JP3585822B2 - 可変利得増幅器を用いた無線通信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は可変利得増幅器に係り、特に利得制御信号に対して指数関数的に利得が変化するように構成された、携帯無線機等に好適な可変利得増幅器に関する。
【０００２】
【従来技術】
携帯電話機のような移動無線通信機器は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載されて使用されるため、小型化、軽量化が要求される。このため、このような無線通信機器を構成する部品は、負数の個別素子を接続したハイブリッド構成よりも、小型化、軽量化に向くモノリシックＩＣ（集積回路）化が強く望まれるようになってきた。一方、部品の小型化の他に機器の低価格化が当然に要求されているが、モノリシックＩＣ化は無線機の低価格化にもつながる技術である。
【０００３】
このような無線通信機器における送受信部の構成法の一つとして、ダイレクトコンバージョン（直接変換）方式が知られている。ダイレクトコンバージョン方式によると、送信側では直交した二つの送信ベースバンド信号が可変利得増幅器により増幅された後、直交変調器によってＲＦ信号に直接変換され、電力増幅器で増幅されてアンテナによって送信される。受信側においては、アンテナからの受信ＲＦ信号が低雑音増幅器により増幅された後、直交復調器（ダウンコンバータ）によって直交した二つのベースバンド信号に直接変換され、ベースバンド信号処理部によって復調される。
【０００４】
携帯電話の分野では近年、同一周波数の搬送波に異なる符号で拡散された複数ユーザの送受信データを多重化して通信を行うＣＤＭＡ（符号分割多元接続）方式の開発が精力的に進められている。ＣＤＭＡシステムでは、基地局で受信する同一周波数の搬送波に乗っている複数ユーザからの送信データの送信電力に大きなばらつきがあると正しい通信ができないため、移動端末においては基地局までの距離に応じて例えば７０ｄＢ以上もの広範囲にわたる送信電力制御を行うことが必須である。
【０００５】
ダイレクトコンバージョン方式の無線機では、この送信電力制御のための可変利得増幅器をベースバンド部に備えることが必要である。ＲＦ部での利得可変範囲は、入出力間アイソレーションにより制限されるため、広範囲の送信電力制御にはベースバンド部にも可変利得増幅器を備えることが必須となる。このようなベースバンド部での可変利得増幅器は、ＩＦ段をもつヘテロダイン方式では不要なものである。
【０００６】
こうした広範囲の利得制御を可能とする可変利得増幅器として、本発明者らの提案による特願平１０−３７０２９０（特開２０００−１９６３８６号公報）がある。図８は、この可変利得増幅器の基本構成を示している。利得制御信号（第１の利得制御信号）Ｖｃは、制御信号変換回路（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）により第２の利得制御信号Ｖｙに変換され、電流分流形利得制御回路内の差動トランジスタ対を構成するバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子に入力される。この電流分流形利得制御回路の入力信号電流Ｉｉｎから出力信号電流Ｉｏｕｔへの伝達関数は、式（１）で表される。
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ＝１／［１＋ｅｘｐ（Ｖｙ_／Ｖ_Ｔ）］ （１）
ここでＶ_Ｔ は熱電圧であり、常温で約２６ｍＶである。また、制御信号変換回路の伝達関数は以下の式に従う。
Ｖｙ＝Ｖ_Ｔ・ｌｎ｛ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ_／Ｖ_Ｔ）−１｝ （２）
ここで、Ｖ_Ｔは熱電圧、ｂ＞＝０，Ｖｃ＞＝０である。Ｖｃ＝０の場合、式（２）からＶｙは−∞となるが、この場合は差動トランジスタ対の一方のトランジスタＱ１にのみ入力信号電流Ｉｉｎが流れると解釈する。
【０００７】
式（１）、（２）から、この制御信号変換回路を備えた電流分流形可変利得増幅器の利得は次式で表される。
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ
＝１／［１＋ ｅｘｐ（Ｖｙ／Ｖ_Ｔ）］
