JP3259626B2 - インバータ装置および電気車制御装置 - Google Patents
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
- B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
- B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
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- H—ELECTRICITY
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング損失
低減を実現するインバータ装置に係り、特にバッテリー
電圧の利用率の向上と高効率運転を必要とする電気車に
好適なインバータ装置に関する。
低減を実現するインバータ装置に係り、特にバッテリー
電圧の利用率の向上と高効率運転を必要とする電気車に
好適なインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】３相の交流モータをインバータにより正
弦波状の電流を流して駆動する方法として、３相のＰＷ
Ｍ信号を用いてインバータをスイッチングする方法が一
般的である。それに対して、スイッチング損失を低減し
ながら正弦波状の電流を流す方法として、USP4,321,663
が知られている。この方法は３相のうち、いずれか１つ
の相のスイッチングを停止（インバータのその相の上ア
ームあるいは下アームをオン状態にすること）して、他
の相のＰＷＭ信号により線間電圧として正弦波状の電圧
となるように制御するものであり、２相スイッチング方
法とよんでいる。この方法を用いると、２つの利点があ
る。第１の利点は、スイッチング回数が減少するので、
スイッチング損失を３相のスイッチング方法の場合と比
較して２／３に低減することができる。第２の利点は、
インバータの電源電圧を一定にしたとき、正弦波状の出
力電流を流せるインバータの出力電圧の範囲を１５％拡
大することができる。ここでは、これを電圧利用率の向
上とよぶ。
弦波状の電流を流して駆動する方法として、３相のＰＷ
Ｍ信号を用いてインバータをスイッチングする方法が一
般的である。それに対して、スイッチング損失を低減し
ながら正弦波状の電流を流す方法として、USP4,321,663
が知られている。この方法は３相のうち、いずれか１つ
の相のスイッチングを停止（インバータのその相の上ア
ームあるいは下アームをオン状態にすること）して、他
の相のＰＷＭ信号により線間電圧として正弦波状の電圧
となるように制御するものであり、２相スイッチング方
法とよんでいる。この方法を用いると、２つの利点があ
る。第１の利点は、スイッチング回数が減少するので、
スイッチング損失を３相のスイッチング方法の場合と比
較して２／３に低減することができる。第２の利点は、
インバータの電源電圧を一定にしたとき、正弦波状の出
力電流を流せるインバータの出力電圧の範囲を１５％拡
大することができる。ここでは、これを電圧利用率の向
上とよぶ。
【０００３】また、特開平7−46855号は前者の方法より
もさらにスイッチング損失を低減する方法である。つま
り、スイッチング損失はスイッチングしたときの電流の
大きさに応じて損失が増加するので、２相スイッチング
方法でスイッチングを停止する相をできるだけ電流が流
れている相にするようにインバータの出力電圧と電流の
位相差から選択するものである。なお、２相スイッチン
グ方法において、所定の正弦波状の出力電圧を発生する
ために、スイッチングを停止できる範囲は正弦波電圧の
位相で３０度から１５０度、および、２１０度から３３
０度の値である。通常、公知例の前者のように、正弦波
電圧の位相で６０度から１２０度、および、２４０度か
ら３００度の値をスイッチング停止することが、一般的
である。そこで、このときの２相スイッチングの位相の
ことを基準位相と呼ぶ。
もさらにスイッチング損失を低減する方法である。つま
り、スイッチング損失はスイッチングしたときの電流の
大きさに応じて損失が増加するので、２相スイッチング
方法でスイッチングを停止する相をできるだけ電流が流
れている相にするようにインバータの出力電圧と電流の
位相差から選択するものである。なお、２相スイッチン
グ方法において、所定の正弦波状の出力電圧を発生する
ために、スイッチングを停止できる範囲は正弦波電圧の
位相で３０度から１５０度、および、２１０度から３３
０度の値である。通常、公知例の前者のように、正弦波
電圧の位相で６０度から１２０度、および、２４０度か
ら３００度の値をスイッチング停止することが、一般的
である。そこで、このときの２相スイッチングの位相の
ことを基準位相と呼ぶ。
【０００４】さて、基準位相に対して、２相スイッチン
グの位相を３０度から１５０度、および、２１０度から
３３０度の範囲内で出力電流の絶対値が最も大きい相を
スイッチング停止にするように、移動している。従っ
て、公知例の後者の方法を用いれば、スイッチングする
相はできるだけ電流の小さい相になるので、損失を低減
することができる。
グの位相を３０度から１５０度、および、２１０度から
３３０度の範囲内で出力電流の絶対値が最も大きい相を
スイッチング停止にするように、移動している。従っ
て、公知例の後者の方法を用いれば、スイッチングする
相はできるだけ電流の小さい相になるので、損失を低減
することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記公知例の後者の方
法は、電圧利用率の向上とスイッチング損失の低減の両
者を達成するため、インバータの出力電圧と電流の位相
差を検出、あるいは、演算する必要があり、ＰＷＭ信号
を発生する方法として、構成が複雑になるという問題点
があった。
法は、電圧利用率の向上とスイッチング損失の低減の両
者を達成するため、インバータの出力電圧と電流の位相
差を検出、あるいは、演算する必要があり、ＰＷＭ信号
を発生する方法として、構成が複雑になるという問題点
があった。
【０００６】また、電圧と電流の位相差が６０度を越え
る場合には、所定の区間だけを考えると、電流の大きい
相がスイッチングをしていることがわかった。
