JP2017158233A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
従来、２つのインバータによりモータの電力を変換するインバータ駆動システムが知られている。例えば特許文献１では、第１のインバータシステムと第２のインバータシステムのパルス幅変調信号（以下、パルス幅変調を「ＰＷＭ」という。）の基本波成分の位相を１８０［°］ずらすことで２つの電源が電気的に直列接続され、２つの電源電圧の和によりモータを駆動する。また、一方のインバータにおいて上下アームのいずれか３相を同時オンし、他方のインバータにおいてパルス幅変調駆動を行っている。
Conventionally, an inverter drive system that converts electric power of a motor by two inverters is known. For example, in
特許文献１のように、片側電源電圧で駆動する全ての駆動領域にてＰＷＭ制御を行う場合、インバータにおけるスイッチング損失およびモータにおける鉄損が大きくなる虞がある。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、損失を低減可能な電力変換装置を提供することにある。
When the PWM control is performed in all the drive regions that are driven by the one-side power supply voltage as in
This invention is made | formed in view of the above-mentioned subject, The objective is to provide the power converter device which can reduce a loss.
本発明の電力変換装置は、巻線（１１、１２、１３）を有する回転電機（１０）の電力を変換するものであって、第１インバータ（２０）、第２インバータ（３０）、および、制御部（６５）を備える。
第１インバータは、第１スイッチング素子（２１〜２６）を有し、巻線の一端（１１１、１２１、１３１）および第１電圧源（４１）と接続される。
第２インバータは、第２スイッチング素子（３１〜３６）を有し、巻線の他端（１１２、１２２、１３２）および第２電圧源（４２）と接続される。
制御部は、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
The power conversion device of the present invention converts power of a rotating electrical machine (10) having windings (11, 12, 13), and includes a first inverter (20), a second inverter (30), and A control unit (65) is provided.
The first inverter includes first switching elements (21 to 26), and is connected to one end (111, 121, 131) of the winding and the first voltage source (41).
The second inverter has second switching elements (31 to 36) and is connected to the other end (112, 122, 132) of the winding and the second voltage source (42).
The control unit controls the on / off operation of the first switching element and the second switching element.
第１電圧源により印加可能な電圧である第１電源電圧と第２電圧源により印加可能な電圧である第２電源電圧とは、異なっている。
制御部は、回転電機の駆動要求が第１電圧源または第２電圧源の一方の入出力にて駆動可能な領域の一部である差電圧領域である場合、巻線の印加電圧が第１電源電圧と第２電源電圧との差に応じた電圧となる差電圧制御にて、第１インバータおよび第２インバータを制御する。
差電圧制御を行うことで、巻線に印加される電圧を低くすることができ、損失を低減可能である。
The first power supply voltage that can be applied by the first voltage source is different from the second power supply voltage that can be applied by the second voltage source.
When the driving request of the rotating electrical machine is a differential voltage region that is a part of a region that can be driven by one input / output of the first voltage source or the second voltage source, the applied voltage of the winding is the first voltage The first inverter and the second inverter are controlled by differential voltage control that is a voltage corresponding to the difference between the power supply voltage and the second power supply voltage.
By performing the differential voltage control, the voltage applied to the winding can be lowered, and loss can be reduced.
以下、本発明による電力変換装置を図面に基づいて説明する。以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による電力変換装置を図１〜図１１に示す。
図１に示すように、回転電機駆動システム１は、回転電機としてのモータジェネレータ１０、および、電力変換装置１５を備える。
Hereinafter, a power converter according to the present invention will be described with reference to the drawings. Hereinafter, in a plurality of embodiments, the same numerals are given to the substantially same composition, and explanation is omitted.
(First embodiment)
The power converter device by 1st Embodiment of this invention is shown in FIGS.
