JP3205248B2 - 電圧制御発振回路の周波数調整装置 - Google Patents
電圧制御発振回路の周波数調整装置Info
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- JP3205248B2 JP3205248B2 JP04589096A JP4589096A JP3205248B2 JP 3205248 B2 JP3205248 B2 JP 3205248B2 JP 04589096 A JP04589096 A JP 04589096A JP 4589096 A JP4589096 A JP 4589096A JP 3205248 B2 JP3205248 B2 JP 3205248B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、主に電圧制御発
振回路（ＶＣＯという）の発振周波数を目的の周波数に
調整する電圧制御発振回路の周波数調整装置に関するも
のである。
振回路（ＶＣＯという）の発振周波数を目的の周波数に
調整する電圧制御発振回路の周波数調整装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣのばらつきによりＶＣＯの周波数が
ばらつく等のため、ＶＣＯの周波数を調整する必要があ
る。従来のＶＣＯの発振周波数の調整手段は、ＩＣの外
部部品の値を変える手段が用いられてきた。以下にこの
従来の電圧制御発振回路の周波数調整装置について説明
する。図４は従来の電圧制御発振回路の周波数調整装置
図であり、１は電源端子、２，３は内蔵抵抗、４は差動
増幅器、５はＮＰＮトランジスタ、６は調整端子、７は
周波数調整用可変抵抗、８はＶＣＯ、９は出力端子であ
る。
ばらつく等のため、ＶＣＯの周波数を調整する必要があ
る。従来のＶＣＯの発振周波数の調整手段は、ＩＣの外
部部品の値を変える手段が用いられてきた。以下にこの
従来の電圧制御発振回路の周波数調整装置について説明
する。図４は従来の電圧制御発振回路の周波数調整装置
図であり、１は電源端子、２，３は内蔵抵抗、４は差動
増幅器、５はＮＰＮトランジスタ、６は調整端子、７は
周波数調整用可変抵抗、８はＶＣＯ、９は出力端子であ
る。
【０００３】電源端子１とグランド（ＧＮＤという）間
に直列に接続された内蔵抵抗２、３により任意の電位Ｖ
1 を持つ中点が構成される。この中点を正入力とする差
動増幅器４の出力がＮＰＮトランジスタ５のベースに入
力され、ＮＰＮトランジスタ５のエミッタは調整端子６
と差動増幅器４の負入力に接続される。調整端子６とＧ
ＮＤ間に周波数調整用可変抵抗７を接続する。また、Ｎ
ＰＮトランジスタ５のコレクタはＶＣＯ８に入力され、
その電流により決まる発振周波数の電気的波形が出力端
子９より出力される。
に直列に接続された内蔵抵抗２、３により任意の電位Ｖ
1 を持つ中点が構成される。この中点を正入力とする差
動増幅器４の出力がＮＰＮトランジスタ５のベースに入
力され、ＮＰＮトランジスタ５のエミッタは調整端子６
と差動増幅器４の負入力に接続される。調整端子６とＧ
ＮＤ間に周波数調整用可変抵抗７を接続する。また、Ｎ
ＰＮトランジスタ５のコレクタはＶＣＯ８に入力され、
その電流により決まる発振周波数の電気的波形が出力端
子９より出力される。
【０００４】以上のように構成された電圧制御発振回路
の周波数調整装置について、以下にその動作を説明す
る。電源端子１の電源電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２，３の抵
抗値Ｒ 2 ，Ｒ3 により差動増幅器４の正入力電圧Ｖ+ が
決定する。この正入力電圧Ｖ+は、 Ｖ+ ＝｛Ｒ3 ／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）｝×Ｖｃｃ で表される。
の周波数調整装置について、以下にその動作を説明す
る。電源端子１の電源電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２，３の抵
抗値Ｒ 2 ，Ｒ3 により差動増幅器４の正入力電圧Ｖ+ が
決定する。この正入力電圧Ｖ+は、 Ｖ+ ＝｛Ｒ3 ／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）｝×Ｖｃｃ で表される。
【０００５】また、差動増幅器４の負入力は正入力と同