る場合には、所定の区間だけを考えると、電流の大きい
相がスイッチングをしていることがわかった。
【０００７】本発明の目的は、電圧利用率の向上とスイ
ッチング損失の低減を、簡単なPWM制御装置により実現
することができるインバータ装置を提供するにある。
ッチング損失の低減を、簡単なPWM制御装置により実現
することができるインバータ装置を提供するにある。
【０００８】
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の第１のものは、
ＰＷＭ信号により多相の負荷に電力を供給するインバー
タと、ＰＷＭ信号のうち、いずれか１相のＰＷＭ信号を
停止しながらインバータを制御する制御装置を備えたイ
ンバータ装置において、制御装置が、ＰＷＭ信号が停止
可能な複数の相を選択し、その選択された相のうち、相
電流が最も大きい相のＰＷＭ信号を停止してインバータ
を制御するとともに、ＰＷＭ信号を停止する相と各相の
電流の方向に応じて、予め演算された各相の電圧指令値
に追加してデッドタイム補償電圧の大きさを変えるデッ
トタイム電圧補償手段を備えていることを特徴とする。
ＰＷＭ信号により多相の負荷に電力を供給するインバー
タと、ＰＷＭ信号のうち、いずれか１相のＰＷＭ信号を
停止しながらインバータを制御する制御装置を備えたイ
ンバータ装置において、制御装置が、ＰＷＭ信号が停止
可能な複数の相を選択し、その選択された相のうち、相
電流が最も大きい相のＰＷＭ信号を停止してインバータ
を制御するとともに、ＰＷＭ信号を停止する相と各相の
電流の方向に応じて、予め演算された各相の電圧指令値
に追加してデッドタイム補償電圧の大きさを変えるデッ
トタイム電圧補償手段を備えていることを特徴とする。
【００１０】本発明の第２のものは、ＰＷＭ信号により
多相の負荷に電力を供給するインバータと、インバータ
をＰＷＭ信号で制御する制御装置を備えたインバータ装
置において、制御装置が、すべての相をＰＷＭ信号によ
り制御する回路と、少なくとも１相のＰＷＭ信号を停止
しながら制御する回路とを、インバータの出力周波数に
より切り替える切替手段を備えたことを特徴とする。
多相の負荷に電力を供給するインバータと、インバータ
をＰＷＭ信号で制御する制御装置を備えたインバータ装
置において、制御装置が、すべての相をＰＷＭ信号によ
り制御する回路と、少なくとも１相のＰＷＭ信号を停止
しながら制御する回路とを、インバータの出力周波数に
より切り替える切替手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１に
より説明する。図１が同期モータ１を３相のインバータ
２により制御し、車体４を駆動する電気自動車である。
インバータ２は直流電源（車載バッテリー）３のエネル
ギーを制御装置７により３相交流電圧に変換して同期モ
ータ１を駆動している。この同期モータは、車軸５を介
してタイヤ６ａ，６ｂにモータトルクを伝達し、車体４
を走行させることができる。運転者はアクセル９，ブレ
ーキ１０，切替スイッチ１１を操作する。アクセル９の
踏み込み量ｘa，ブレーキ１０の踏み込み量ｘb，前進，
後進，停止を指示する切替スイッチ１１の切替信号
ｘc 、および、速度センサ１２から出力される同期モー
タ１のモータ速度ωM を入力するトルク指令発生装置８
では、これらの信号に基づき、同期モータ１が出力する
トルク指令値τr を演算している。
より説明する。図１が同期モータ１を３相のインバータ
２により制御し、車体４を駆動する電気自動車である。
インバータ２は直流電源（車載バッテリー）３のエネル
ギーを制御装置７により３相交流電圧に変換して同期モ
ータ１を駆動している。この同期モータは、車軸５を介
してタイヤ６ａ，６ｂにモータトルクを伝達し、車体４
を走行させることができる。運転者はアクセル９，ブレ
ーキ１０，切替スイッチ１１を操作する。アクセル９の
踏み込み量ｘa，ブレーキ１０の踏み込み量ｘb，前進，
後進，停止を指示する切替スイッチ１１の切替信号
ｘc 、および、速度センサ１２から出力される同期モー
タ１のモータ速度ωM を入力するトルク指令発生装置８
では、これらの信号に基づき、同期モータ１が出力する
トルク指令値τr を演算している。
【００１２】制御装置７では、トルク指令値τr を電流
指令発生手段１４に入力し、よく知られたベクトル制御
方法により回転座標系の同期モータの磁極と一致したｄ
軸電流指令値ｉdrとそれに直交したｑ軸電流指令値ｉqr
を算出する。このｄ軸電流指令値ｉdrは同期モータ１の
磁極にある永久磁石の磁束を強めたり、弱めたりするた
めに用いられるので、トルク指令値τr，モータ速度ωM
により最適値が得られる。これにより、同期モータ１の
全磁束量φが決定される。この全磁束量φとｑ軸電流指
令値ｉqrの積がトルク指令値τr となるので、ｑ軸電流
指令値ｉqrはトルク指令値τr とｄ軸電流指令値ｉdrに
より決定される。
指令発生手段１４に入力し、よく知られたベクトル制御
方法により回転座標系の同期モータの磁極と一致したｄ
軸電流指令値ｉdrとそれに直交したｑ軸電流指令値ｉqr
を算出する。このｄ軸電流指令値ｉdrは同期モータ１の
磁極にある永久磁石の磁束を強めたり、弱めたりするた
めに用いられるので、トルク指令値τr，モータ速度ωM
により最適値が得られる。これにより、同期モータ１の
全磁束量φが決定される。この全磁束量φとｑ軸電流指
令値ｉqrの積がトルク指令値τr となるので、ｑ軸電流
指令値ｉqrはトルク指令値τr とｄ軸電流指令値ｉdrに
より決定される。
【００１３】同期モータ１の情報として、磁極位置検出
器１３により磁極位置θを、電流センサ１５，１６によ
りＵ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvをそれぞれ検出して、制御
装置７に入力している。座標変換手段１７では、Ｕ相電
流ｉu，Ｖ相電流ｉvを磁極位置θを用いて磁極の回転座
標系の電流、つまり、ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqに変換
している。電流制御手段１８では、ｄ軸電流指令値
ｉdr，ｑ軸電流指令値ｉqr，ｄ軸電流ｉd 、および、ｑ
軸電流ｉq を入力し、それぞれ電流指令値が実際の電流
に一致するように、ｄ軸電圧指令値ｖdrとｑ軸電圧指令
