴とする。
【０００８】
第２の発明は前記第１の発明において、前記高周波信号のｄ軸成分とｑ軸成分とは、その振幅が等しく、且つ、互いに９０°の位相差を有する正弦波にしたことを特徴とする。
【０００９】
第３の発明は前記第１又は第２の発明において、前記同期電動機の始動時に、前記磁極位置補正値の導出演算を行わせることを特徴とする。
【００１０】
第４の発明は前記第１又は第２の発明において、前記同期電動機は突極性を有する永久磁石同期電動機とし、該電動機の運転中は、前記磁極位置補正値の導出演算を常時行わせることを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、磁極，速度センサレスのベクトル制御系に注入した微小振幅の高周波信号により、同期電動機の磁極位置推定値を該電動機の始動時を含めて、後述の如く、より真値に近づけることができるので、磁極，速度センサレスで該電動機を好適に可変速制御することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の実施の形態を示す同期電動機の制御装置のブロック構成図である。
【００１３】
図１において、１は三相の電圧指令値（ｖ_u ^* ，ｖ_v ^* ，ｖ_w ^* ）に基づいた所望の周波数，振幅の三相交流電圧（ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w ）を出力する電圧形インバータ、２は電圧形インバータ２により給電される同期電動機、２ａは同期電動機２の出力軸に連結された負荷、３は電圧形インバータ２を介して同期電動機２を可変速制御する制御装置である。
【００１４】
この制御装置３において、速度調節器３１とｑ軸電流調節器３２とｄ軸電流調節器３３と座標変換器３４と電圧指令発生器３５と電流検出器３６と座標変換器３７と速度オブザーバ３８と積分器３９とは磁極，速度センサレスのベクトル制御に基づく同期電動機２の可変速制御を電圧形インバータ１を介して行う基本的な制御要素であり、さらに、信号発生器４１と磁極位置補正器４２と加算器４３とはこの発明に基づいて付加された制御要素である。
【００１５】
図３に示した制御装置３の動作を以下に説明する。
【００１６】
先ず、速度オブザーバ３８では、同期電動機２の三相電流を電流検出器３６で検出した電流（ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w ）に座標変換器３７を介してｄ軸電流検出値（ｉ_d ）とｑ軸電流値（ｉ_q ）とをそれぞれ３相−２相座標変換した値と、ｑ軸電流調節器３３の出力であるｑ軸電圧指令値（ｖ_q ^* ）とを入力して、下記式（１）に示す演算を行い、同期電動機２の回転速度推定値（ω_mE）を得ている。
【００１７】
【数１】

【００１８】
ここで、Δｖ_q ：電圧形インバータ２を構成する半導体素子間のデッドタイムおよび電圧降下に基づく出力電圧誤差のｑ軸変換成分（計算値）
Ｒ_q ：同期電動機２の抵抗のｑ軸成分
Ｌ_q ：同期電動機２のリアクタンスのｑ軸成分
Ｌ_d ：同期電動機２のリアクタンスのｄ軸成分
Φ ：同期電動機２の鎖交磁束数
Ｐ ：同期電動機２の磁極対数
α ：速度オブザーバ３８の時定数の逆数値
ｓ ：ラプラス演算子
である。
【００１９】
速度調節器３１では指令される回転速度指令値（ω_m ^* ）と、上記式（１）で得られた回転速度推定値（ω_mE）との偏差を零にする調節演算を行い、この演算値をｑ軸電流指令値（ｉ_q ^* ）として出力する。
【００２０】
ｑ軸電流調節器３２では前記ｑ軸電流指令値（ｉ_q ^* ）と後述の信号発生器４１からのｑ軸高周波信号（ｉ_qh）とを加算した値と、前記ｑ軸電流値（ｉ_q ）との偏差を零にする調節演算を行い、この演算値をｑ軸電圧指令値（ｖ_q ^* ）として出力する。
【００２１】
同様に、ｄ軸電流調節器３３では指令されるｄ軸電流指令値（ｉ_d ^* ）と後述の信号発生器４１からのｄ軸高周波信号（ｉ_dh）とを加算した値と、前記ｄ軸電流値（ｉ_d ）との偏差を零にする調節演算を行い、この演算値をｄ軸電圧指令値（ｖ_d ^* ）として出力する。
【００２２】
また、座標変換器３４では前記ｑ軸電圧指令値（ｖ_q ^* ）とｄ軸電圧指令値（ｖ_d ^* ）とを２相−３相座標変換した三相の電圧設定値（ｖ_u ^ref ，ｖ_v ^ref ，ｖ_w ^ref ）とを出力している。
【００２３】
さらに、電圧指令発生器３５では前記三相の電圧設定値（ｖ_u ^ref ，ｖ_v ^ref ，ｖ_w ^ref ）からＰＷＭ制御された三相の電圧指令値（ｖ_u ^* ，ｖ_v ^* ，ｖ_w ^* を生成し、電圧形インバータ１へ出力している。
【００２４】
次に、積分器３９では下記式（２）の積分演算を行い磁極位置推定値（θ_E1）を出力している。
【００２５】
【数２】
θ_E1＝（１／ｓ）ω_mE …（２）
なお、マクイロコンピュータによるデジタル制御の場合には、速度オブザーバ３８と積分器３９とにおける演算周期は、ｑ軸電流調節器３２，ｄ軸電流調節器３３の演算周期に等しくすることが好適である。
【００２６】
しかしながら従来の制御方法の如く、上記式（２）で得られた磁極位置推定値（θ_E1）により座標変換器３４および座標変換器３７の演算を行わせると、同期電動機２の始動時には磁極位置推定値の初期値を必要とし、この初期値が適正でないときにはベクトル制御における座標変換値に誤差を生ずる。
【００２７】
そこで、信号発生器４１から出力するｄ軸高周波信号（ｉ_dh）とｑ軸高周波信号（ｉ_qh）とに下記式（３），式（４）の関係を持たせる。
【００２８】
【数３】
ｉ_dh＝Ｉ_h ｃｏｓ（ω_h ｔ） …（３）
【００２９】
【数４】
ｉ_qh＝Ｉ_h ｓｉｎ（ω_h ｔ） …（４）
磁極位置補正器４２では、上記式（３），式（４）の関係にあるそれぞれの高周波信号をｑ軸電流調節器３２とｄ軸電流調節器３３とに注入し、その結果、この電流制御系に現れるｑ軸電圧指令値（ｖ_qh ^* ）とｄ軸電圧指令値（ｖ_dh ^* ）とｑ軸電流検出値（ｉ_qh）とｄ軸電流検出値（ｖ_dh ^* ）とから、下記式（５）に示す高周波信号成分の瞬時無効電力（Ｑ_h ）を求めている。
【００３０】
【数５】