じ電位（差動増幅器の仮想接地）であり、かつローイン
ピーダンスとなる。差動増幅器４の出力は正入力電圧よ
りもＶBE（ＮＰＮトランジスタ５のベース−エミッタ間
電圧）だけ高くなる。つぎに調整端子６の電位Ｖ0 は、
差動増幅器４の負入力と同じであるため、ＮＰＮトラン
ジスタ５のエミッタ電流Ｉは周波数調整用可変抵抗７を
変化させることにより増減する。ＮＰＮトランジスタ５
のエミッタ電流Ｉは周波数調整用可変抵抗７の抵抗値Ｒ
B とすると、 Ｉ＝Ｖ+ ／ＲB ＝（１／ＲB ）×｛Ｒ3 ／（Ｒ2 ＋
Ｒ3 ）｝×Ｖｃｃ で表される。
じ電位（差動増幅器の仮想接地）であり、かつローイン
ピーダンスとなる。差動増幅器４の出力は正入力電圧よ
りもＶBE（ＮＰＮトランジスタ５のベース−エミッタ間
電圧）だけ高くなる。つぎに調整端子６の電位Ｖ0 は、
差動増幅器４の負入力と同じであるため、ＮＰＮトラン
ジスタ５のエミッタ電流Ｉは周波数調整用可変抵抗７を
変化させることにより増減する。ＮＰＮトランジスタ５
のエミッタ電流Ｉは周波数調整用可変抵抗７の抵抗値Ｒ
B とすると、 Ｉ＝Ｖ+ ／ＲB ＝（１／ＲB ）×｛Ｒ3 ／（Ｒ2 ＋
Ｒ3 ）｝×Ｖｃｃ で表される。
【０００６】ＮＰＮトランジスタ５は通常、非飽和領域
にあるため、エミッタ電流＝コレクタ電流となり、ＶＣ
Ｏ８に入力される。一般にＶＣＯの発振周波数ｆは入力
電流ＩとＶＣＯ８の内部の容量Ｃ、内部電圧ＶB により
決定する。その結果、出力端子９に出力される周波数ｆ
は ｆ＝I/CVB ＝(1/RB ) ×｛R3/(R2＋R3) ｝×Vcc ×1/CV
B で与えられる。
にあるため、エミッタ電流＝コレクタ電流となり、ＶＣ
Ｏ８に入力される。一般にＶＣＯの発振周波数ｆは入力
電流ＩとＶＣＯ８の内部の容量Ｃ、内部電圧ＶB により
決定する。その結果、出力端子９に出力される周波数ｆ
は ｆ＝I/CVB ＝(1/RB ) ×｛R3/(R2＋R3) ｝×Vcc ×1/CV
B で与えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では、出力周波数を目的の値に合わせるために
周波数調整用可変抵抗７を調整する必要があった。その
ため、ＩＣユーザでの調整工数が増えてしまい、コスト
が高くなる問題があった。この発明は、上記従来の問題
点を解決するもので、ＩＣユーザでの調整工程をなくす
ことができる電圧制御発振回路の周波数調整装置を提供
することである。
来の構成では、出力周波数を目的の値に合わせるために
周波数調整用可変抵抗７を調整する必要があった。その
ため、ＩＣユーザでの調整工数が増えてしまい、コスト
が高くなる問題があった。この発明は、上記従来の問題
点を解決するもので、ＩＣユーザでの調整工程をなくす
ことができる電圧制御発振回路の周波数調整装置を提供
することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の電圧制御
発振回路の周波数調整装置は、電流により発振周波数が
変化する電圧制御発振回路の周波数調整装置であって、
外部より入力されるシリアルデータをパラレルデータに
変換する変換回路と、パラレルデータを保持するＰＲＯ
Ｍと、このＰＲＯＭのデジタル情報をアナログ量に変換
するデジタル／アナログ変換回路と、このデジタル／ア
ナログ変換回路の出力に接続されたローインピーダンス
基準電圧発生回路と、デジタル／アナログ変換回路の出
力を正入力に接続し負入力を出力端子に接続し出力端子
とグランド間に固定抵抗を接続した差動増幅器とを備
え、この差動増幅器の出力端子の電圧および固定抵抗の
大きさにより決まる電流を電圧制御発振回路に流れるよ
うにしたものである。
発振回路の周波数調整装置は、電流により発振周波数が
変化する電圧制御発振回路の周波数調整装置であって、
外部より入力されるシリアルデータをパラレルデータに
変換する変換回路と、パラレルデータを保持するＰＲＯ
Ｍと、このＰＲＯＭのデジタル情報をアナログ量に変換
するデジタル／アナログ変換回路と、このデジタル／ア
ナログ変換回路の出力に接続されたローインピーダンス
基準電圧発生回路と、デジタル／アナログ変換回路の出
力を正入力に接続し負入力を出力端子に接続し出力端子
とグランド間に固定抵抗を接続した差動増幅器とを備
え、この差動増幅器の出力端子の電圧および固定抵抗の
大きさにより決まる電流を電圧制御発振回路に流れるよ
うにしたものである。