値ｖqrを電流制御演算により演算する。これらは回転座
標系の値であり、座標変換手段１９において磁極位置θ
により静止座標系のα軸電圧指令値ｖαr，β軸電圧指
令値ｖβrに変換する。
器１３により磁極位置θを、電流センサ１５，１６によ
りＵ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvをそれぞれ検出して、制御
装置７に入力している。座標変換手段１７では、Ｕ相電
流ｉu，Ｖ相電流ｉvを磁極位置θを用いて磁極の回転座
標系の電流、つまり、ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqに変換
している。電流制御手段１８では、ｄ軸電流指令値
ｉdr，ｑ軸電流指令値ｉqr，ｄ軸電流ｉd 、および、ｑ
軸電流ｉq を入力し、それぞれ電流指令値が実際の電流
に一致するように、ｄ軸電圧指令値ｖdrとｑ軸電圧指令
値ｖqrを電流制御演算により演算する。これらは回転座
標系の値であり、座標変換手段１９において磁極位置θ
により静止座標系のα軸電圧指令値ｖαr，β軸電圧指
令値ｖβrに変換する。
【００１４】図２にｖαr，ｖβr，ｖdr，ｖqr、およ
び、磁極位置θの関係をベクトル図で示す。なお、ベク
トル電圧指令値ＶR はｖαr，ｖβrのベクトル和であ
り、かつｖdr，ｖqrのベクトル和である。次に、休止相
選択手段２１，デッドタイム補償手段２２，ＰＷＭ発生
手段２０により、ｖαr，ｖβr，Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電
流ｉv を用いて、本発明の特徴である２相スイッチング
するための演算を行い、ＰＷＭ信号ＰU，ＰV，ＰW を出
力する。これにより、インバータ２を制御して同期モー
タ１を駆動している。
び、磁極位置θの関係をベクトル図で示す。なお、ベク
トル電圧指令値ＶR はｖαr，ｖβrのベクトル和であ
り、かつｖdr，ｖqrのベクトル和である。次に、休止相
選択手段２１，デッドタイム補償手段２２，ＰＷＭ発生
手段２０により、ｖαr，ｖβr，Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電
流ｉv を用いて、本発明の特徴である２相スイッチング
するための演算を行い、ＰＷＭ信号ＰU，ＰV，ＰW を出
力する。これにより、インバータ２を制御して同期モー
タ１を駆動している。
【００１５】ここで、休止相選択手段２１，デッドタイ
ム補償手段２２，ＰＷＭ発生手段２０について詳細を説
明する。この方法では、ベクトル電圧指令値ＶR の位相
により区間を６つに分割する点が重要であり、その分割
方法を図３に示す。α軸（Ｕ相軸と一致した軸）に対し
て０度から６０度ごとに、区間１から区間６までに分割
している。３相の正弦波電流を発生させるためには、線
間電圧がすべて正弦波でなければならない。この条件の
もとで２相スイッチングを行うためには、３相のうち、
最大電圧か、最小電圧の相のＰＷＭ信号を休止するしか
ない。
ム補償手段２２，ＰＷＭ発生手段２０について詳細を説
明する。この方法では、ベクトル電圧指令値ＶR の位相
により区間を６つに分割する点が重要であり、その分割
方法を図３に示す。α軸（Ｕ相軸と一致した軸）に対し
て０度から６０度ごとに、区間１から区間６までに分割
している。３相の正弦波電流を発生させるためには、線
間電圧がすべて正弦波でなければならない。この条件の
もとで２相スイッチングを行うためには、３相のうち、
最大電圧か、最小電圧の相のＰＷＭ信号を休止するしか
ない。
【００１６】つまり、相電圧が中間値である相を休止す
ることはできない。そこで、ベクトル電圧指令値ＶR が
どの区間にあるかによってＰＷＭ信号を休止できる相は
常に２つの相に決定される。例えば、区間１では、常に
相電圧の最大値はＵ相、最小値はＷ相なので、Ｕ相電圧
をインバータ出力電圧の最大値ＶMAX とするか、Ｗ相電
圧を最小値−ＶMAX とするかのいずれかによってＰＷＭ
信号を休止し、２相スイッチングを行うしかない。
ることはできない。そこで、ベクトル電圧指令値ＶR が
どの区間にあるかによってＰＷＭ信号を休止できる相は
常に２つの相に決定される。例えば、区間１では、常に
相電圧の最大値はＵ相、最小値はＷ相なので、Ｕ相電圧
をインバータ出力電圧の最大値ＶMAX とするか、Ｗ相電
圧を最小値−ＶMAX とするかのいずれかによってＰＷＭ
信号を休止し、２相スイッチングを行うしかない。
【００１７】つまり、区間１ではＵ相，Ｗ相のうち、そ
の相を流れている電流の絶対値が大きいほうの相のＰＷ
Ｍ信号を休止すれば、常にスイッチング損失は小さくな
る。いずれの区間でも同様の考え方で損失低減を図るこ
とができる。
の相を流れている電流の絶対値が大きいほうの相のＰＷ
Ｍ信号を休止すれば、常にスイッチング損失は小さくな
る。いずれの区間でも同様の考え方で損失低減を図るこ
とができる。
【００１８】休止相選択手段２１において、この考え方
をもとに行う演算方法を図４に示す。ステップ１０１か
らステップ１０４、及び、ステップ１１１が図３の区間
判定を行うフローチャートである。ステップ１０１でｖ
βrの符号を判定することで、区間１から区間３まで
と、区間４から区間６までを判別できる。ｖβrの符号
が正の場合、ステップ１０２においてｖαrとｖβr／√
３ を比較する。ｖαrのほうが大きければ、区間１であ
ると判断し、ステップ１０５にとぶ。ｖαr のほうが小
さい場合には、ステップ１０４で区間２か、区間３かの
判断を、ｖαr と−ｖβr／√３の比較により行う。ｖ
αrが大きい場合には区間２と判断してステップ１０６
に、ｖαr が小さい場合には区間３と判断してステップ
１０７にジャンプする。ステップ１０１においてｖβr
が負と判断した場合には、同様の処理をステップ１０
３，ステップ１１１で行い、区間４，区間５，区間６を
判断し、それぞれステップ１１２，１１３，１１４にと
ぶ。区間１と判断したときに行うステップ１０５では、
Ｕ相電流ｉuとＷ相電流ｉwの絶対値の比較を行ってい
る。なお、図１の実施例ではＷ相電流ｉw を入力してい
ないので、
をもとに行う演算方法を図４に示す。ステップ１０１か
らステップ１０４、及び、ステップ１１１が図３の区間
判定を行うフローチャートである。ステップ１０１でｖ
βrの符号を判定することで、区間１から区間３まで