As shown in FIG. 1, the rotating electrical
モータジェネレータ１０は、例えば電気自動車やハイブリッド車両等の電動自動車に適用され、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する、所謂「主機モータ」である。モータジェネレータ１０は、駆動輪を駆動するための電動機としての機能、および、図示しないエンジンや駆動輪から伝わる運動エネルギによって駆動されて発電する発電機としての機能を有する。本実施形態では、モータジェネレータ１０が電動機として機能する場合を中心に説明する。
The
モータジェネレータ１０は、３相交流の回転機であって、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３を有する。Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３が「巻線」に対応し、以下適宜、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３を「コイル１１〜１３」という。
本実施形態では、Ｕ相コイル１１に流れる電流をＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相コイル１２に流れる電流をＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相コイル１３に流れる電流をＷ相電流Ｉｗとする。
In the present embodiment, the current flowing through the
電力変換装置１５は、モータジェネレータ１０の電力を変換するものであって、第１インバータ２０、第２インバータ３０、および、制御部６５等を備える。
第１インバータ２０は、コイル１１〜１３の通電を切り替える３相インバータであり、スイッチング素子２１〜２６を有する。第２インバータ３０は、コイル１１〜１３の通電を切り替えるスイッチング素子３１〜３６を有する。
スイッチング素子２１は、素子部２１１および還流ダイオード２２１を有する。他のスイッチング素子２２〜２６、３１〜３６も同様、それぞれ、素子部２１２〜２１６、３１１〜３１６、および、還流ダイオード２２２〜２２６、３２１〜３２６を有する。
The
The
The
素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であって、制御部６５によってオンオフ作動が制御される。素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６は、オンされたときに高電位側から低電位側への通電が許容され、オフされたときに通電が遮断される。素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
The
還流ダイオード２２１〜２２６、３２１〜３２６は、素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６のそれぞれと並列に接続され、低電位側から高電位側への通電を許容する。例えば、還流ダイオード２２１〜２２６、３２１〜３２６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等のように、素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６に内蔵されていてもよいし、外付けされたものであってもよい。
The free-
第１インバータ２０において、高電位側にスイッチング素子２１〜２３が接続され、低電位側にスイッチング素子２４〜２６が接続される。また、スイッチング素子２１〜２３の高電位側を接続する第１高電位側配線２７が第１バッテリ４１の正極と接続され、スイッチング素子２４〜２６の低電位側を接続する第１低電位側配線２８が第１バッテリ４１の負極と接続される。
In the
Ｕ相のスイッチング素子２１、２４の接続点にはＵ相コイル１１の一端１１１が接続され、Ｖ相のスイッチング素子２２、２５の接続点にはＶ相コイル１２の一端１２１が接続され、Ｗ相のスイッチング素子２３、２６の接続点にはＷ相コイル１３の一端１３１が接続される。すなわち、第１インバータ２０は、コイル１１、１２、１３と第１バッテリ４１との間に接続される。
One
第２インバータ３０において、高電位側にスイッチング素子３１〜３３が接続され、低電位側にスイッチング素子３４〜３６が接続される。また、スイッチング素子３１〜３３の高電位側を接続する第２高電位側配線３７が第２バッテリ４２の正極と接続され、スイッチング素子３４〜３６の低電位側を接続する第２低電位側配線３８が第２バッテリ４２の負極と接続される。
In the
Ｕ相のスイッチング素子３１、３４の接続点にはＵ相コイル１１の他端１１２が接続され、Ｖ相のスイッチング素子３２、３５の接続点にはＶ相コイル１２の他端１２２が接続され、Ｗ相のスイッチング素子３３、３６の接続点にはＷ相コイル１３の他端１３２が接続される。すなわち、第２インバータ３０は、コイル１１、１２、１３と第２バッテリ４２との間に接続される。
以下適宜、高電位側に接続されるスイッチング素子２１〜２３、３１〜３３を「上アーム素子」、低電位側に接続されるスイッチング素子２４〜２６、３４〜３６を「下アーム素子」という。
The
Hereinafter, the
リチウムイオン電池等の充放電可能な直流電源である第１電圧源としての第１バッテリ４１は、第１インバータ２０と接続され、第１インバータ２０を経由してモータジェネレータ１０と電力を授受可能に設けられる。
