JP2018042307A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】より高い精度で回転位置を推定できるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】実施形態のモータ制御装置は、多相同期モータの巻線の少なくとも２相に対して駆動回路により通電が行われている際に前記２相の電流の変化量を求め、これら２相の電流の変化量から線間電流の変化量を求める線間電流変化検出部と、前記線間電流の変化量を閾値と比較することで、前記変化量のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部と、このゼロクロス点検出部によるゼロクロス点の検出タイミングを、当該タイミングと真のゼロクロス点との差に基づいて補正する検出タイミング補正部と、この検出タイミング補正部により補正された検出タイミングに基づいて、前記駆動回路による通電を制御する通電制御部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、多相同期モータを制御対象とするモータ制御装置に関する。

例えば特許文献１には、多相回転機に接続される電力変換回路のスイッチング素子を操作して行う回転制御に対し制御性を高く維持することを目的とした以下のような構成が開示されている。シャント抵抗の電圧降下量ｒｕ，ｒｖ，ｒｗに基づき電動機を流れる線間電流の極性を検出し、線間電流の変化量の極性を検出する。これらの検出結果に基づき、線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを一致させるように、指令電圧の位相を設定する。

特開２００８−２７８７３６号公報

一般に、線間電流の変化量等のゼロクロス点を検出する際には、チャタリング等の影響を回避するため、閾値との比較を複数回行う必要がある。そして、変化量の極性が変化した状態が複数回連続した時点で、ゼロクロス点の検出を確定することになる。しかしながら、このような手法を採用すると、ゼロクロス点が検出されるタイミングは、真のゼロクロス点よりも必然的に遅れることになる。したがって、検出されたゼロクロス点に基づき推定されるモータの回転位置に誤差が生じ、制御に支障を来すおそれがある。
そこで、より高い精度で回転位置を推定できるモータ制御装置を提供する。

実施形態のモータ制御装置は、多相同期モータの巻線の少なくとも２相に対して駆動回路により通電が行われている際に前記２相の電流の変化量を求め、これら２相の電流の変化量から線間電流の変化量を求める線間電流変化検出部と、
前記線間電流の変化量を閾値と比較することで、前記変化量のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部と、
このゼロクロス点検出部によるゼロクロス点の検出タイミングを、当該タイミングと真のゼロクロス点との差に基づいて補正する検出タイミング補正部と、
この検出タイミング補正部により補正された検出タイミングに基づいて、前記駆動回路による通電を制御する通電制御部とを備える。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す図 制御装置の詳細な構成を示す機能ブロック図 位置推定原理を説明するため、インバータ回路のスイッチング状態を示す図 図３の状態に対応する等価回路図 本実施形態の作用を説明する図 本実施形態の作用をハードウェア的なモデルで説明する図 変化極性検出部の処理内容を示すフローチャート 実機に適用した場合の各信号波形を示す図 第２実施形態であり、変化極性検出部の処理内容を示すフローチャート 第３実施形態であり、その作用をハードウェア的なモデルで説明する図 変化極性検出部の処理内容を示すフローチャート 第４実施形態であり、変化極性検出部の処理内容を示すフローチャート

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図７を参照して説明する。図１に示すように、モータ１は、埋め込み型永久磁石多相同期モータである。モータ１の各相巻線には、インバータ回路２の各相出力端子が接続されている。インバータ回路２は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる６個のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を３相ブリッジ接続して構成されており、バッテリ３より供給される直流電源を交流に変換してモータ１に通電する。インバータ回路２は駆動回路に相当する。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、それぞれ並列にフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。また、バッテリ３には、平滑コンデンサ４及び電圧計５が並列に接続されている。

スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６とバッテリ３の負側端子との間には、それぞれシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗが接続されている。制御装置１０は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの端子電圧ｒｕ，ｒｖ，ｒｗをＡ／Ｄ変換して読込むことでモータ１の各相電流を検出する。そして、制御装置１０は、検出した各相電流等に基づき、ゲート駆動回路６ｕｐ〜６ｗｎを介してスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のゲートにゲート駆動信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを出力し、それらをスイッチング制御する。

図２に示すように、制御装置１０の振幅設定部１１は、外部より入力されるモータ１の速度指令値ωｄにゲインＫωを乗じて生成した、各相の指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の振幅Ｖｍを出力する。指令電圧設定部１２は、振幅設定部１１より入力される振幅Ｖｍ，速度指令値ωｄ、及び後述する位相設定部１６より入力される位相φに基づき、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１を生成する。