と、区間４から区間６までを判別できる。ｖβrの符号
が正の場合、ステップ１０２においてｖαrとｖβr／√
３ を比較する。ｖαrのほうが大きければ、区間１であ
ると判断し、ステップ１０５にとぶ。ｖαr のほうが小
さい場合には、ステップ１０４で区間２か、区間３かの
判断を、ｖαr と−ｖβr／√３の比較により行う。ｖ
αrが大きい場合には区間２と判断してステップ１０６
に、ｖαr が小さい場合には区間３と判断してステップ
１０７にジャンプする。ステップ１０１においてｖβr
が負と判断した場合には、同様の処理をステップ１０
３，ステップ１１１で行い、区間４，区間５，区間６を
判断し、それぞれステップ１１２，１１３，１１４にと
ぶ。区間１と判断したときに行うステップ１０５では、
Ｕ相電流ｉuとＷ相電流ｉwの絶対値の比較を行ってい
る。なお、図１の実施例ではＷ相電流ｉw を入力してい
ないので、
【００１９】
【数１】ｉw＝−(ｉu＋ｉv） の関係から求めている。ｉu の絶対値が（ｉu＋ｉv）の
絶対値より大きい場合には、Ｕ相電圧を最大値ＶMAX と
するため、ステップ１０８で制御モードＳ＝１とする。
そうでない場合には、Ｗ相電圧を最小値−ＶMAX とする
ため、ステップ１０９で制御モードＳ＝２とする。同様
の演算をステップ１０６,１０７,１１２，１１３，１１
４で行う。制御モードＳ＝３から６までは、それぞれＶ
相電圧を最大値ＶMAX ，Ｕ相電圧を最小値−ＶMAX，Ｗ
相電圧を最大値ＶMAX，Ｖ相電圧を最小値−ＶMAX とす
るための設定値であり、デッドタイム補償手段２２，Ｐ
ＷＭ発生手段２０の演算で用いている。以上のように、
休止相選択手段２１において、電圧指令の区間と制御モ
ードＳを演算することにより、その区間で最もスイッチ
ング損失が少なくなる相を休止するために選択できる。
絶対値より大きい場合には、Ｕ相電圧を最大値ＶMAX と
するため、ステップ１０８で制御モードＳ＝１とする。
そうでない場合には、Ｗ相電圧を最小値−ＶMAX とする
ため、ステップ１０９で制御モードＳ＝２とする。同様
の演算をステップ１０６,１０７,１１２，１１３，１１
４で行う。制御モードＳ＝３から６までは、それぞれＶ
相電圧を最大値ＶMAX ，Ｕ相電圧を最小値−ＶMAX，Ｗ
相電圧を最大値ＶMAX，Ｖ相電圧を最小値−ＶMAX とす
るための設定値であり、デッドタイム補償手段２２，Ｐ
ＷＭ発生手段２０の演算で用いている。以上のように、
休止相選択手段２１において、電圧指令の区間と制御モ
ードＳを演算することにより、その区間で最もスイッチ
ング損失が少なくなる相を休止するために選択できる。
【００２０】なお、演算で等号のときの判断について
は、一方の区間に固定せずに平均化する方法を採ること
もできる。
は、一方の区間に固定せずに平均化する方法を採ること
もできる。
【００２１】次に、デッドタイム補償手段２２の詳細を
図５のフローチャートを用いて説明する。デッドタイム
補償手段２２には、制御モードＳ，Ｕ相電流ｉu 、およ
び、Ｖ相電流ｉv を入力している。ステップ１２１で
は、制御モードＳを判断し、Ｓ＝１，４のときステップ
１２２に、Ｓ＝２，５のときステップ１２３に、Ｓ＝
３，６のときステップ１２４に、それぞれジャンプす
る。Ｓ＝１，４の場合には、Ｕ相を休止するので、他の
相がＰＷＭ制御することになる。そこで、Ｖ相とＷ相に
ついてステップ１２２からステップ１２８までの演算に
よりデッドタイム補償を行う。ステップ１２２でＶ相電
流ｉV の符号を判断する。正の場合にはステップ１２３
において、Ｖ相補償電圧Ｖ2 をデッドタイム補償電圧Ｖ
onとする。Ｖ相電流ｉV が負の場合には、ステップ１２
４でＶ2 を−Ｖonとする。これにより、ＰＷＭ信号のデ
ッドタイム期間の影響で電流の方向により相電圧が電圧
指令値からずれることを補償できる。
図５のフローチャートを用いて説明する。デッドタイム
補償手段２２には、制御モードＳ，Ｕ相電流ｉu 、およ
び、Ｖ相電流ｉv を入力している。ステップ１２１で
は、制御モードＳを判断し、Ｓ＝１，４のときステップ
１２２に、Ｓ＝２，５のときステップ１２３に、Ｓ＝
３，６のときステップ１２４に、それぞれジャンプす
る。Ｓ＝１，４の場合には、Ｕ相を休止するので、他の
相がＰＷＭ制御することになる。そこで、Ｖ相とＷ相に
ついてステップ１２２からステップ１２８までの演算に
よりデッドタイム補償を行う。ステップ１２２でＶ相電
流ｉV の符号を判断する。正の場合にはステップ１２３
において、Ｖ相補償電圧Ｖ2 をデッドタイム補償電圧Ｖ
onとする。Ｖ相電流ｉV が負の場合には、ステップ１２
４でＶ2 を−Ｖonとする。これにより、ＰＷＭ信号のデ
ッドタイム期間の影響で電流の方向により相電圧が電圧
指令値からずれることを補償できる。
【００２２】同様に、ステップ１２５からステップ１２
７まではＷ相についてのデッドタイム補償演算であり、
Ｗ相補償電圧Ｖ3 を演算している。なお、ステップ１２
８において、Ｕ相補償電圧Ｖ1 を０としているのは、Ｕ
相はＰＷＭ制御を行わないため、デッドタイムによる電
圧の低下がないためである。これにより、２相スイッチ
ング動作の場合でもデッドタイムの影響を受けることな
く、線間電圧を歪がない所定の正弦波にすることができ
る。ステップ１２９からステップ１３５までの演算がＷ
相を休止するときのデッドタイム補償，ステップ１３６
からステップ１４２までの演算がＶ相を休止するときの
デッドタイム補償であるが、Ｕ相の場合と同じ考え方な
ので説明を省略する。
７まではＷ相についてのデッドタイム補償演算であり、
Ｗ相補償電圧Ｖ3 を演算している。なお、ステップ１２
８において、Ｕ相補償電圧Ｖ1 を０としているのは、Ｕ
相はＰＷＭ制御を行わないため、デッドタイムによる電
圧の低下がないためである。これにより、２相スイッチ
ング動作の場合でもデッドタイムの影響を受けることな
く、線間電圧を歪がない所定の正弦波にすることができ
る。ステップ１２９からステップ１３５までの演算がＷ
相を休止するときのデッドタイム補償，ステップ１３６
からステップ１４２までの演算がＶ相を休止するときの
デッドタイム補償であるが、Ｕ相の場合と同じ考え方な
ので説明を省略する。
【００２３】ＰＷＭ発生手段２０では、制御モードＳ，
ｖαr，ｖβr，Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 を用いて図６に示す処理