リチウムイオン電池等の充放電可能な直流電源である第２電圧源としての第２バッテリ４２は、第２インバータ３０と接続され、第２インバータ３０を経由してモータジェネレータ１０と電力を授受可能に設けられる。
A
A
本実施形態では、第１バッテリ４１の第１電圧をＶ１、第２バッテリ４２の電圧を第２電源電圧Ｖ２とし、第２電源電圧Ｖ２は、第１電源電圧Ｖ１より小さいものとする。すなわち、Ｖ１＞Ｖ２である。また、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差電圧が、第２電源電圧Ｖ２より小さいものとする。すなわち、（Ｖ１−Ｖ２）＜Ｖ２である。
In the present embodiment, the first voltage of the
第１コンデンサ４３は、第１高電位側配線２７と第１低電位側配線２８とに接続される。第１コンデンサ４３は、第１バッテリ４１から第１インバータ２０側への電流、または、第１インバータ２０から第１バッテリ４１側への電流を平滑化する平滑コンデンサである。
第２コンデンサ４４は、第２高電位側配線３７と第２低電位側配線３８とに接続される。第２コンデンサ４４は、第２バッテリ４２から第２インバータ３０側への電流、または、第２インバータ３０側から第２バッテリ４２側への電流を平滑化する平滑コンデンサである。
The
The
制御信号生成部６０は、第１ドライバ回路６１、第２ドライバ回路６２、および、制御部６５を有する。
制御部６５は、マイコンを主体として構成され、各種演算処理を行う。制御部６５における各処理は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理であってもよいし、専用の電子回路によるハードウェア処理であってもよい。
制御部６５は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を制御する。具体的には、トルク指令値ｔｒｑ*や電流指令値Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*等のモータジェネレータ１０の駆動に係る指令値に基づき、スイッチング素子２１〜２６、３１〜３６の素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６のオンオフ作動を制御する制御信号を生成し、ドライバ回路６１、６２に出力する。
The control
The
The
第１ドライバ回路６１は、制御部６５からの制御信号に応じ、素子部２１１〜２１６のオンオフ作動を制御するゲート信号を生成して出力する。第２ドライバ回路６２は、制御部６５からの制御信号に応じ、素子部３１１〜３１６のオンオフ作動を制御するゲート信号を生成して出力する。素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６が制御信号に応じてオンオフされることで、バッテリ４１、４２の直流電力が交流電力に変換され、モータジェネレータ１０へ供給される。これにより、モータジェネレータ１０の駆動は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を介して、制御部６５に制御される。以下適宜、スイッチング素子２１〜２６、３１〜３６の素子部２１１〜２１６、３１１〜３１６のオンオフ作動を制御することを、単にスイッチング素子２１〜２６、３１〜３６のオンオフ作動を制御する、という。
The
本実施形態における相電流、相電圧および線間電圧を図２に示す。図２では、コンデンサ４３、４４および制御部６５等を適宜省略している。図３、図４および図８も同様である。
図２に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、第１インバータ２０側から第２インバータ３０側に流れる場合を正、第２インバータ３０から第１インバータ２０側に流れる場合を負とする。また、Ｕ相電圧Ｖｕは、Ｕ相コイル１１の第２インバータ３０側を基準とした第１インバータ２０側の電圧である。Ｖ相、Ｗ相も同様である。
また、第１インバータ２０側におけるＶ相基準のＵ相電圧を線間電圧Ｖｕｖ１、第２インバータ３０側におけるＶ相基準のＵ相電圧を線間電圧Ｖｕｖ２とする。
FIG. 2 shows the phase current, phase voltage, and line voltage in this embodiment. In FIG. 2, the
As shown in FIG. 2, the U-phase current Iu is positive when flowing from the
Further, the V-phase reference U-phase voltage on the
モータジェネレータ１０の制御を図３〜図５に基づいて説明する。
本実施形態の回転電機駆動システム１における制御には、第１バッテリ４１または第２バッテリ４２の電力を用いる「片側制御」、および、第１バッテリ４１および第２バッテリの電力を用いる「和電圧制御」に加え、第１バッテリ４１と第２バッテリ４２との差電圧を用いる「差電圧制御」が含まれる。また、第１バッテリ４１の電力を用いる片側制御を、「高電圧片側制御」、第２バッテリ４２の電力を用いる片側制御を「低電圧片側制御」とする。
Control of the
For the control in the rotating electrical
高電圧片側制御では、第２インバータ３０の上アーム素子３１〜３３の全相、または、下アーム素子３４〜３６の全相の一方をオン、他方をオフし、第２インバータ３０を中性点化する。上アーム素子３１〜３３をオンするか、下アーム素子３４〜３６をオンするかは、熱損失等に応じ、適宜、切り替え可能である。第１インバータ２０を中性点化する場合も同様である。