【０００９】請求項１記載の電圧制御発振回路の周波数
調整装置によれば、変換回路のシリアルコントロールに
よりデジタル−アナログ変換回路を制御して、所定の電
流を電圧制御発振回路に供給することにより電圧制御発
振回路の発振周波数を所望の周波数に限定するととも
に、シリアルコントロールのデータをＰＲＯＭに書き込
めるため、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつ
きを、たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調
整できる。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなく
し、かつ省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユ
ーザでの組立コストの低減が図れる。
調整装置によれば、変換回路のシリアルコントロールに
よりデジタル−アナログ変換回路を制御して、所定の電
流を電圧制御発振回路に供給することにより電圧制御発
振回路の発振周波数を所望の周波数に限定するととも
に、シリアルコントロールのデータをＰＲＯＭに書き込
めるため、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつ
きを、たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調
整できる。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなく
し、かつ省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユ
ーザでの組立コストの低減が図れる。
【００１０】請求項２記載の電圧制御発振回路の周波数
調整装置は、請求項１において、固定抵抗としてＩＣの
内蔵抵抗を用い、この内蔵抵抗の温度補償回路の出力を
差動増幅器の正入力に接続したものである。請求項２記
載の電圧制御発振回路の周波数調整装置によれば、請求
項１の効果のほか、電圧制御発振器の電流を決める抵抗
に内蔵抵抗を用いても温度補償回路により温度の影響を
回避することができる。
調整装置は、請求項１において、固定抵抗としてＩＣの
内蔵抵抗を用い、この内蔵抵抗の温度補償回路の出力を
差動増幅器の正入力に接続したものである。請求項２記
載の電圧制御発振回路の周波数調整装置によれば、請求
項１の効果のほか、電圧制御発振器の電流を決める抵抗
に内蔵抵抗を用いても温度補償回路により温度の影響を
回避することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施の形態を図
１により説明する。図１は第１の実施の形態における電
圧制御発振回路の周波数調整装置の構成図である。図１
において、１０，１１はＶＣＯ発振周波数調整用シリア
ルデータ入力端子であり、シリアルパラレル変換回路１
２に接続し、入力されたシリアルデータをパラレルデー
タに変換し、その出力がＰＲＯＭ（プログラマブル・リ
ード・オンリー・メモリ）１３に入力され、さらにその
出力はデジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣという）１
４へ入力され、ＤＡＣ１４の出力は差動増幅器４の正入
力と電圧変換用の内蔵抵抗１５の一端に接続される。１
８はＰＲＯＭ１３の書込み用端子である。また、電源端
子１とＧＮＤ間に直列接続された内蔵抵抗２，３の中点
を入力とするバッファアンプ１６の出力を電圧変換用内
蔵抵抗１５の他端に接続して、ローインピーダンスの基
準電圧を発生するローインピーダンス基準電圧発生回路
が構成される。
１により説明する。図１は第１の実施の形態における電
圧制御発振回路の周波数調整装置の構成図である。図１
において、１０，１１はＶＣＯ発振周波数調整用シリア
ルデータ入力端子であり、シリアルパラレル変換回路１
２に接続し、入力されたシリアルデータをパラレルデー
タに変換し、その出力がＰＲＯＭ（プログラマブル・リ
ード・オンリー・メモリ）１３に入力され、さらにその
出力はデジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣという）１
４へ入力され、ＤＡＣ１４の出力は差動増幅器４の正入
力と電圧変換用の内蔵抵抗１５の一端に接続される。１