を行っている。ステップ１５１で制御モードＳの判定を
行い、Ｓ＝１から６までの値により、ステップ１５２か
らステップ１５７に振り分けられる。Ｓ＝１のときに
は、Ｕ相電圧指令を最大値ＶMAX 、つまり、Ｕ相の上ア
ームのスイッチング素子をオン状態にすればよいので、
ステップ１５２の演算を行う。この意味をベクトル図で
表すと、図７（ａ）のようになる。ＶU＝ＶMAXとなって
いるとき、ベクトル電圧指令値ＶR を発生するために
は、ＶV ，ＶW は一義的に決定される。また、図７
（ｂ）に示すように、ベクトル電圧指令値ＶR が同じで
も制御モードＳ＝２の場合には、図６のステップ１５３
の演算方法になる。この場合、Ｗ相の下アームのスイッ
チング素子がオン状態になっており、これに適した
ＶU，ＶVが図７（ｂ）のように演算される。
ｖαr，ｖβr，Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3 を用いて図６に示す処理
を行っている。ステップ１５１で制御モードＳの判定を
行い、Ｓ＝１から６までの値により、ステップ１５２か
らステップ１５７に振り分けられる。Ｓ＝１のときに
は、Ｕ相電圧指令を最大値ＶMAX 、つまり、Ｕ相の上ア
ームのスイッチング素子をオン状態にすればよいので、
ステップ１５２の演算を行う。この意味をベクトル図で
表すと、図７（ａ）のようになる。ＶU＝ＶMAXとなって
いるとき、ベクトル電圧指令値ＶR を発生するために
は、ＶV ，ＶW は一義的に決定される。また、図７
（ｂ）に示すように、ベクトル電圧指令値ＶR が同じで
も制御モードＳ＝２の場合には、図６のステップ１５３
の演算方法になる。この場合、Ｗ相の下アームのスイッ
チング素子がオン状態になっており、これに適した
ＶU，ＶVが図７（ｂ）のように演算される。
【００２４】図６のステップ１５４からステップ１５７
についても同様である。ステップ１５８はデッドタイム
補償手段２２で演算された各相の補償電圧を加算し、こ
れをもとに各相のＰＷＭ信号ＰU，ＰV，ＰWを発生して
いる。以上の処理を行うことにより、線間電圧が正弦波
となる２相スイッチングの条件の下で、選択できる相の
うち、常に相電流が最も大きい相のスイッチングを休止
できるので、スイッチング損失を常に最小にすることが
できる。また、２相スイッチングに適したデッドタイム
補償を行うことができるので、電流波形をほぼ正弦波状
に保持できる特徴を持っている。
についても同様である。ステップ１５８はデッドタイム
補償手段２２で演算された各相の補償電圧を加算し、こ
れをもとに各相のＰＷＭ信号ＰU，ＰV，ＰWを発生して
いる。以上の処理を行うことにより、線間電圧が正弦波
となる２相スイッチングの条件の下で、選択できる相の
うち、常に相電流が最も大きい相のスイッチングを休止
できるので、スイッチング損失を常に最小にすることが
できる。また、２相スイッチングに適したデッドタイム
補償を行うことができるので、電流波形をほぼ正弦波状
に保持できる特徴を持っている。
【００２５】図８は誘導モータ２３を用いた電気自動車
に適用したときの他の実施例である。図８が図１と異な
る点について説明する。最適界磁制御演算手段２５はト
ルク指令値τrとモータ速度ωMから磁束を発生するｄ軸
電流指令値ｉdrを演算する。誘導モータの場合、磁束は
すべてこのｄ軸電流指令値ｉdrで発生しなければならな
いが、トルクが小さいときには磁束を弱めることにより
損失の低減を図ることが知られている。この弱め界磁制
御を２相スイッチングと組み合わせることにより、さら
にスイッチング損失を低減することができる。つまり、
弱め界磁制御を行うことにより、誘導モータ２３の電圧
と電流の位相差を小さくすることができるので、２相ス
イッチングで休止できる相が最も電流が流れる期間が増
大する。そのため、スイッチング損失をより低減できる
ことになる。
に適用したときの他の実施例である。図８が図１と異な
る点について説明する。最適界磁制御演算手段２５はト
ルク指令値τrとモータ速度ωMから磁束を発生するｄ軸
電流指令値ｉdrを演算する。誘導モータの場合、磁束は
すべてこのｄ軸電流指令値ｉdrで発生しなければならな
いが、トルクが小さいときには磁束を弱めることにより
損失の低減を図ることが知られている。この弱め界磁制
御を２相スイッチングと組み合わせることにより、さら
にスイッチング損失を低減することができる。つまり、
弱め界磁制御を行うことにより、誘導モータ２３の電圧
と電流の位相差を小さくすることができるので、２相ス
イッチングで休止できる相が最も電流が流れる期間が増
大する。そのため、スイッチング損失をより低減できる
ことになる。
【００２６】すべり角周波数演算手段２６は誘導モータ
２３のすべり角周波数ωS を、磁束位相演算手段２７は
モータ速度ωM とすべり角周波数ωS の和である１次角
周波数ω0 から磁束位相θをそれぞれ求めるためのもの
であるが、一般に良く知られている技術である。座標変
換手段２４は磁束位相θにより、ｄ軸電流指令値ｉdr，
ｑ軸電流指令値ｉqrをＵ相電流指令値ｉur，Ｖ相電流指
令値ｉvrに変換している。デッドタイム補償手段２２で
は、Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvの代わりに、Ｕ相電流指
令値ｉur，Ｖ相電流指令値ｉvrを用いて図５のデッドタ
イム補償演算を行う。これにより、電流検出ノイズによ
る制御系の外乱を防止できるので、より安定で効率の良
い制御を行うことができる。
２３のすべり角周波数ωS を、磁束位相演算手段２７は
モータ速度ωM とすべり角周波数ωS の和である１次角
周波数ω0 から磁束位相θをそれぞれ求めるためのもの
であるが、一般に良く知られている技術である。座標変
換手段２４は磁束位相θにより、ｄ軸電流指令値ｉdr，
ｑ軸電流指令値ｉqrをＵ相電流指令値ｉur，Ｖ相電流指
令値ｉvrに変換している。デッドタイム補償手段２２で
は、Ｕ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉvの代わりに、Ｕ相電流指
令値ｉur，Ｖ相電流指令値ｉvrを用いて図５のデッドタ
イム補償演算を行う。これにより、電流検出ノイズによ
る制御系の外乱を防止できるので、より安定で効率の良