＝１／［１＋ ｅｘｐ［Ｖ_Ｔ／Ｖ_Ｔ・ｌｎ｛ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ_／Ｖ_Ｔ）−１｝］
＝１_／［１＋ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ／Ｖ_Ｔ）−１］
＝１_／［ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ／Ｖ_Ｔ）］
＝ｅｘｐ（−ｂ・Ｖｃ／Ｖ_Ｔ） （３）
式（３）から、第１の利得制御信号Ｖｃを０（Ｖ）から正方向に増加させると、利得が指数関数的に減少することがわかる。式（１）では分母の１が指数関数の利得制御を妨げるが、式（３）では１が存在しないので、利得が指数関数で変化する。
【０００８】
ところで、携帯電話機では回路をバイポーラプロセスより安価なＣＭＯＳプロセスでできるだけ実現することが望まれる。図８に示したような可変利得増幅器の構成をバイポーラプロセスより安価なＣＭＯＳプロセスを用いて実現すると、式（３）に示した利得制御特性が得られない。これは、バイポーラトランジスタの入出力特性が式（４）に示す指数関数特性であるのに対して、ＭＯＳＦＥＴの入出力特性は式（５）に示すように２乗特性であるためである。
Ｉｃ＝Ｉｓ・ｅｘｐ（Ｖ_ＢＥ／Ｖ_Ｔ） （４）
Ｉｄ＝β（Ｖ_ＧＳ−Ｖ_ＴＨ）^２ （５）
ここで、Ｉｓ は飽和電流、Ｖ_ＢＥはベース・エミッタ間電圧、Ｖ_Ｔ は熱電圧、βはＭＯＳトランジスタの寸法やプロセスに依存する定数、Ｖ_ＧＳはゲート・ソース間電圧、Ｖ_ＴＨはしきい値電圧を表す。
【０００９】
従って、特願平１０−３７０２９０で示したバイポーラトランジスタを用いた可変利得増幅器に単純にＣＭＯＳトランジスタを適用しても、利得を制御信号に対して指数関数的に変化させることはできない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように特願平１０−３７０２９０に開示された可変利得増幅器は、利得制御信号に対して指数関数的に利得を制御することが可能であるが、バイポーラトランジスタを前提として構成されており、ＭＯＳトランジスタを用いた場合には、このような利得制御特性が得られなかった。
【００１１】
本発明は、ＭＯＳトランジスタで構成され、利得制御信号に対して指数関数の利得制御を実現できる可変利得増幅器を提供することを目的とする。
【００１２】
また、本発明の他の目的は、ＭＯＳトランジスタで構成された可変利得増幅器を用いてベースバンド部で広範囲の利得制御を行うことができる無線通信装置及びＣＤＭＡシステムを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る可変利得増幅器は、第１の利得制御信号を第２の利得制御信号に変換する制御信号変換回路と、第２の利得制御信号により利得が制御される利得制御回路とを備え、制御信号変換回路は、第１の利得制御信号をＶｃ、第２の利得制御信号をＶｙ、熱電圧をＶ_Ｔとしたとき、
Ｖｙ＝ｎ・Ｖ_Ｔ・ｌｎ｛ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ_／Ｖ_Ｔ）−１｝
ただし、ｂ＞０
なる伝達特性を有し、利得制御回路は、弱反転領域で動作するＭＯＳ型の第１及び第２のトランジスタからなる第１の差動トランジスタ対を有し、該第１及び第２のトランジスタの共通ソース端子に入力信号電流、ゲート端子間に第２の利得制御信号がそれぞれ入力され、該第１のトランジスタのドレイン端子から出力信号電流を出力するように構成されることを特徴とする。
【００１４】
この本発明に係る可変利得増幅器では、弱反転領域で動作するＭＯＳトランジスタからなる差動トランジスタ対によって利得制御回路が構成されるため、利得制御回路の伝達関数は２乗特性から指数関数特性へ移行する。すなわち、入力信号電流をＩｉｎ、出力信号電流をＩｏｕｔとしたとき、利得制御回路は
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ＝１／［１＋ ｅｘｐ（Ｖｙ_／（ｎ・Ｖ_Ｔ）］
ただし、ｎは定数
なる入出力特性を有する。従って、この入出力特性に、先のＶｙ＝Ｖ_Ｔ・ｌｎ｛ｅｘｐ（ｂ・Ｖｃ_／Ｖ_Ｔ）−１｝の条件を代入することにより、ＭＯＳトランジスタを用いながら、第１の利得制御信号にＶｃに対して指数関数的に利得制御回路の利得を制御することが可能となる。