８はＰＲＯＭ１３の書込み用端子である。また、電源端
子１とＧＮＤ間に直列接続された内蔵抵抗２，３の中点
を入力とするバッファアンプ１６の出力を電圧変換用内
蔵抵抗１５の他端に接続して、ローインピーダンスの基
準電圧を発生するローインピーダンス基準電圧発生回路
が構成される。
【００１２】４は差動増幅器、５はＮＰＮトランジス
タ、６は調整端子でこれらは従来例の構成と同じであ
り、調整端子６とＧＮＤ間に外付けする固定抵抗１７を
接続する。また、８はＶＣＯ、９はその出力端子でこれ
らも従来例の構成と同じである。このように構成された
ＶＣＯ発振周波数調整装置について、以下その動作を説
明する。まず、出力端子９のＶＣＯ８の発振周波数を測
定する。その周波数が目的の周波数に合うように、ＶＣ
Ｏ発振周波数調整用シリアルデータ入力端子１０，１１
のＶＣＯ発振周波数調整用シリアルデータを入力する。
出力端子９の発振周波数が目標周波数に１番近くなった
ときの最適シリアルデータを見つけだし、その最適デー
タをシリアル／パラレル変換回路１２を介し、調整デー
タとしてＰＲＯＭ１３へ入力する。ＰＲＯＭ１３が最適
調整データを受けた時に、ＰＲＯＭ書込み端子１８へ書
込みパルスを印加し、保持している最適調整データをＰ
ＲＯＭ１３に固定させる。１度書き込まれたＰＲＯＭ１
３の調整データは不変であり、ＤＡＣ１４へ出力され
る。よって、ＤＡＣ１４も常に一定電流ｉD を出力する
ため、差動増幅器４の正入力電圧Ｖ+ は、内蔵抵抗１５
の抵抗値Ｒとし、中点の電位Ｖ1 ＝ＶｃｃＲ3 ／（Ｒ2
＋Ｒ3 ）とすると、Ｖ+ ＝ｉD ×Ｒ＋Ｖ1で表される。
また差動増幅器４の正入力と負入力は同電位となり、か
つ、負入力は調整用出力端子６と接続されるため、調整
用出力端子６の電圧Ｖ0 はＶ+ と同じになる。調整用出
力端子６とＧＮＤ間に固定抵抗１７が接続されているの
で、ＮＰＮトランジスタ５のエミッタ電流Ｉは、固定抵
抗１７の抵抗値ＲZ とすると、 Ｉ＝Ｖ0 ／ＲZ ＝（ｉD ×Ｒ＋Ｖ1 ）／ＲZ で表される。よって、従来例と同様に出力端子９の周波
数ｆは、ＶＣＯ８の内部容量Ｃとし、ＶＣＯ８の内部電
圧ＶB とすると、 ｆ＝I/CVB ＝｛(iD R ＋ V1 )/ RZ ｝×(1/ CVB ) （１） で表せる。
タ、６は調整端子でこれらは従来例の構成と同じであ
り、調整端子６とＧＮＤ間に外付けする固定抵抗１７を
接続する。また、８はＶＣＯ、９はその出力端子でこれ
らも従来例の構成と同じである。このように構成された
ＶＣＯ発振周波数調整装置について、以下その動作を説
明する。まず、出力端子９のＶＣＯ８の発振周波数を測
定する。その周波数が目的の周波数に合うように、ＶＣ
Ｏ発振周波数調整用シリアルデータ入力端子１０，１１
のＶＣＯ発振周波数調整用シリアルデータを入力する。
出力端子９の発振周波数が目標周波数に１番近くなった
ときの最適シリアルデータを見つけだし、その最適デー
タをシリアル／パラレル変換回路１２を介し、調整デー
タとしてＰＲＯＭ１３へ入力する。ＰＲＯＭ１３が最適
調整データを受けた時に、ＰＲＯＭ書込み端子１８へ書
込みパルスを印加し、保持している最適調整データをＰ
ＲＯＭ１３に固定させる。１度書き込まれたＰＲＯＭ１
３の調整データは不変であり、ＤＡＣ１４へ出力され
る。よって、ＤＡＣ１４も常に一定電流ｉD を出力する
ため、差動増幅器４の正入力電圧Ｖ+ は、内蔵抵抗１５
の抵抗値Ｒとし、中点の電位Ｖ1 ＝ＶｃｃＲ3 ／（Ｒ2
＋Ｒ3 ）とすると、Ｖ+ ＝ｉD ×Ｒ＋Ｖ1で表される。
また差動増幅器４の正入力と負入力は同電位となり、か
つ、負入力は調整用出力端子６と接続されるため、調整
用出力端子６の電圧Ｖ0 はＶ+ と同じになる。調整用出
力端子６とＧＮＤ間に固定抵抗１７が接続されているの
で、ＮＰＮトランジスタ５のエミッタ電流Ｉは、固定抵
抗１７の抵抗値ＲZ とすると、 Ｉ＝Ｖ0 ／ＲZ ＝（ｉD ×Ｒ＋Ｖ1 ）／ＲZ で表される。よって、従来例と同様に出力端子９の周波
数ｆは、ＶＣＯ８の内部容量Ｃとし、ＶＣＯ８の内部電
圧ＶB とすると、 ｆ＝I/CVB ＝｛(iD R ＋ V1 )/ RZ ｝×(1/ CVB ) （１） で表せる。
【００１３】つぎにこの式（１）の温度特性について説
明する。電源端子１の電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２
（Ｒ2 ），３（Ｒ3 ）を直列接続して決められた中点の