In the high-voltage one-side control, all phases of the
また、高電圧片側制御では、第１基本波Ｆ１に応じてスイッチング素子２１〜２６をスイッチングする。第１基本波Ｆ１に応じた制御は、基本波Ｆ１の振幅がキャリア波の振幅以下である、すなわち変調率が１以下である正弦波ＰＷＭ制御とする。または、基本波の振幅がキャリア波の振幅より大きい、すなわち変調率が１より大きい過変調ＰＷＭ制御であってもよい。さらにまた、振幅を無限大とみなし、基本波Ｆ１の半周期ごとに各素子のオンオフが切り替えられる矩形波制御としてもよい。矩形波制御は、電気角の１８０°ごとに各素子のオンオフを切り替える１８０°通電制御と捉えることもできる。また、矩形波制御において、例えば１２０°通電等、通電位相は１８０°以外であってもよい。
低電圧片側制御、和電圧制御、差電圧制御についても同様である。
In the high-voltage one-side control, the switching
The same applies to low-voltage one-side control, sum voltage control, and differential voltage control.
例えば、図３（ａ）に示すように、第２インバータ３０が中性点化され、第１インバータ２０において、Ｕ相の上アーム素子２１、および、Ｖ相、Ｗ相の下アーム素子２５、２６がオンされているとき、矢印Ｙ１のように電流が流れ、モータジェネレータ１０は第１バッテリ４１の電力を用いて駆動される。
For example, as shown in FIG. 3A, the
低電圧片側制御では、上アーム素子２１〜２３の全相、または、下アーム素子２４〜２６の全相の一方をオン、他方をオフし、第１インバータ２０を中性点化する。
また、低電圧片側制御では、第２基本波Ｆ２に応じてスイッチング素子３１〜３６をスイッチングする。
In the low-voltage one-side control, one of all phases of the
In the low-voltage one-side control, the switching
例えば、図３（ｂ）に示すように、第１インバータ２０が中性点化され、第２インバータ３０において、Ｕ相の上アーム素子３１、および、Ｖ相、Ｗ相の下アーム素子３５、３６がオンされているとき、矢印Ｙ２のように電流が流れ、モータジェネレータ１０は第２バッテリ４２の電力を用いて駆動される。
低電圧片側制御にて駆動要求を満たせる場合、高電圧側である第１インバータ２０を中性点化し、低電圧側である第２インバータ３０をスイッチングした方が、高電圧片側制御と比較し、スイッチング損失を低減可能である。
For example, as shown in FIG. 3B, the
When the drive request can be satisfied by the low-voltage one-side control, the
和電圧制御では、図５（ａ）に示すように、第１インバータ２０の制御に係る第１基本波Ｆ１の位相と、第２インバータ３０の制御に係る第２基本波Ｆ２の位相とが反転される。換言すると、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２とは、位相が略１８０［°］ずれている。第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２の位相を反転し、第１基本波Ｆ１に基づいて第１インバータ２０を制御し、第２基本波Ｆ２に基づいて第２インバータ３０を制御することで、第１バッテリ４１と第２バッテリ４２とが電気的に直列接続されている状態とみなすことができ、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との和に相当する電圧（すなわち、Ｖ１＋Ｖ２）をモータジェネレータ１０に印加可能である。
In the sum voltage control, as shown in FIG. 5A, the phase of the first fundamental wave F1 related to the control of the
なお、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２との位相差は、１８０［°］とするが、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との和に応じた電圧をモータジェネレータ１０に印加可能な程度のずれは許容されるものとする。
第１基本波Ｆ１の振幅と、第２基本波Ｆ２の振幅とは、等しくてもよいし、異なっていてもよい。図５では、１相分の基本波Ｆ１、Ｆ２について、振幅が等しいものとして記載した。また、図５においては、キャリア波の記載を省略している。差電圧制御についても同様である。
Although the phase difference between the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 is 180 [°], a voltage corresponding to the sum of the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is supplied to the