【００１５】
本発明に係る可変利得増幅器は、利得制御回路が差動構成の場合にも適用できる。このような差動構成の利得制御回路は、弱反転領域で動作するＭＯＳ型の第１及び第２のトランジスタからなる第１の差動トランジスタ対と、弱反転領域で動作するＭＯＳ型の第３及び第４のトランジスタからなる第２の差動トランジスタ対を有し、該第１及び第２のトランジスタの共通ソース端子に第１の入力信号電流、該第３及び第４のトランジスタの共通ソース端子に該第１の入力信号電流と相補関係にある第２の入力信号電流、該第１及び第２のトランジスタのゲート端子間と該第３及び第４のトランジスタのゲート端子間に第２の利得制御信号がそれぞれ入力され、第１及び第３のトランジスタのドレイン端子から第１の出力信号電流及び該第１の出力信号電流と相補関係にある第２の出力信号電流をそれぞれ出力するように構成される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る可変利得増幅器の基本構成を示している。この可変利得増幅器は図８に示した従来の可変利得増幅器と異なり、ＭＯＳトランジスタを用いて構成されている。
【００１７】
利得制御信号入力端子１０には、可変利得増幅器の利得を外部から制御するための利得制御信号（第１の利得制御信号）Ｖｃが入力される。この第１の利得制御信号Ｖｃは、制御信号変換回路（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１１により第２の利得制御信号Ｖｙに変換された後、利得制御回路１２Ａに供給される。
【００１８】
利得制御回路１２Ａは、第２の利得制御信号Ｖｙによって利得が制御される回路であり、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２からなる差動トランジスタ対によって構成される。トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソース端子に、増幅されるべき入力信号電流Ｉｉｎが注入され、トランジスタＭ１のドレイン端子から出力端子１３に出力信号電流Ｉｏｕｔが取り出される。トランジスタＭ２のドレイン端子に流れる電流Ｉｉｎ−Ｉｏｕｔは不要電流であり、例えば電源等に流れるとする。制御信号変換回路１１から出力される利得制御信号Ｖｙは電圧信号であり、利得制御回路１２ＡのトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子間に入力される。
【００１９】
図８に示した従来のバイポーラトランジスタを用いた可変利得増幅器の式（１）に示した伝達関数は、トランジスタの入出力特性が指数関数でなければ得られない関数であり、ＭＯＳトランジスタの２乗特性では得られない伝達関数である。
【００２０】
ところが、ＭＯＳトランジスタに流れる電流を小さくしていくと、すなわち、ＭＯＳトランジスタに流れる電流の密度を小さくすると、伝達関数は一般に知られる２乗特性から指数関数特性へ移行する。この電流密度が小さい領域を弱反転領域と呼ぶ。これに対して、一般に知られる２乗特性をもつ領域を強反転領域と呼ぶ。これは言い換えると、Ｖ_ＧＳ≧Ｖ_ＴＨ（Ｖ_ＧＳ：ゲート・ソース間電圧、Ｖ_ＴＨ：しきい値電圧）のとき強反転状態となり、Ｖ_ＴＨ／２＜Ｖ_ＧＳ＜Ｖ_ＴＨのとき弱反転状態になる、ともいえる。式（６）に、ＭＯＳトランジスタの弱反転領域の伝達特性を示す。
Ｉ_Ｄ＝Ｉ_ＯＮ・ｅｘｐ［（Ｖ_ＧＳ−Ｖ_ＯＮ）／（ｎ・Ｖ_Ｔ）］ （６）
ここで、Ｉ_Ｄはドレイン電流、Ｉ_ＯＮはオン電流、Ｖ_ＯＮはオン電圧であり、Ｉ_ＯＮ，Ｖ_ＯＮ，ｎはＭＯＳトランジスタの製造プロセス（例えば、不純物のドーピング濃度等）で決定される定数である。Ｖ_Ｔは熱電圧であり、Ｖ_Ｔ＝ｋ・Ｔ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷）である。
【００２１】
この式（６）を用いると、図１に示すトランジスタＭ１，Ｍ２からなる差動トランジスタ対の伝達関数は、式（７）で表せる。
【００２２】
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ＝１／［１＋ ｅｘｐ（Ｖｙ_／ｎＶ_Ｔ）］ （７）