い制御を行うことができる。
【００２７】また、休止相選択手段２１では誘導モータ
に適した処理方法を行っている。
に適した処理方法を行っている。
【００２８】図９にその方法を示す。ステップ１０１か
ら１０４まで、および、ステップ１１１は図４と同じで
ある。ステップ１６０から１６５まではすべて同じ処理
を行っている。例えば、区間１でｑ軸電流指令値ｉqrが
正である場合には制御モードＳを１とし、負の場合には
制御モードＳを２としている。ｑ軸電流指令値ｉqrが正
ということは誘導モータ２３が力行であることを意味し
ている。そのときの電圧と電流の位相差は多くの誘導モ
ータの場合弱め界磁制御を行っても３０度以下になるこ
とは少ない。
ら１０４まで、および、ステップ１１１は図４と同じで
ある。ステップ１６０から１６５まではすべて同じ処理
を行っている。例えば、区間１でｑ軸電流指令値ｉqrが
正である場合には制御モードＳを１とし、負の場合には
制御モードＳを２としている。ｑ軸電流指令値ｉqrが正
ということは誘導モータ２３が力行であることを意味し
ている。そのときの電圧と電流の位相差は多くの誘導モ
ータの場合弱め界磁制御を行っても３０度以下になるこ
とは少ない。
【００２９】そこで、区間１では力行のとき、位相差が
３０度以上なのでＷ相電流の絶対値よりもＵ相電流の絶
対値が大きい。そのため、ステップ１０８でＳ＝１とし
ている。また、ｉqrが負の場合には回生であり、位相差
が９０度を越え、１２０度以上になるので、Ｕ相電流の
絶対値よりもＷ相電流の絶対値が大きい可能性が高い。
以上のことから、より簡単な演算によりスイッチング損
失を低減することができる。
３０度以上なのでＷ相電流の絶対値よりもＵ相電流の絶
対値が大きい。そのため、ステップ１０８でＳ＝１とし
ている。また、ｉqrが負の場合には回生であり、位相差
が９０度を越え、１２０度以上になるので、Ｕ相電流の
絶対値よりもＷ相電流の絶対値が大きい可能性が高い。
以上のことから、より簡単な演算によりスイッチング損
失を低減することができる。
【００３０】さらに、ＰＷＭ発生手段２０では、図１０
の演算を行っている。つまり、１次角周波数ω1 が２相
／３相切替角周波数ωCNG 以上とステップ１７１で判断
したとき、３相の一般的にスイッチングに切替るため、
ステップ１７２の処理を行う。１次角周波数ω1 が２相
／３相切替角周波数ωCNG より小さい場合には、ステッ
プ１７３で図６の処理を行う。このような処理を行うこ
とにより、電気自動車のように高速回転モータを駆動す
る高周波インバータにおいて、高周波電流制御の電流脈
動の劣化を防止することができる。従って、本実施例を
用いれば、スイッチング損失の低減をさらに図ることが
できるとともに、電流制御の安定性を確保できる。
の演算を行っている。つまり、１次角周波数ω1 が２相
／３相切替角周波数ωCNG 以上とステップ１７１で判断
したとき、３相の一般的にスイッチングに切替るため、
ステップ１７２の処理を行う。１次角周波数ω1 が２相
／３相切替角周波数ωCNG より小さい場合には、ステッ
プ１７３で図６の処理を行う。このような処理を行うこ
とにより、電気自動車のように高速回転モータを駆動す
る高周波インバータにおいて、高周波電流制御の電流脈
動の劣化を防止することができる。従って、本実施例を
用いれば、スイッチング損失の低減をさらに図ることが
できるとともに、電流制御の安定性を確保できる。
【００３１】図１１は永久磁石を有する永久磁石同期モ
ータ２９を用いて界磁制御を行う２相スイッチングの実
施例であり、図８が誘導モータ２３であるのに対して、
図１１は永久磁石同期モータ２９である点が異なる。図
１１の実施例の特徴である界磁制御手段２８について説
明する。界磁制御手段２８がトルク指令値τrとモータ
速度ωMを入力する点は、図６の最適界磁制御演算手段
２５と同じである。永久磁石同期モータ２９の場合、ｄ
軸電流指令値ｉdrが０でも磁束があるので駆動すること
ができるが、ｄ軸電流指令値ｉdrを変化させることによ
り、高速回転領域まで駆動したり、弱め界磁制御により
効率の向上を図ることができる。
ータ２９を用いて界磁制御を行う２相スイッチングの実
施例であり、図８が誘導モータ２３であるのに対して、
図１１は永久磁石同期モータ２９である点が異なる。図
１１の実施例の特徴である界磁制御手段２８について説
明する。界磁制御手段２８がトルク指令値τrとモータ
速度ωMを入力する点は、図６の最適界磁制御演算手段
２５と同じである。永久磁石同期モータ２９の場合、ｄ
軸電流指令値ｉdrが０でも磁束があるので駆動すること
ができるが、ｄ軸電流指令値ｉdrを変化させることによ
り、高速回転領域まで駆動したり、弱め界磁制御により
効率の向上を図ることができる。
【００３２】また、電気自動車では必要に応じて磁束を
強めて高トルクを発生することも可能である。このよう
にすると、永久磁石モータ２９の力率が変化するが、界
磁制御手段２８では、力率が遅れ、進みともに０.８７
以内になるようにｄ軸電流指令値ｉdrを演算している。
この演算により、永久磁石モータ２９の電圧と電流の位
相差を常に±３０度以内にすることができる。このよう
に制御した状態で、休止相選択手段２１において図４に
示す処理を行うと、３相の電流のうち常に最も絶対値が
大きい電流の相を、スイッチング休止の相として選択す
ることができる。
強めて高トルクを発生することも可能である。このよう
にすると、永久磁石モータ２９の力率が変化するが、界
磁制御手段２８では、力率が遅れ、進みともに０.８７
以内になるようにｄ軸電流指令値ｉdrを演算している。
この演算により、永久磁石モータ２９の電圧と電流の位
相差を常に±３０度以内にすることができる。このよう
に制御した状態で、休止相選択手段２１において図４に
示す処理を行うと、３相の電流のうち常に最も絶対値が
大きい電流の相を、スイッチング休止の相として選択す
ることができる。
【００３３】従って、図１１の実施例を用いれば、常に
スイッチング損失を最小にする２相スイッチング方法を
選択できるので、システムの効率向上を図ることができ
る。図１２に示す電気自動車は界磁制御を行わないとき
の他と異なる実施例である。ｄ軸電流指令値手段３０で
は、ｄ軸電流指令値ｉdr＝０で一定の値を出力してい
る。この場合には、永久磁石同期モータ２９の力率をほ