電圧Ｖ1 、ＶＣＯ８の内部容量Ｃおよび内部電圧ＶB 、
固定抵抗１７（ＲZ ）は一般的に温度に依存しない。ま
たＤＡＣ１４の出力電流ｉD の温度特性を内蔵抵抗１５
（Ｒ）に反比例させると出力周波数ｆT は、内蔵抵抗１
５（Ｒ）の温度係数αT とすると、 fT ＝ [｛(i D /αT)×(R×αT)＋ V1 ｝/RZ ] ×1/CVB ＝｛(i D×R ＋ V1 ) /RZ ｝×1/CVB ＝f で表され、温度に無関係であることが分かる。
明する。電源端子１の電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２
（Ｒ2 ），３（Ｒ3 ）を直列接続して決められた中点の
電圧Ｖ1 、ＶＣＯ８の内部容量Ｃおよび内部電圧ＶB 、
固定抵抗１７（ＲZ ）は一般的に温度に依存しない。ま
たＤＡＣ１４の出力電流ｉD の温度特性を内蔵抵抗１５
（Ｒ）に反比例させると出力周波数ｆT は、内蔵抵抗１
５（Ｒ）の温度係数αT とすると、 fT ＝ [｛(i D /αT)×(R×αT)＋ V1 ｝/RZ ] ×1/CVB ＝｛(i D×R ＋ V1 ) /RZ ｝×1/CVB ＝f で表され、温度に無関係であることが分かる。
【００１４】つぎに式（１）の電源電圧変動特性につい
て説明する。式（１）において、固定抵抗１７（ＲZ ）
およびＶＣＯ８の内部容量Ｃは電源電圧の変動に無関係
である。一方、ＶＣＯ８の内部電圧ＶB および電源端子
１の電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２，３を直列接続して決めら
れた中点の電圧Ｖ1 は電源電圧変動に対し同じ割合で変
化する。また、ＤＡＣ１４の出力電流ｉD も電源電圧変
動に対し同じ割合で変化させる。電源電圧の変動ΔＶだ
け変化したときの出力周波数ｆV は
て説明する。式（１）において、固定抵抗１７（ＲZ ）
およびＶＣＯ８の内部容量Ｃは電源電圧の変動に無関係
である。一方、ＶＣＯ８の内部電圧ＶB および電源端子
１の電圧Ｖｃｃと内蔵抵抗２，３を直列接続して決めら
れた中点の電圧Ｖ1 は電源電圧変動に対し同じ割合で変
化する。また、ＤＡＣ１４の出力電流ｉD も電源電圧変
動に対し同じ割合で変化させる。電源電圧の変動ΔＶだ
け変化したときの出力周波数ｆV は
【００１５】
【数１】
【００１６】となり電源電圧変動にも無関係なことがわ
かる。この第１の実施の形態によれば、変換回路１２の
シリアルコントロールによりＤＡＣ１４を制御して、所
定の電流をＶＣＯ８に供給することによりＶＣＯ８の発
振周波数を所望の周波数に限定するとともに、シリアル
コントロールのデータをＰＲＯＭ１３に書き込めるた
め、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつきを、
たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調整でき
る。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなくし、かつ
省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユーザでの
組立コストの低減が図れる。
かる。この第１の実施の形態によれば、変換回路１２の
シリアルコントロールによりＤＡＣ１４を制御して、所
定の電流をＶＣＯ８に供給することによりＶＣＯ８の発
振周波数を所望の周波数に限定するとともに、シリアル
コントロールのデータをＰＲＯＭ１３に書き込めるた
め、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつきを、
たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調整でき
る。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなくし、かつ
省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユーザでの
組立コストの低減が図れる。
【００１７】また高精度に調整でき、しかも温度特性お
よび電源電圧変動に対しても安定したＶＣＯ周波数を維
持できる。この発明の第２の実施の形態を図２および図
３に示す。図２は第２の実施の形態における電圧制御発
振回路の周波数調整装置の構成図である。図２におい