式（１）と比べると、プロセスで決定される定数ｎが付加されているところが異なるが、これは単なるＶ_Ｔのスケーリングであり、本実施形態の指数関数の利得特性を得る上では、特に影響しない。
【００２３】
制御信号変換回路１１においては、上記と同様にＭＯＳトランジスタの弱反転領域を使用し、バイポーラトランジスタで用いた利得制御手法を用いて指数関数の利得制御を実現する。この制御信号変換回路１１は、基本的には第１の利得制御信号Ｖ_ｃを入力とし、利得制御回路１２ＡのトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子電位差に等しい電圧を有する信号を第２の利得制御信号Ｖｙとして出力するものである。
【００２４】
図２に、制御信号変換回路１１の具体的な構成を示す。この制御信号変換回路１１は弱反転領域で動作するＭＯＳトランジスタＭＭ１０，ＭＮ１１からなる第２の差動トランジスタ対を有し、トランジスタＭＭ１０，ＭＮ１１の共通ソースに直流電流Ｉｏが入力される。トランジスタＭＮ１０はドレイン端子とゲート端子が接続され、ドレイン端子にはＩ_Ｄ１＝Ｉｏ ｅｘｐ（−ｂＶｃ_／Ｖ_Ｔ）なる電流が入力される。
【００２５】
トランジスタＭＮ１１のゲート端子は電源Ｖ_ＢＢから一定の直流レベルが与えられ、ドレイン端子は例えば図示しない電源Ｖ_ＤＤに接続される。この場合、制御信号変換回路１１から見た利得制御回路１２Ａの入力インピーダンスが高いことが要求されるが、図１に示したように利得制御回路１２Ａの入力端子はトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子であるので、入力インピーダンスは高いと見なすことができる。
【００２６】
このように構成された制御信号変換回路１１において、第１及び第２の利得制御信号Ｖｃ，Ｖｙの関係が式（２）を満たすことを以下に説明する。
制御信号変換回路１１による変換後の第２の利得制御信号Ｖｙは、利得制御回路１２ＡのトランジスタＭＮ１０とトランジスタＭＮ１１のゲート端子間電位差なので、Ｖｙ＝Ｖ_ＧＳ（ＭＮ１１）−Ｖ_ＧＳ（ＭＮ１０）となる。Ｖ_ＧＳ（ＭＮ１０），Ｖ_ＧＳ（ＭＮ１１）はそれぞれトランジスタＭＮ１０，ＭＮ１１のゲート・ソース間端子電圧である。
【００２７】
従って、第２の利得制御信号Ｖｙは以下の式で表される。

この式（８）は、バイポーラトランジスタの場合のＶｙを表す式（２）の定数ｎ倍である。従って、本実施形態の制御信号変換回路１１を用いることにより、第１の利得制御信号Ｖｃの電圧と利得の対数の関係が線形となる。すなわち、式（８）のＶｙを式（７）に代入すると、式（７）は
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ＝ｅｘｐ（−ｂ・Ｖｃ／Ｖ_Ｔ）
となって従来の可変利得増幅器の式（３）と同様になり、利得制御信号Ｖｃに対して利得Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎを指数関数的に変化させることができる。
【００２８】
次に、制御信号変換回路１１に与える電流Ｉ_Ｄ１の生成の方法を図３を用いて説明する。図３において、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＭＮ２０，ＭＮ２１は、トランジスタＭＮ１０，ＭＮ１１と同様に弱反転領域で動作するものとする。
【００２９】
以下に、図２と異なる点についてのみ回路の説明をする。図２における電流源Ｉｏは、図３における電圧源Ｖ_ＢＢ及びトランジスタＭＮ２１によって生成される。トランジスタＭＮ２１のゲート端子は電圧源Ｖ_ＢＢに接続されるとともに、抵抗Ｒを介してトランジスタＭＮ２０のゲート端子及び利得制御電流源Ｉｃ（＝ｋ・Ｖｃ）に接続される。Ｉｃは第２の利得制御信号Ｖｃの電圧に比例した電流を表わす（比例係数はｋ）。この電流Ｉｃはソース縮退抵抗をソース端子間に接続した差動回路等の電圧−電流変換回路を用いて簡単に実現されるので、ここでは説明しない。
【００３０】
トランジスタＭＮ２０のソースは接地され、ドレイン端子はＰ型ＭＯＳトランジスタＭＰ２０，ＭＰ２１からなるカレントミラー回路の入力端子（ＭＰ２０のゲート及びドレイン端子）に接続される。カレントミラー回路の出力端子であるトランジスタＭＰ２１のドレイン端子は、トランジスタＭＮ１０のドレイン及びゲート端子に接続されている。