次段のデューティ信号生成部１３は、指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１をバッテリ３の電圧ＶＢの１／２で除して規格化したデューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１を生成する。２相変調部１４は、デューティ信号Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１の各相間の差を維持しながら、これらのうちの最小となるものをバッテリ３の負極電位と一致させるように２相変調を行う。２相変調部１４の処理手順については、特許文献１の図３に示すものと同様である。

ＰＷＭ信号生成部１５は、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリア信号との大小関係に従い、ゲート駆動信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１やデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの算出は、ＰＷＭキャリア周期に同期して行う。ＰＷＭ信号生成部１５によるゲート駆動信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの生成態様やスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング制御については、特許文献１の図５，図６に示すものと同様である。位相設定部１６は、モータ１の駆動制御内容に応じて位相φを操作する。

以下は、特許文献１に開示されている（ｃ１）〜（ｃ４）式に相当する内容を、図３及び図４に従い説明する。各相の電圧方程式は（１）式となる。
Ｖ−ｅ＝ＲI＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ） …（１）
インバータ回路２において、図３に示すように下側２相のスイッチング素子がオンしている場合の電圧方程式（ｕ−ｖ）は、図４に示す等価回路に基づき
ｅｕ−ｅｖ＝Ｒｉｕｖ＋Ｌ（ｄｉｕｖ／ｄｔ） …（２）
となる。

電流ゼロクロス点近傍においては、Ｒｉｕｖ≪Ｌ（ｄｉｕｖ／ｄｔ）の時，つまりＲｉｕｖ≒０のとき、
ｅｕ−ｅｖ＝ｅｕｖ＝Ｌ（ｄｉｕｖ／ｄｔ）
∴ｄｉｕｖ／ｄｔ＝ｅｕｖ／Ｌ …（３）
となる。すなわち、下側２相の電流変化を測定することで、モータ１のロータ回転位置情報が含まれている線間誘起電圧ｅｕｖが検出できる。

図２に示す変化極性検出部１７は、シャント抵抗の端子電圧ｒｕ，ｒｖ，ｒｗから線間電流の変化量の極性を検出し、その検出結果を位相設定部１６に出力する。変化極性検出部１７は、線間電流変化検出部，ゼロクロス点検出部及び検出タイミング補正部に相当する。そして、変化極性検出部１７により検出される線間電流変化量極性の反転タイミングである線間電流の変化量のゼロクロス点に基づき、位相設定部１６により指令電圧Ｖｕｃ１，Ｖｖｃ１，Ｖｗｃ１の位相φが設定される。尚、特許文献１の図２に示されている「極性検出部４２」は、本実施形態では必須の構成ではない。また、指令電圧設定部１２〜位相設定部１６は、通電制御部に相当する。

変化極性検出部１７，位相設定部１６が行う基本的な処理は、特許文献１の図１０及び図１１に示すフローチャートと同様である。以下では、本実施形態における独自の構成及び処理内容について図５から図７を参照して説明する。図５に示すように、変化極性検出部１７は、線間電流変化量のゼロクロス点を検出するため、線間電流変化量と閾値とを複数回連続して比較する。以下、この処理を「ｎ回読み」と称する場合がある。図３に示す「ゼロクロス検出信号」は最初にゼロクロス点を検出したタイミングであり、「ｎ回読みゼロクロス検出信号」は、上記の最初にゼロクロス点を検出したタイミングから「ｎ回読み」を行い、ゼロクロス点の検出を確定したタイミングとなる。また、変化極性検出部１７は、ゼロクロス点を検出に用いる閾値をダイナミックに変化させながら検出を行う。

例えば図５に示す（１）では、閾値をゼロとして比較を行い、「ｎ回読み」により確定したタイミングでの線間電流変化量ａ０を検出する。「ｎ回読み」によりゼロクロス点の検出を確定したタイミングが真のゼロクロス点のタイミングより遅れているため、変化量ａ０は正の値を示す。次の（２）では、閾値を−（０＋ａ０）に設定して比較を行う。

閾値が負の値になったことで、（２）における「ｎ回読みゼロクロス検出信号」は、より速いタイミングで立上る。これにより、確定タイミングでの線間電流変化量ａ１を検出すると（ａ１＜ａ０）となるが、変化量ａ１はやはり正の値を示す。次の（３）では閾値を−（０＋ａ０＋ａ１）に設定して比較を行う。そして、（３）における「ｎ回読みゼロクロス検出信号」がより速いタイミングで立上り、確定タイミングでの線間電流変化量ａ２を検出すると負の値になる。