て、１０，１１はＶＣＯ周波数調整用シリアルデータ入
力端子、１２はシリアル／パラレル変換回路、１３はＰ
ＲＯＭであり、これらは第１の実施の形態の構成と同様
である。ＤＡＣ１４の出力は差動増幅器４の正入力と電
圧変換用内蔵抵抗１５と温度補償回路１９に接続され
る。１は電源端子、２，３は内蔵抵抗、１６はバッファ
アンプ、４は差動増幅器、５はＮＰＮトランジスタ、１
８はＰＲＯＭ書込み用端子であり、これらは第１の実施
の形態の構成と同様である。
よび電源電圧変動に対しても安定したＶＣＯ周波数を維
持できる。この発明の第２の実施の形態を図２および図
３に示す。図２は第２の実施の形態における電圧制御発
振回路の周波数調整装置の構成図である。図２におい
て、１０，１１はＶＣＯ周波数調整用シリアルデータ入
力端子、１２はシリアル／パラレル変換回路、１３はＰ
ＲＯＭであり、これらは第１の実施の形態の構成と同様
である。ＤＡＣ１４の出力は差動増幅器４の正入力と電
圧変換用内蔵抵抗１５と温度補償回路１９に接続され
る。１は電源端子、２，３は内蔵抵抗、１６はバッファ
アンプ、４は差動増幅器、５はＮＰＮトランジスタ、１
８はＰＲＯＭ書込み用端子であり、これらは第１の実施
の形態の構成と同様である。
【００１８】差動増幅器４の負入力に電流変換用の内蔵
抵抗２０を接続し、その他方をＧＮＤに接続する。８は
ＶＣＯ，９は出力端子でこれらは従来例の構成と同じで
あるこのように構成された電圧制御発振回路の周波数調
整装置について、以下その動作について説明する。出力
端子９の発振周波数を測定しながら入力端子１０，１１
よりシリアルデータを入力しＤＡＣ１４を駆動すること
でＶＣＯ８の発振周波数を変化させていく。ＶＣＯ８の
発振周波数が所望の値になった時、ＰＲＯＭ書込み端子
１８より書込みパルスを印加しＰＲＯＭ１３に最適デー
タを保持させ、出力端子９の発振周波数を固定する。
抵抗２０を接続し、その他方をＧＮＤに接続する。８は
ＶＣＯ，９は出力端子でこれらは従来例の構成と同じで
あるこのように構成された電圧制御発振回路の周波数調
整装置について、以下その動作について説明する。出力
端子９の発振周波数を測定しながら入力端子１０，１１
よりシリアルデータを入力しＤＡＣ１４を駆動すること
でＶＣＯ８の発振周波数を変化させていく。ＶＣＯ８の
発振周波数が所望の値になった時、ＰＲＯＭ書込み端子
１８より書込みパルスを印加しＰＲＯＭ１３に最適デー
タを保持させ、出力端子９の発振周波数を固定する。
【００１９】この場合、電源電圧変動に関しては、第１
の実施の形態と同様に依存性がない。また温度特性は、
第１の実施の形態ではＶＣＯ８に流れる電流を決める周
波数調整用抵抗が固定抵抗１７であり、ＩＣ外部にある
ため依存性を持たないが、この実施の形態ではＩＣの内
蔵抵抗２０であるため、この内蔵抵抗２０によりＶＣＯ
周波数が温度に依存してしまう。そこで、温度補償回路
１９を用いて内蔵抵抗の温度依存性を相殺し、ＶＣＯ周
波数が温度に依存しない構成とする。
の実施の形態と同様に依存性がない。また温度特性は、
第１の実施の形態ではＶＣＯ８に流れる電流を決める周
波数調整用抵抗が固定抵抗１７であり、ＩＣ外部にある
ため依存性を持たないが、この実施の形態ではＩＣの内
蔵抵抗２０であるため、この内蔵抵抗２０によりＶＣＯ
周波数が温度に依存してしまう。そこで、温度補償回路
１９を用いて内蔵抵抗の温度依存性を相殺し、ＶＣＯ周
波数が温度に依存しない構成とする。
【００２０】以下に温度補償回路１９の一例を図３を用
いて説明する。定電流源２１の出力をダイオードＤ1 の
アノードと差動増幅器２４の正入力に接続し、差動増幅
器２４の負入力と出力とトランジスタ２３のエミッタを
接続する。また、温度に比例する電流Ｉ2 を出力する電
流源２２の出力にダイオードＤ2 のアトードとトランジ
スタ２３のベースを接続し、ダイオードＤ2 のカソード
をダイオードＤ3 のアノードに接続し、これにより温度
補償回路１９が構成される。温度に比例する電流Ｉ2 は
バンドギャップ・リファレンス等を用いてＶT （ｋＴ／
ｑ）に比例する電流源を作ることで実現できる。このと
き、電流Ｉ1 とＩ2 は、周囲温度Ｔａ、Ｉ2 ＝０となる
温度Ｔｏとすると、 Ｉ2 ＝Ｉ1 （Ｔａ−Ｔｏ） の関係になるように設定する。トランジスタ２３のベー
ス電位ＶB とエミッタ電位ＶE は、ＶT ＝ｋＴ／ｑ、飽
和電流Ｉｓとすると、 ＶB ＝２ＶT ×ｌｎ｛Ｉ1 （Ｔａ−Ｔｏ）／Ｉｓ｝ ＶE ＝ＶT ×ｌｎ（Ｉ1 ／Ｉｓ） で表せる。従って、出力電流Ｉｏは、