【００３１】
以下に、図３の回路により電流Ｉ_Ｄ１＝Ｉｏ・ｅｘｐ（−ｂ・Ｖｃ_／Ｖ_Ｔ）が生成されることを示す。
トランジスタＭＮ２１のドレイン電流Ｉｏは以下の式で表される。
Ｉｏ＝Ｉ_ＯＮ ・ｅｘｐ［（Ｖ_ＢＢ−Ｖ_ＯＮ）_／ｎ・Ｖ_Ｔ ］ （９）
トランジスタＭＮ２０のドレイン電流Ｉ_Ｄ１は、ＭＮ２０のゲート電圧がＶ_ＢＢよりＩｃＲの電圧降下分だけ低い電圧となるので、以下の式で表される。
【００３２】

ここで、ｋ Ｒ／ｎ＝ｂとした。従って、図３の回路により電流Ｉ_Ｄ１＝Ｉｏ・ｅｘｐ（−ｂ・Ｖｃ／Ｖ_Ｔ）が生成されることがわかる。
【００３３】
製造上のばらつきを考えると、電流Ｉ_Ｄ１の最大値に対して電流Ｉｏが小さくなる可能性がある。この場合、利得制御が不感となるＶｃが存在することになる。これを回避するため、トランジスタＭＰ２０のＷ／Ｌ（ゲート幅／ゲート長の比）をトランジスタＭＰ２１のＷ_／Ｌに比べ大きくする。これにより、ばらつきの範囲内でＩｏ＞Ｉ_Ｄ１とすることが可能となり、利得制御が不感となるＶｃがなくなる。ただし、Ｖｃが０の場合でもＩ_Ｄ１＜Ｉｏとなってしまうため、最大利得は下がることになる。しかしながら、最大利得の劣化は１ｄＢ以下に抑えることが詳細な設計により可能であり、十分実用的である。
【００３４】
一方、Ｖｃ＝Ａ（Ａ＞０）から利得制御を行いたい場合は、上記と反対の手法をとることで達成できる。すなわち、Ｉｏ＜Ｉ_Ｄ１とするため、トランジスタＭＰ２０のＷ／ＬをトランジスタＭＰ２１のＷ_／Ｌに比べ小さくする。これは利得制御信号Ｖｃが０Ｖを出力できず、例えば０．５Ｖ以上の出力しか出せない場合に有効である。
【００３５】
（第２の実施形態）
図４に、本発明の第２の実施形態として利得制御回路を差動構成とした場合の基本構成を示す。第１の利得制御信号Ｖｃが制御信号変換回路１１により第２の利得制御信号Ｖｙにより変換された後、利得制御回路１２Ｂに入力される。
【００３６】
本実施形態における利得制御回路１２Ｂは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ１，ＮＭ２からなる第１の差動トランジスタ対と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＮＭ３，ＮＭ４からなる第２の差動トランジスタ対を有し、これらのトランジスタＮＭ１〜ＮＭ４は全て弱反転領域で動作するように設定されている。
【００３７】
制御信号変換回路１１からの第２の利得制御信号Ｖｙは、トランジスタＭＮ２，ＭＮ１のゲート端子間及びトランジスタＭＮ４，ＭＮ３のゲート端子間に入力される。トランジスタＭＮ１，ＭＮ２の共通ソース端子には、第１の入力信号電流＋Ｉｉｎが入力され、トランジスタＭＮ３，ＭＮ４の共通ソース端子には、＋Ｉｉｎと相補関係にある第２の入力信号電流−Ｉｉｎが入力される。
【００３８】
トランジスタＭＮ１のドレイン端子から第１の出力信号電流Ｉｏｕｔが出力端子１３−１に出力され、トランジスタＭＮ３のドレイン端子から＋Ｉｏｕｔと相補関係にある第２の出力信号電流−Ｉｏｕｔが第２の出力端子１３−２に出力される。残りのトランジスタ，ＭＮ２，ＭＮ４からの出力電流＋Ｉｕ（＝＋Ｉｉｎ−（＋Ｉｏｕｔ））及び−Ｉｕ（＝−Ｉｉｎ−（−Ｉｏｕｔ））は電源Ｖ_ＣＣに流れるものとする。
【００３９】
制御信号変換回路１１のＶｙとＶｃの関係は図１と同様であり、ここでは説明を省く。また、本実施形態における制御信号変換回路１１は、第１の実施形態において図３に示した回路と同一構成でよい。
【００４０】
（第３の実施形態）
本発明に係る可変利得増幅器は、ダイレクトコンバージョン方式（直接変換方式）を用いた携帯通信機器などの無線通信装置に好適である。図５に、ダイレクトコンバージョン方式による無線通信装置の送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００４１】
まず、送信側について説明すると、ベースバンド信号発生部（ＴＸ−ＢＢ）１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）は、可変利得増幅器からなるベースバンド信号増幅器１０２，１０３によりそれぞれ増幅された後、乗算器１０４，１０５と加算器１０６からなる直交変調器１０７に入力され、局部発振器１０８により発生されかつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０９によって分割された２つの直交した局部発振信号（周波数をｆ_ＬＯ１１とする）を変調する。