次の（４）では閾値を−（０＋ａ０＋ａ１＋ａ２）に設定して比較を行うが、変化量ａ２が負の値であるから、閾値−（０＋ａ０＋ａ１＋ａ２）は（３）で用いた閾値よりも正方向にシフトする。その結果、（４）において「ｎ回読みゼロクロス検出信号」が立ち上がるタイミングは（３）よりも遅れる。ここで、確定タイミングで検出した線間電流変化量ａ３がゼロになれば、「ｎ回読みゼロクロス検出信号」の立上りタイミングが真のゼロクロス点に一致したものと推定できる。

次の（５）では閾値を−（０＋ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３）に設定して比較を行うが、変化量ａ３がゼロであるから、上記閾値は実質（４）で用いた閾値と同じ値である。確定タイミングで検出した線間電流変化量ａ４が正の値であり、次の（６）では閾値を−（０＋ａ０＋ａ１＋ａ２＋ａ３＋ａ４）に設定して比較を行う。以上のように閾値をダイナミックに変化させながら「ｎ回読み」によりゼロクロス点の検出を確定させることで、「ｎ回読みゼロクロス検出信号」の立上りタイミングが真のゼロクロス点に一致するように、ある程度収束させることが可能になる。

図６は、図５に示す処理内容をハードウェア的なイメージで示したものである。図３と同様に、（Ａ）３相のＰＷＭ信号において上側Ｗ相，並びに下側Ｕ相及びＶ相がオンしている検出タイミングでは、Ｕ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖが検出できる。（Ｂ）検出タイミング（１），（２）においてそれぞれ検出されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖをｉｕ１及びｉｖ１，ｉｕ２及びｉｖ２とする。

（Ｃ）上記の各相電流より、Ｕ相電流変化量Δｉｕ，Ｖ相電流変化量Δｉｖを求め、これらより相間電流変化量Δｉｕｖを求める。相間電流変化量Δｉｕｖを、（Ｄ）図５に示したように閾値Δｉｕｖ＿ｎと比較する。図６（Ｅ）では、コンパレータのシンボルで示す比較処理に付与する閾値を−ΣΔｉｕｖ＿ｎで示している。上記コンパレータの出力信号を「ｎ回読み」することで、ゼロクロス点の検出を確定させる。そして、検出したゼロクロス点に基づいてモータ１の電気角を求め、更に回転速度を求める。

図７は、図６に示す処理に対応するフローチャートである。先ず、線間電流変化量ΔＩxyを求める（Ｓ１）。ここで「xy」は、ＵＶ，ＶＷ，ＷＵ何れかの２相である。次に、変化量ΔＩxyが閾値-th0より大きいか否かを判断する（Ｓ２）。閾値th0の初期値はゼロである。（ΔＩxy≦-th0）であれば（ＮＯ）ゼロクロス点は未検出であり、処理を終了する。「ｎ回読み」のカウンタｎの値をゼロクリアして（Ｓ７）処理を終了する。

一方、ステップＳ２において（ΔＩxy＞-th0）であれば（ＹＥＳ）ゼロクロス点を検出したことになるので、カウンタｎの値をインクリメントして（Ｓ３）カウンタｎの値が設定値Ｎより大か否かを判断する（Ｓ４）。ここで、（Ｎ≧３）とする。（ｎ≦Ｎ）であれば（ＮＯ）処理を終了するが、（ｎ＞Ｎ）であれば（ＹＥＳ）（ΔＩxy＞-th0）の状態がＮ回連続したことになる。よって、（ｎ回読み）ゼロクロス検出信号を「Ｌ」から「Ｈ」に変化させてゼロクロス点の検出を確定させる（Ｓ５）。それから、閾値th0に変化量ΔＩxyを加えて閾値th0を更新し、図示しない記憶部に記憶すると（Ｓ６）処理を終了する。