The amplitude of the first fundamental wave F1 and the amplitude of the second fundamental wave F2 may be equal or different. In FIG. 5, the fundamental waves F1 and F2 for one phase are described as having the same amplitude. Further, in FIG. 5, the description of the carrier wave is omitted. The same applies to the differential voltage control.
例えば、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２の振幅および波形が等しい場合、図４（ａ）に示すように、第１インバータ２０において、Ｕ相の上アーム素子２１、および、Ｖ相、Ｗ相の下アーム素子２５、２６がオン、第２インバータ３０において、Ｕ相の下アーム素子３４、および、Ｖ相、Ｗ相の上アーム素子３２、３３がオンされているとき、矢印Ｙ３のように電流が流れ、モータジェネレータ１０は第１バッテリ４１および第２バッテリ４２の電力を用いて駆動される。
For example, when the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 have the same amplitude and waveform, as shown in FIG. 4A, in the
差電圧制御では、図５（ｂ）に示すように、第１基本波Ｆ１および第２基本波Ｆ２が同位相である。換言すると、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２の位相差は略０［°］である。第１基本波Ｆ１に基づいて第１インバータ２０を制御し、第１基本波Ｆ１と同位相の第２基本波Ｆ２に基づいて第２インバータ３０を制御する。これにより、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差（すなわち、Ｖ１−Ｖ２）に応じた電圧をモータジェネレータ１０に印加可能である。
なお、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２との位相差は、０［°］とするが、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差に応じた電圧をモータジェネレータ１０に印加可能な程度のずれは許容されるものとする。「同位相」についても同様、差電圧を印加可能な程度のずれは許容されるものとする。
In the differential voltage control, as shown in FIG. 5B, the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 are in phase. In other words, the phase difference between the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 is substantially 0 [°]. The
Although the phase difference between the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 is 0 [°], a voltage corresponding to the difference between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is supplied to the
例えば、第１基本波Ｆ１と第２基本波Ｆ２の振幅および波形が等しい場合、図４（ｂ）に示すように、第１インバータ２０において、Ｕ相の上アーム素子２１、および、Ｖ相、Ｗ相の下アーム素子２５、２６がオン、第２インバータ３０において、Ｕ相の上アーム素子３１、および、Ｖ相、Ｗ相の下アーム素子３５、３６がオンされているとき、矢印Ｙ４のように電流が流れ、モータジェネレータ１０は第１バッテリ４１の電力を用いて駆動される。また、第２バッテリ４２が第１バッテリ４１の電力により充電される。
For example, when the first fundamental wave F1 and the second fundamental wave F2 have the same amplitude and waveform, as shown in FIG. 4B, in the
モータジェネレータ１０の駆動領域について、図６に基づいて説明する。図中、回転数を「Ｎ」、トルクを「Ｔ」と記載する。ここで、第１電源電圧Ｖ１にて出力可能なモータジェネレータ１０の回転数およびトルクの上限値を高電圧側上限値ＢＨ、第２電源電圧Ｖ２にて出力可能なモータジェネレータ１０の回転数およびトルクの上限値を低電圧側上限値ＢＬとする。また、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との和電圧にて出力可能なモータジェネレータ１０の回転数およびトルクの上限値を和電圧上限値ＢＴとする。
各上限値ＢＬ、ＢＨ、ＢＴは、電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じた値である。
The drive area of the
Each upper limit value BL, BH, BT is a value according to the power supply voltages V1, V2.