【００３１】
ここで、ω_mE ：回転速度の推定値
ω_m ^* ：回転速度指令値
θ₀ ：磁極位置の真値
θ_E ：磁極位置の推定値
である。
【００３２】
上記式（５）から明らかなように、式（５）の右辺第２項の位相成分（θ₀ −θ_E ）は磁極位置の真値（θ₀ ）と推定値（θ_E ）との誤差（θ_err ）に関係した値である。そこで、磁極位置補正器４２に内蔵するバンドパスフィルタなどにより、右辺第２項のみを抽出し、この抽出値と基準になるＩ_h ² ｃｏｓ（ω_h ｔ）とを比較することにより２（θ₀ −θ_E ）を求めることができ、従って、磁極位置補正値θ_err （＝θ₀ −θ_E ）が演算できる。
【００３３】
すなわち、加算器４３の加算値（θ_E2）は、上記式（５）の推定値（θ_E ）を積分器３９の演算値（θ_E1）とすることにより、磁極位置の真値（θ₀ ）により近い値となる。
【００３４】
なお、信号発生器４１からの高周波信号の周波数は、電圧指令発生器３５におけるＰＷＭ演算のキャリア周波数の１／５〜１／１０程度が望ましい。
【００３５】
さらに、マクイロコンピュータによるデジタル制御の場合には、磁極位置補正器４２と加算器４３とで得られる今回の磁極位置推定値（θ_E2）を、座標変換器３４および座標変換器３７での次回の座標変換演算の際に使用するとよい。
【００３６】
【発明の効果】
この発明によれば、磁極，速度センサレスのベクトル制御系に注入した微小振幅の高周波信号により、同期電動機の磁極位置推定値を該電動機の始動時を含めて、より真値に近づけることができるので、磁極，速度センサレスで該電動機を零速から定格速度域まで好適に可変速制御することができる。
【００３７】
特に、突極性を有する永久磁石同期電動機の如く、その電気的パラメータが変動する同期電動機に対して、この発明の制御方法による磁極位置推定値は前記電気的パラメータの変動に不感であるので、ロバストに該電動機を可変速制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態を示す同期電動機の制御装置のブロック構成図
【符号の説明】
１…電圧形インバータ、２…同期電動機、２ａ…負荷、３…制御装置、３１…速度調節器、３２…ｑ軸電流調節器、３３…ｄ軸電流調節器、３４…座標変換器、３５…電圧指令発生器、３６…電流検出器、３７…座標変換器、３８…速度オブザーバ、３９…積分器、４１…信号発生器、４２…磁極位置補正器、４３…加算器。

Claims (4)

1. 電圧インバータにより給電される同期電動機であって、該電動機の磁極位置推定値と回転速度推定値とに基づくベクトル制御によって該電動機を可変速制御する同期電動機の制御方法において、
   前記ベクトル制御による前記電動機のｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に微小振幅の高周波信号を加算した値を該電動機の新たなｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とし、
   この新たなｄ軸電流指令値と前記電動機の電流を座標変換して得られるｄ軸電流検出値との偏差を零にする調節演算を行い、この演算結果を該電動機のｄ軸電圧指令値とし、
   前記新たなｑ軸電流指令値と前記電動機の電流を座標変換して得られるｑ軸電流検出値との偏差を零にする調節演算を行い、この演算結果を該電動機のｑ軸電圧指令値とし、
   前記ｄ，ｑ軸それぞれの電流検出値と電圧指令値とに基づく前記高周波信号成分の瞬時無効電力から前記電動機の磁極位置補正値を導出し、
   前記回転速度推定値を積分演算した値に前記磁極位置補正値を加算した値を前記磁極位置推定値としたことを特徴とする同期電動機の制御方法。
2. 請求項１に記載の同期電動機の制御方法において、
   前記高周波信号のｄ軸成分とｑ軸成分とは、その振幅が等しく、且つ、互いに９０°の位相差を有する正弦波にしたことを特徴とする同期電動機の制御方法。
3. 請求項１又は２に記載の同期電動機の制御方法において、
   前記同期電動機の始動時に、前記磁極位置補正値の導出演算を行わせることを特徴とする同期電動機の制御方法。
4. 請求項１又は２に記載の同期電動機の制御方法において、
   前記同期電動機は突極性を有する永久磁石同期電動機とし、
   該電動機の運転中は、前記磁極位置補正値の導出演算を常時行わせることを特徴とする同期電動機の制御方法。

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