ここで、本実施形態のようにゼロクロス点の検出タイミングを補正した場合と、従来技術のように補正しない場合とを比較する。例えば、モータ回転周波数１００Ｈｚ，ＰＷＭ周波数８ｋＨｚ，Ｎ＝４とした場合、「ｎ回読み」による検出遅れ時間，検出遅れ角度はそれぞれ以下のようになる。
（検出遅れ時間）＝４回／８ｋＨｚ＝０．５ｍｓ
（検出遅れ角度）＝０．５ｍｓ×１００Ｈｚ×３６０°＝１８°
検出遅れ角度は、モータの回転が高速になるほど大きくなる。

これに対して、本実施形態のように検出タイミングを補正した場合、誘起電圧をＥとすると閾値th0の収束値は、
−Ｅｓｉｎ（１８−１８０）°≒−０．３１Ｅ
となる。これは、誘起電圧Ｅの約３０％相当値分だけ、検出タイミングが早まるように収束することを意味する。

図８は、上記と同様にＰＷＭ周波数８ｋＨｚ，Ｎ＝４とした場合に、実機について回転数を０〜１５００ｒｐｍまで変化させて動作を確認した結果を示す。尚、モータの回転数が低い領域では、「ｎ回読み」による検出遅れ時間が短いので補正の効果も小さい。そのため、回転数が７００ｒｐｍに達した段階から補正を開始している。

また同図には、回転数が１５００ｒｐｍ付近における信号波形を拡大して示している。補正したゼロクロス点検出信号が、補正しない信号より約０．５ｍｓ速いタイミングとなっており、その結果、真のゼロクロス点にほぼ一致している。

以上のように本実施形態によれば、制御装置１０の変化極性検出部１７は、モータ１の巻線の２相に対してインバータ回路２により通電が行われている際に前記２相の電流の変化量を求め、これら２相の電流の変化量から線間電流の変化量ΔＩxyを求める。そして、線間電流の変化量を閾値th0と比較することで、変化量ΔＩxyのゼロクロス点を検出すると、そのゼロクロス点の検出タイミングを、当該タイミングと真のゼロクロス点との差に基づいて補正する。指令電圧設定部１２〜位相設定部１６は、補正された検出タイミングに基づいて、インバータ回路２による通電を制御する。

具体的には、変化極性検出部１７は前記比較を３回以上行い、変化量ΔＩxyが閾値th0を超えた状態が２回以上連続した際に前記ゼロクロス点を検出し、当該ゼロクロス点を検出した際の変化量ΔＩxyの極性が正であれば検出タイミングがより速くなるように補正し、極性が負であれば検出タイミングがより遅くなるように補正する。そのため、今回の比較に使用した閾値th0に、ゼロクロス点を検出した際の変化量ΔＩxyを加算した値を記憶部に記憶して更新し、記憶部に記憶された閾値の符号を反転したものを次回の比較に使用する。

このように構成すれば、「ｎ回読み」によりチャタリングを回避しつつ、ゼロクロス点の検出遅れをダイナミックに補正することができる。したがって、より高い精度でロータ回転位置を推定でき、モータ１の制御精度を向上させることができる。また、図８に示すように、モータ１の回転数が所定値，例えば７００ｒｐｍ以上となった段階で補正を開始することで、補正の効果が低い低速領域における処理負荷を軽減できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図９は図７相当図であり、第２実施形態では「ｎ回読み」に替えて、ステップＳ１で検出した線間電流変化量ΔＩxyについてフィルタ補正を行い、補正値ΔＩxy＿filを求める（Ｓ８）。ここでのフィルタ補正は、例えば移動平均によるローパスフィルタ演算などである。そして、続くステップＳ９では、補正値ΔＩxy＿filを閾値−th0と比較して（ΔＩxy＿fil≦−th0）であれば（ＮＯ）処理を終了し、（ΔＩxy＿fil＞−th0）であれば（ＹＥＳ）ステップＳ５及びＳ１０を実行する。ステップＳ６に替わるＳ１０では、今回の比較に使用した閾値th0にフィルタ補正した変化量ΔＩxy＿filを加算する。但し、第１実施形態と同様に、補正前の変化量ΔＩxyを加算しても同様の効果が得られる。

以上のように第２実施形態によれば、変化極性検出部１７は線間電流変化量ΔＩxyをローパスフィルタ処理により補正した値ΔＩxy＿filが閾値th0を超えた際にゼロクロス点を検出するので、第１実施形態のように「ｎ回読み」を行った場合と同様の効果が得られる。