【００４２】
こうして直交変調器１０７から出力される被変調信号（ＲＦ信号）は、帯域通過フィルタ１１０により不要成分が除去された後、電力増幅器（ＰＡ）１１１に入力される。電力増幅器１１１では、入力されたＲＦ信号がその入力段に設けられたＲＦ段可変利得増幅器によって制御系からの制御信号により適当な信号レベルに調整された後に所要の電力レベルまで増幅され、送受切り替えスイッチ（Ｔ／Ｒ）（またはデュプレクサ）１１２を介してアンテナ（ＡＮＴ）１１３から電波として放射される。
【００４３】
一方、受信側ではアンテナ１１３からの受信ＲＦ信号が送受切り替えスイッチ１１２を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１４に入力される。低雑音増幅器１１４によって増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１５を介して二つの乗算器１１６，１１７からなる直交復調器（ダウンコンバータ）１１８に入力される。
【００４４】
直交復調器１１８では、受信ＲＦ信号と局部発振器１１９により発生されかつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１２０によって分割された２つの直交した局部発振信号（周波数をｆ_ＬＯ１０とする）との乗算を行って受信ＲＦ信号の周波数変換を行い、直交した第１及び第２の受信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＲＸ），Ｑｃｈ（ＲＸ）を出力する。これらの受信ベースバンド信号出力Ｉｃｈ（ＲＸ），Ｑｃｈ（ＲＸ）は、可変利得増幅器よりなるベースバンド信号増幅器１２１，１２２により増幅された後、ベースバンド信号処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２３に入力され、ここで復調されることによって、元のデータ信号が再生される。受信側での利得調整は、一般には低雑音増幅器１１４及びベースバンド信号増幅器１２１，１２２で行われる。
【００４５】
前述したように、近年開発が盛んになってきたＣＤＭＡシステム（符号分割多元接続システム）では、基地局で受信する同一周波数の搬送波に乗っている複数ユーザからの送信データの送信電力に大きなばらつきがあると正しい通信ができないため、無線機側で基地局までの距離に応じて例えば７０ｄＢ以上もの広範囲にわたる送信電力制御が行われる。
【００４６】
ここで、ＣＤＭＡシステムにおいて図５に示したようなダイレクトコンバージョン方式の無線機を用いる場合、例えば電力増幅器１１１の入力段に設けられたＲＦ段可変利得増幅器での利得可変範囲は、入出力間アイソレーションにより制限されるため、ベースバンド信号増幅器１２１，１２２に送信電力制御のための可変利得増幅機能を持たせることが必要である。
【００４７】
無線機を安価に実現するためには、回路のできるだけ多くの部分をＭＯＳトランジスタによって構成することが望まれる。図５の構成においては、ＲＦ部である電力増幅器１１１及び低雑音増幅器１１４や、直交変調器１０７及び直交復調器１１８などは、高い周波数まで動作することがが要求されるため、周波数特性の良好なバイポーラトランジスタで構成することが望ましい。これに対して、ベースバンド信号増幅器１０２，１０３及び１２１，１２２については、比較的帯域の狭いベースバンド信号を扱うため、バイポーラトランジスタに比して周波数特性に劣るＭＯＳトランジスタで構成しても差し支えない。
従って、本発明によるＭＯＳトランジスタで実現される可変利得増幅器は、ベースバンド信号増幅器１０２，１０３及び１２１，１２２に利得可変機能を持たせる場合に特に適している。
【００４８】
図６は、本発明による可変利得増幅器を図５の送信側の直交変調器１０７の前段に設けられたベースバンド信号増幅器１０２，１０３に適用した場合の構成例を示している。このベースバンド信号増幅器は、図４に示した第２の実施形態に係る差動構成の可変利得増幅器をベースにして構成されている。