ぼ１とすることができるので、休止相選択手段２１は他
の実施例と異なり、電流に関する情報を入力していな
い。その処理方法は図１３のように簡単になっている。
スイッチング損失を最小にする２相スイッチング方法を
選択できるので、システムの効率向上を図ることができ
る。図１２に示す電気自動車は界磁制御を行わないとき
の他と異なる実施例である。ｄ軸電流指令値手段３０で
は、ｄ軸電流指令値ｉdr＝０で一定の値を出力してい
る。この場合には、永久磁石同期モータ２９の力率をほ
ぼ１とすることができるので、休止相選択手段２１は他
の実施例と異なり、電流に関する情報を入力していな
い。その処理方法は図１３のように簡単になっている。
【００３４】図１３において、ステップ１８１でｖαr
の符号を判定し、正の場合にはステップ１８２に、負の
場合にはステップ１８４にジャンプする。ステップ１８
２において、ｖβrがｖαr／√３ 以上の場合には制御
モードＳ＝２としている。
の符号を判定し、正の場合にはステップ１８２に、負の
場合にはステップ１８４にジャンプする。ステップ１８
２において、ｖβrがｖαr／√３ 以上の場合には制御
モードＳ＝２としている。
【００３５】ｖβrがｖαr／√３より小さい場合にはス
テップ１８３でｖβrとｖαr／√３の比較を行い、制御
モードＳ＝１か、６の判断を行っている。ステップ１８
４，１８５についても同様であり、この判断により、図
１４に示す電圧ベクトルの領域に分けていることにな
る。この方法は、電圧指令だけで２相スイッチングの休
止相を選択しているので、処理が非常に簡単になってい
る。
テップ１８３でｖβrとｖαr／√３の比較を行い、制御
モードＳ＝１か、６の判断を行っている。ステップ１８
４，１８５についても同様であり、この判断により、図
１４に示す電圧ベクトルの領域に分けていることにな
る。この方法は、電圧指令だけで２相スイッチングの休
止相を選択しているので、処理が非常に簡単になってい
る。
【００３６】ここで、永久磁石同期モータ２９の力率を
ほぼ１に制御する方法を採用することで、２相スイッチ
ングの選択方法を容易にしながらスイッチング損失を最
小にできる特徴が得られる。従って、本実施例を用いれ
ば、さらに簡単な方法でスイッチング損失を低減し、効
率を向上できる。
ほぼ１に制御する方法を採用することで、２相スイッチ
ングの選択方法を容易にしながらスイッチング損失を最
小にできる特徴が得られる。従って、本実施例を用いれ
ば、さらに簡単な方法でスイッチング損失を低減し、効
率を向上できる。
【００３７】以上が、本発明の一実施例であり、制御装
置７としてマイクロコンピュータを用いてソフトウェア
処理することを念頭において記述しているが、ディジタ
ル回路によるハードウェア処理、アナログ回路などで実
現できることはいうまでもない。また、上記の実施例で
複数の異なる方法を述べたが、これらを組み合わせて実
施することも可能である。
置７としてマイクロコンピュータを用いてソフトウェア
処理することを念頭において記述しているが、ディジタ
ル回路によるハードウェア処理、アナログ回路などで実
現できることはいうまでもない。また、上記の実施例で
複数の異なる方法を述べたが、これらを組み合わせて実
施することも可能である。
【００３８】
【発明の効果】本発明によれば、ＰＷＭ信号が停止可能
な複数の相を選択し、その選択された相のうち、相電流
が最も大きい相のＰＷＭ信号を停止してインバータを制
御するようにしたので、従来の２相スイッチング方法よ
りも電流の少ない相をＰＷＭ制御することができる。従
って、スイッチング損失を低減し、高効率の運転ができ
るインバータ装置を提供することができる。しかも、本
発明によれば、ＰＷＭ信号を停止する相と各相の電流の
方向に応じて、予め演算された各相の電圧指令値に追加
してデッドタイム補償電圧の大きさを変えるデットタイ
ム電圧補償手段を備えているので、２相スイッチング動
作の場合でもデッドタイムの影響を受けることなく、線
間電圧を歪がない所定の正弦波にすることができる。
な複数の相を選択し、その選択された相のうち、相電流
が最も大きい相のＰＷＭ信号を停止してインバータを制
御するようにしたので、従来の２相スイッチング方法よ
りも電流の少ない相をＰＷＭ制御することができる。従
って、スイッチング損失を低減し、高効率の運転ができ
るインバータ装置を提供することができる。しかも、本
発明によれば、ＰＷＭ信号を停止する相と各相の電流の
方向に応じて、予め演算された各相の電圧指令値に追加
してデッドタイム補償電圧の大きさを変えるデットタイ
ム電圧補償手段を備えているので、２相スイッチング動
作の場合でもデッドタイムの影響を受けることなく、線
間電圧を歪がない所定の正弦波にすることができる。
【００３９】特に、本発明を電気自動車に適用した場合
には、界磁制御と組み合わせることにより、さらに効率
を向上できる効果を持っている。
には、界磁制御と組み合わせることにより、さらに効率
を向上できる効果を持っている。
【図１】本発明の一実施例で、同期モータにより車体を
駆動する電気自動車駆動回路図である。
駆動する電気自動車駆動回路図である。
【図２】同実施例における同期モータのベクトル電圧指
令値をα−β軸の静止座標系とｄ−ｑ軸の回転座標系か
ら見たときのベクトル図である。
令値をα−β軸の静止座標系とｄ−ｑ軸の回転座標系か
ら見たときのベクトル図である。
【図３】同実施例における２相スイッチングの演算方法
を簡単に行うために電圧指令値を６つの区間に分けるた
めのベクトル図である。
を簡単に行うために電圧指令値を６つの区間に分けるた
めのベクトル図である。
【図４】同実施例における休止相選択手段で、スイッチ
ングを休止する相のスイッチング素子を決定する処理内
容を示したフローチャートである。
ングを休止する相のスイッチング素子を決定する処理内
容を示したフローチャートである。
【図５】同実施例におけるデッドタイム補償手段の２相
スイッチングのためのデッドタイム補償を演算するフロ
ーチャートである。
スイッチングのためのデッドタイム補償を演算するフロ
ーチャートである。
【図６】同実施例におけるＰＷＭ発生手段において、２
相スイッチングを行うための各相の電圧指令値を演算す
るフローチャートである。
相スイッチングを行うための各相の電圧指令値を演算す
るフローチャートである。