（第３実施形態）
図１０は図６相当図であり、第３実施形態では閾値をゼロに固定し、閾値に替えて線間電流の変化量を補正して比較を行う。閾値を補正する際には、変化量ΔＩxyを加算した値の符号を反転したものを用いたが、変化量を補正する際には、（Ｄ）’及び（Ｅ）’に示すように変化量ΔＩxyに前回までの変化量の累積値ΣΔＩxy＿nを加算した値をそのまま用いる。図１１に示すフローチャートでは、ステップＳ１１及びＳ１２に相当し、ステップＳ６，Ｓ１１に示すパラメータth0は、累積値ΣΔＩxy＿nに対応する。

以上のように第３実施形態によれば、変化極性検出部１７は記憶部に、前記線間電流の変化量の累積値th0を記憶し、ゼロクロス点を検出した際の変化量ΔＩxyに、前記記憶部に記憶されている累積値th0を加算した結果を記憶部に記憶して更新する。そして、加算結果ΔＩxy’とゼロに固定した閾値とを比較してゼロクロス点を検出する。このように構成すれば、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第４実施形態）
図１２に示す第４実施形態は、第２実施形態を第３実施形態と同様に、線間電流変化量を補正する際に適用したもので、ステップＳ８及びＳ９がステップＳ１３〜Ｓ１５に置き換わっている。このような第４実施形態によれば、第２実施形態と同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
閾値th0の初期値はゼロに限らない。例えば所定の駆動条件に対する閾値th0の収束値が実験的に、又は解析的に予め求められている場合、その収束値を初期値に設定することで、実際の駆動状態における閾値th0をより速く収束させることができる。
補正はモータの回転数に関わらず常時行っても良い。
４相以上の多相モータに適用しても良い。
「Ｎ」の値は３以上であれば良く、「４」に限ることはない。
極性検出部４２を設けて、特許文献１と同様の制御を行っても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はモータ、２はインバータ回路、１０は制御装置、１２は指令電圧設定部、１３はデューティ信号生成部、１４は２相変調部、１５はＰＷＭ信号生成部、１６は位相設定部、１７は変化極性検出部を示す。

Claims (6)

1. 多相同期モータの巻線の少なくとも２相に対して駆動回路により通電が行われている際に前記２相の電流の変化量を求め、これら２相の電流の変化量から線間電流の変化量を求める線間電流変化検出部と、
   前記線間電流の変化量を閾値と比較することで、前記変化量のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部と、
   このゼロクロス点検出部によるゼロクロス点の検出タイミングを、当該タイミングと真のゼロクロス点との差に基づいて補正する検出タイミング補正部と、
   この検出タイミング補正部により補正された検出タイミングに基づいて、前記駆動回路による通電を制御する通電制御部とを備えるモータ制御装置。
2. 前記ゼロクロス点検出部は、前記比較を３回以上行い、前記変化量が前記閾値を超えた状態が２回以上連続した際に前記ゼロクロス点を検出し、
   前記検出タイミング補正部は、前記ゼロクロス点を検出した際の前記変化量の極性が正であれば前記検出タイミングがより速くなるように補正し、前記変化量の極性が負であれば前記検出タイミングがより遅くなるように補正する請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記ゼロクロス点検出部は、前記変化量をローパスフィルタ処理した値が前記閾値を超えた際に前記ゼロクロス点を検出し、
   前記検出タイミング補正部は、前記ゼロクロス点を検出した際の前記変化量の極性が正であれば前記検出タイミングがより速くなるように補正し、前記変化量の極性が負であれば前記検出タイミングがより遅くなるように補正する請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記検出タイミング補正部は、閾値を記憶する記憶部を備え、今回の比較に使用した閾値に、前記ゼロクロス点を検出した際の変化量を加算した値を前記記憶部に記憶して更新し、
   前記ゼロクロス点検出部は、前記記憶部に記憶された閾値の符号を反転したものを次回の比較に使用する請求項２又は３記載のモータ制御装置。
5. 前記検出タイミング補正部は、前記線間電流の変化量の累積値を記憶する記憶部を備え、前記ゼロクロス点を検出した際の線間電流の変化量に、前記記憶部に記憶されている前記累積値を加算した結果を前記記憶部に記憶して更新し、
   前記ゼロクロス点検出部は、前記加算の結果と前記閾値とを比較する請求項２又は３記載のモータ制御装置。
6. 前記検出タイミング補正部は、前記補正を、前記モータの回転数が所定値以上になった際に開始する請求項１から５の何れか一項に記載のモータ制御装置。