【００４９】
本実施形態のベースバンド信号増幅器の入力信号Ｖｉｎは、ベースバンド信号発生部１０１から出力される送信ベースバンド信号（Ｉｃｈ（ＴＸ）またはＱｃｈ（ＴＸ））である。この入力信号Ｖｉｎは、それぞれのソース端子がソース縮退抵抗Ｒ_Ｔの両端に接続され、かつ電流源Ｉｏにそれぞれ接続された二つのＰ型ＭＯＳトランジスタＭＰ３１，ＭＰ３２からなる差動増幅器により電圧−電流変換される。
【００５０】
トランジスタＭＰ３１，ＭＰ３２のドレイン端子から差動電流信号として取り出されたベースバンド信号は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタＭＮ３１，ＭＮ３２，ＭＮ３３，ＭＮ３４からなるカレントミラー回路により電流が折り返され、ＭＮ３３，ＭＮ３４のドレイン電流がＮ型ＭＯＳトランジスタＭＮ４１，ＭＮ４２の共通ソース端子及びＮ型ＭＯＳトランジスタＭＮ４３，ＭＮ４４の共通ソース端子にそれぞれ入力される。
【００５１】
トランジスタＭＮ４１，ＭＮ４２，ＭＮ４３，ＭＮ４４は図４で示した差動構成とした可変利得増幅器の利得制御回路１２Ｂを構成するトランジスタＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４にそれぞれ相当する。すなわち、トランジスタＭＮ４１及びＭＮ４２で第１の差動トランジスタ対を構成し、トランジスタＭＮ４３及びＭＮ４４で第２の差動トランジスタ対を構成する。これらのトランジスタＭＮ４１〜ＭＮ４４は、全て弱反転領域で動作するものとする。
【００５２】
図６では示されていないが、第１、第２の実施形態と同様に構成された制御信号変換回路が用意され、この制御信号変換回路により変換された第２の利得制御信号ＶｙがトランジスタＭＮ４２，ＭＮ４１のゲート端子間及びトランジスタＭＮ４４，ＭＮ４３のゲート端子間に入力される。従って、トランジスタＭＮ４１，ＭＮ４２，ＭＮ４３，ＭＮ４４によって第２の利得制御信号Ｖｙにより送信ベースバンド信号に対して指数関数の利得制御がなされる。
【００５３】
これら利得制御後の送信ベースバンド信号は、ゲート接地トランジスタ（カスコードトランジスタ）ＭＮ５１，ＭＮ５２を介して電流信号＋Ｉｏｕｔ，−Ｉｏｕｔとして出力され、図５に示した直交変調器１０７に入力される。ここで、ゲート接地トランジスタＭＮ５１，ＭＮ５２を用いた理由は、第１に利得制御用トランジスタＭＮ４１，ＭＮ４２，ＭＮ４３，ＭＮ４４のドレイン端子・サブストレート間寄生キャパシタが非常に大きいため、直交変調器のスイッチ用トランジスタの駆動能力を下げることと、第２に上記寄生キャパシタの充放電によりキャリアリーク等の不要な信号が増加することを妨げるためである。
【００５４】
利得制御用トランジスタＭＮ４１，ＭＮ４２，ＭＮ４３，ＭＮ４４の寄生キャパシタが大きいのは、指数関数の利得制御を行うために弱反転領域で動作させる必要があり、Ｗ／Ｌが他のトランジスタに比べ例えば２０倍以上大きくなるためである。ドレイン端子・サブストレート間の寄生キャパシタが問題にならない場合は、これらのゲート接地トランジスタＭＮ５１，ＭＮ５２は必ずしも必要としない。
【００５５】
図７は、直交変調器１０７の具体的な構成例を示している。この回路は二重平衡変調器として公知の構成であり、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ６１〜６８により４組の差動トランジスタ対が構成され、各差動トランジスタ対の共通ソース端子に送信ベースバンド信号電流＋Ｉ_ＩＣＨ，−Ｉ_ＩＣＨ，＋Ｉ_ＱＣＨ，−Ｉ_{ＱＣＨ が入力される。}図６に示したベースバンド信号増幅器の出力信号電流＋Ｉｏｕｔ，−Ｉｏｕｔが＋Ｉ_ＩＣＨ，−Ｉ_ＩＣＨまたは＋Ｉ_ＱＣＨ，−Ｉ_ＱＣＨとして入力されることになる。４組の差動トランジスタ対のドレイン端子は４つずつ共通接続され、２つの負荷抵抗Ｒｏによって一つの出力電圧信号Ｖｏｕｔが得られる。
【００５６】