【図７】図６の各相の電圧指令値の演算内容の意味を説
明する電圧ベクトル図である。
明する電圧ベクトル図である。
【図８】同実施例における誘導モータを用いた電気自動
車に適用したとき駆動回路図である。
車に適用したとき駆動回路図である。
【図９】図８の休止相選択手段の処理方法を示し、ｑ軸
電流指令値により休止する相のスイッチング素子を決定
するためのフローチャートである。
電流指令値により休止する相のスイッチング素子を決定
するためのフローチャートである。
【図１０】同実施例における１次角周波数により３相ス
イッチングと２相スイッチングを切替るフローチャート
である。
イッチングと２相スイッチングを切替るフローチャート
である。
【図１１】同実施例における永久磁石同期モータを用い
て界磁制御を行ったときの駆動回路図である。
て界磁制御を行ったときの駆動回路図である。
【図１２】同実施例における常に力率をほぼ１に制御し
ながら２相スイッチングするときの駆動回路図である。
ながら２相スイッチングするときの駆動回路図である。
【図１３】図１２の実施例を行うときの休止相選択手段
２１の処理方法を示したフローチャートである。
２１の処理方法を示したフローチャートである。
【図１４】図１３の制御モードの領域を示す電圧ベクト
ル図である。
ル図である。
１…同期モータ、２…インバータ、３…直流電源、４…
車体、５…車軸、６ａ，６ｂ…タイヤ、７…制御装置、
８…トルク指令発生装置、９…アクセル、１０…ブレー
キ、１１…切替スイッチ、１２…速度センサ、１３…磁
極位置検出器、１４…電流指令発生手段、１５，１６…
電流センサ、１７，１９，２４…座標変換手段、１８…
電流制御手段、２０…ＰＷＭ発生手段、２１…休止相選
択手段、２２…デッドタイム補償手段、２３…誘導モー
タ、２５…最適界磁制御演算手段、２６…すべり角周波
数演算手段、２７…磁束位相演算手段、２８…界磁制御
手段、２９…永久磁石同期モータ、３０…ｄ軸電流指令
値手段。
車体、５…車軸、６ａ，６ｂ…タイヤ、７…制御装置、
８…トルク指令発生装置、９…アクセル、１０…ブレー
キ、１１…切替スイッチ、１２…速度センサ、１３…磁
極位置検出器、１４…電流指令発生手段、１５，１６…
電流センサ、１７，１９，２４…座標変換手段、１８…
電流制御手段、２０…ＰＷＭ発生手段、２１…休止相選
択手段、２２…デッドタイム補償手段、２３…誘導モー
タ、２５…最適界磁制御演算手段、２６…すべり角周波
数演算手段、２７…磁束位相演算手段、２８…界磁制御
手段、２９…永久磁石同期モータ、３０…ｄ軸電流指令
値手段。
フロントページの続き (72)発明者 田島 文男 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 片田 寛 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所 自動車機器事業 部内 (56)参考文献 特開 平７−46855（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−14577（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−147782（ＪＰ，Ａ) 米国特許4321663（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 B60L 9/16 H02M 7/537 H02P 7/63 H02P 21/00
Claims (3)
- 【請求項１】ＰＷＭ信号により多相の負荷に電力を供給
するインバータと、前記ＰＷＭ信号のうち、いずれか１
相のＰＷＭ信号を停止しながら前記インバータを制御す
る制御装置を備えたインバータ装置において、前記制御
装置は、前記ＰＷＭ信号が停止可能な複数の相を選択
し、その選択された相のうち、相電流が最も大きい相の
ＰＷＭ信号を停止してインバータを制御するとともに、
前記ＰＷＭ信号を停止する相と各相の電流の方向に応じ
て、予め演算された各相の電圧指令値に追加してデッド
タイム補償電圧の大きさを変えるデットタイム電圧補償
手段を備えていることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】請求項１に記載されたインバータ装置にお
いて、前記相電流は前記負荷に流すべき電流指令値によ
り推定することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】ＰＷＭ信号により多相の負荷に電力を供給
するインバータと、前記インバータをＰＷＭ信号で制御
する制御装置を備えたインバータ装置において、前記制
御装置は、すべての相を前記ＰＷＭ信号により制御する
回路と、少なくとも１相のＰＷＭ信号を停止しながら制
御する回路とを、前記インバータの出力周波数により切
り替える切替手段を備えたことを特徴とするインバータ
装置。
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
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| JP3259626B2 true JP3259626B2 (ja) | 2002-02-25 |
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| JP04243296A Expired - Fee Related JP3259626B2 (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | インバータ装置および電気車制御装置 |
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- 1996-02-29 JP JP04243296A patent/JP3259626B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-02-28 US US08/808,809 patent/US5990657A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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