いて説明する。定電流源２１の出力をダイオードＤ1 の
アノードと差動増幅器２４の正入力に接続し、差動増幅
器２４の負入力と出力とトランジスタ２３のエミッタを
接続する。また、温度に比例する電流Ｉ2 を出力する電
流源２２の出力にダイオードＤ2 のアトードとトランジ
スタ２３のベースを接続し、ダイオードＤ2 のカソード
をダイオードＤ3 のアノードに接続し、これにより温度
補償回路１９が構成される。温度に比例する電流Ｉ2 は
バンドギャップ・リファレンス等を用いてＶT （ｋＴ／
ｑ）に比例する電流源を作ることで実現できる。このと
き、電流Ｉ1 とＩ2 は、周囲温度Ｔａ、Ｉ2 ＝０となる
温度Ｔｏとすると、 Ｉ2 ＝Ｉ1 （Ｔａ−Ｔｏ） の関係になるように設定する。トランジスタ２３のベー
ス電位ＶB とエミッタ電位ＶE は、ＶT ＝ｋＴ／ｑ、飽
和電流Ｉｓとすると、 ＶB ＝２ＶT ×ｌｎ｛Ｉ1 （Ｔａ−Ｔｏ）／Ｉｓ｝ ＶE ＝ＶT ×ｌｎ（Ｉ1 ／Ｉｓ） で表せる。従って、出力電流Ｉｏは、
【００２１】
【数２】
【００２２】のように表せ、結果的に出力電流Ｉｏは定
電流Ｉ1 に対して温度の２乗に比例する。ＩＣ内部の拡
散抵抗すなわち内蔵抵抗２０は温度に対して２次の係数
を持つので、２次曲線で特性が変化する。この特性に対
して温度の２乗に比例する電流により内蔵抵抗２０の２
次特性を相殺することで、温度に依存しない電流をＩＣ
内部で作ることができる。この結果、ＶＣＯ周波数調整
抵抗用の内蔵抵抗２０を内蔵しても温度に依存しないＶ
ＣＯ周波数を得ることができる。
電流Ｉ1 に対して温度の２乗に比例する。ＩＣ内部の拡
散抵抗すなわち内蔵抵抗２０は温度に対して２次の係数
を持つので、２次曲線で特性が変化する。この特性に対
して温度の２乗に比例する電流により内蔵抵抗２０の２
次特性を相殺することで、温度に依存しない電流をＩＣ
内部で作ることができる。この結果、ＶＣＯ周波数調整
抵抗用の内蔵抵抗２０を内蔵しても温度に依存しないＶ
ＣＯ周波数を得ることができる。
【００２３】以上のようにこの実施の形態によれば、個
々のＩＣばらつきにより発生するＶＣＯ周波数調整を、
ＩＣ出荷時にシリアルデータにより調整し、個々の最適
データをＰＲＯＭに書き込むことにより実現できる。ま
た、高精度でかつ、温度特性、電源電圧変動に対しても
安定したＶＣＯ周波数を維持できる。
々のＩＣばらつきにより発生するＶＣＯ周波数調整を、
ＩＣ出荷時にシリアルデータにより調整し、個々の最適
データをＰＲＯＭに書き込むことにより実現できる。ま
た、高精度でかつ、温度特性、電源電圧変動に対しても
安定したＶＣＯ周波数を維持できる。
【００２４】
【発明の効果】請求項１記載の電圧制御発振回路の周波
数調整装置によれば、変換回路のシリアルコントロール
によりデジタル−アナログ変換回路を制御して、所定の
電流を電圧制御発振回路に供給することにより電圧制御
発振回路の発振周波数を所望の周波数に限定するととも
に、シリアルコントロールのデータをＰＲＯＭに書き込
めるため、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつ
きを、たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調
整できる。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなく
し、かつ省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユ
ーザでの組立コストの低減が図れる。
数調整装置によれば、変換回路のシリアルコントロール
によりデジタル−アナログ変換回路を制御して、所定の
電流を電圧制御発振回路に供給することにより電圧制御
発振回路の発振周波数を所望の周波数に限定するととも
に、シリアルコントロールのデータをＰＲＯＭに書き込
めるため、ＩＣのばらつきによるＶＣＯ周波数のばらつ
きを、たとえばＩＣの出荷時にシリアルデータにより調
整できる。このため、ＩＣユーザでの調整工程をなく
し、かつ省ピン化および省部品化が可能となり、ＩＣユ
ーザでの組立コストの低減が図れる。
【００２５】請求項２記載の電圧制御発振回路の周波数
調整装置によれば、請求項１の効果のほか、電圧制御発
振器の電流を決める抵抗に内蔵抵抗を用いても温度補償
回路により温度の影響を回避することができる。