なお、本実施形態では可変利得増幅器を直交変調器１０７の入力側のベースバンド信号増幅器１０２，１０３に適用した場合を例にとって説明したが、直交復調器１１８の後段のベースバンド信号増幅器１２１，１２２にも適用が可能である。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればＭＯＳトランジスタを弱反転領域で動作させることで、利得制御信号に対して指数関数の利得制御機能をＭＯＳトランジスタによって実現することができ、広範囲の利得制御が可能な可変利得増幅器を従来のバイポーラトランジスタを用いた可変利得増幅器に比較して安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変利得増幅器の基本構成を示す図
【図２】図１における制御信号変換回路の構成を示す回路図
【図３】図２に示した制御信号変換回路の一部を詳細に示す回路図
【図４】本発明の第２の実施形態に係る差動構成の可変利得増幅器の基本構成を示す図
【図５】本発明の第３の実施形態を説明するためのダイレクトコンバージョン方式による無線通信装置の送受信部の構成を示すブロック図
【図６】本発明の第３の実施形態に係る送信ベースバンド信号の増幅器に適用した可変利得増幅器の構成を示す回路図
【図７】図６に示した可変利得増幅器の出力信号を入力信号とする直交変調器の構成を示す回路図
【図８】バイポーラトラジスタを用いた従来の可変利得増幅器の構成を示す図
【符号の説明】
１０…利得制御信号入力端子
１１…制御信号変換回路
１２Ａ，１２Ｂ…利得制御回路
１３，１３−１，１３−２…出力端子
Ｍ１，Ｍ４１…第１のトランジスタ
Ｍ２，Ｍ４２…第２のトランジスタ
Ｍ３，Ｍ４３…第３のトランジスタ
Ｍ４，Ｍ４４…第４のトランジスタ
ＭＮ１０…第５のトランジスタ
ＭＮ１１…第６のトランジスタ
ＭＮ２０…第７のトランジスタ
ＭＮ２１…第８のトランジスタ
ＭＰ２０，ＭＰ２１…カレントミラー回路のトランジスタ
１０１…送信ベースバンド信号発生器
１０２，１０３…ベースバンド信号増幅器
１０７…直交変調器
１０８，１１９…局部発振器
１０９，１２０…９０°移相器
１１０…帯域通過フィルタ
１１１…電力増幅器
１１２…送受切り替えスイッチ（またはデュプレクサ）
１１３…アンテナ
１１４…低雑音増幅器
１１５…イメージ除去フィルタ
１１８…直交復調器
１２１，１２２…ベースバンド信号増幅器
１２３…ベースバンド信号処理部

Claims (1)

1. 互いに直交関係にある第１及び第２の送信ベースバンド信号を発生するベースバンド信号発生器と；
   可変利得増幅器からなる第１及び第２のベースバンド信号増幅器と；
   前記第１及び第２のベースバンド信号増幅器によって増幅された第１及び第２の送信ベースバンド信号を入力として直交変調を行う直交変調器と；
   前記直交変調器の出力信号を送信する送信手段とを具備し、
   前記第１及び第２のベースバンド信号増幅器の各々は、（ａ）第１の利得制御信号をＶc、第２の利得制御信号をＶy、熱電圧をＶTとしたとき、Ｖy＝ｎ・ＶT・ln{exp(ｂ・Ｖc／ＶT)−1}，ただし、ｂ＞０なる伝達特性を有し、前記第１の利得制御信号を前記第２の利得制御信号に変換する制御信号変換回路と、（ｂ）弱反転領域で動作するＭＯＳ型の第１及び第２のトランジスタからなる第１の差動トランジスタ対、及び弱反転領域で動作するＭＯＳ型の第３及び第４のトランジスタからなる第２の差動トランジスタ対を有し、該第１及び第２のトランジスタの共通ソース端子に前記第１の送信ベースバンド信号または第２の送信ベースバンド信号に応じた第１の入力信号電流、該第３及び第４のトランジスタの共通ソース端子に該第１の入力信号電流と相補関係にある第２の入力信号電流、該第１及び第２のトランジスタのゲート端子間と該第３及び第４のトランジスタのゲート端子間に前記第２の利得制御信号がそれぞれ入力され、第１及び第３のトランジスタのドレイン端子から第１の出力信号電流及び該第１の出力信号電流と相補関係にある第２の出力信号電流をそれぞれ出力する、前記第２の利得制御信号により利得が制御される利得制御回路とを備え、
   前記直交変調器は、前記第１の出力信号電流が共通ソース端子に入力される２つの差動トランジスタ対と前記第２の出力信号電流が共通ソース端子に入力される２つの差動トランジスタ対を有する二重平衡変調器であり、
   前記ベースバンド信号増幅器は、前記第１及び第２の出力信号電流を第１及び第２のゲート接地トランジスタをそれぞれ介して前記直交変調器に供給することを特徴とする無線通信装置。

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