調整装置によれば、請求項１の効果のほか、電圧制御発
振器の電流を決める抵抗に内蔵抵抗を用いても温度補償
回路により温度の影響を回避することができる。
【図１】この発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。
る。
【図２】第２の実施の形態のブロック図である。
【図３】温度補償回路図である。
【図４】従来例の回路図である。
４ 差動増幅器 ８ 電圧制御発振回路（ＶＣＯ） １２ シリアルパラレル変換回路 １３ ＰＲＯＭ １４ デジタル／アナログ変換回路（ＤＡＣ） １５ 抵抗 １７ 固定抵抗 １９ 補償回路 ２０ 内蔵抵抗 ２５ ローインピーダンス基準電圧発生回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03L 7/00 H03B 5/32 H03L 1/02
Claims (2)
- 【請求項１】 電流により発振周波数が変化する電圧制
御発振回路の周波数調整装置であって、外部より入力さ
れるシリアルデータをパラレルデータに変換する変換回
路と、前記パラレルデータを保持するＰＲＯＭと、この
ＰＲＯＭのデジタル情報をアナログ量に変換するデジタ
ル／アナログ変換回路と、このデジタル／アナログ変換
回路の出力に接続されたローインピーダンス基準電圧発
生回路と、前記デジタル／アナログ変換回路の出力を正
入力に接続し負入力を出力端子に接続し前記出力端子と
グランド間に固定抵抗を接続した差動増幅器とを備え、
この差動増幅器の前記出力端子の電圧および前記固定抵
抗の大きさにより決まる電流を前記電圧制御発振回路に
流れるようにした電圧制御発振回路の周波数調整装置。 - 【請求項２】 固定抵抗としてＩＣの内蔵抵抗を用い、
この内蔵抵抗の温度補償回路の出力を差動増幅器の正入
力に接続した請求項１記載の電圧制御発振回路の周波数
調整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04589096A JP3205248B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 電圧制御発振回路の周波数調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04589096A JP3205248B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 電圧制御発振回路の周波数調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09246958A JPH09246958A (ja) | 1997-09-19 |
| JP3205248B2 true JP3205248B2 (ja) | 2001-09-04 |
Family
ID=12731847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04589096A Expired - Lifetime JP3205248B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 電圧制御発振回路の周波数調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3205248B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7982551B2 (en) | 2006-03-23 | 2011-07-19 | Panasonic Corporation | Voltage controlled oscillator having temperature detecting circuit |
| JP6046993B2 (ja) * | 2012-11-28 | 2016-12-21 | 京セラクリスタルデバイス株式会社 | 発振器 |
-
1996
- 1996-03-04 JP JP04589096A patent/JP3205248B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09246958A (ja) | 1997-09-19 |
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