本実施形態では、モータジェネレータ１０の駆動要求（すなわち回転数およびトルク）が、高電圧側上限値ＢＨ、または、低電圧側上限値ＢＬである場合、中性点化しない側のインバータ２０、３０を矩形波制御する。また、モータジェネレータ１０の駆動要求が、和電圧上限値ＢＴである場合、インバータ２０、３０を矩形波制御する。
In the present embodiment, when the drive request (that is, the rotation speed and torque) of the
図１４は、差電圧制御を行わない場合の参考例である。モータジェネレータ１０の駆動要求が、低電圧側上限値ＢＬより小さい場合、低電圧片側制御とする。モータジェネレータ１０の駆動要求が、低電圧側上限値ＢＬより大きく、高電圧側上限値ＢＨより小さい場合、高電圧片側制御とする。モータジェネレータ１０の駆動要求が、高電圧側上限値ＢＨより大きく、和電圧上限値ＢＴより小さい場合、和電圧制御とする。以下、低電圧側上限値ＢＬより低出力側を低電圧片側領域ＲＬ、低電圧側上限値ＢＬと高電圧側上限値ＢＨとの間を高電圧片側領域ＲＨ、高電圧側上限値ＢＨより高出力側を和電圧領域ＲＴとする。
図１４では、駆動領域を低出力側から、領域ＲＬ、ＲＨ、ＲＴの３領域に分けて制御を切り替える。
FIG. 14 is a reference example when the differential voltage control is not performed. When the drive request of the
In FIG. 14, the drive region is divided into three regions, regions RL, RH, and RT, from the low output side, and control is switched.
ここで、低電圧片側領域ＲＬまたは高電圧片側領域ＲＨの一部において、片側制御に替えて差電圧制御とすることで、モータジェネレータ１０の印加電圧を下げ、スイッチング回数を低減することで、回転電機駆動システム１全体としての損失を低減可能である。
本実施形態では、第２電源電圧Ｖ２と第１電源電圧Ｖ１との差電圧が、第１電源電圧Ｖ１より小さいので、図６に示すように、低電圧片側領域ＲＬの一部を差電圧領域ＲＤとする。
Here, in a part of the low-voltage one-side region RL or the high-voltage one-side region RH, the difference voltage control is used instead of the one-side control, so that the voltage applied to the
In the present embodiment, since the difference voltage between the second power supply voltage V2 and the first power supply voltage V1 is smaller than the first power supply voltage V1, as shown in FIG. RD.
差電圧領域ＲＤは、同位相矩形出力値ＢＤ０を含む領域であって、低出力側の閾値を下側閾値ＢＤ１、高出力側の閾値を上側閾値ＢＤ２とする。駆動要求が差電圧領域ＲＤの場合、制御部６５は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を差電圧制御する。
本実施形態では、駆動要求が下側閾値ＢＤ１より低出力側の第１領域ＲＬ１、または、上側閾値ＢＤ２と低電圧側上限値ＢＬとの間の第２領域ＲＬ２の場合、制御部６５は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を低電圧片側制御とする。すなわち、本実施形態の差電圧領域ＲＤは、低電圧片側領域ＲＬの中間領域である、といえる。
また本実施形態では、駆動領域を低出力側から領域ＲＬ１、ＲＤ、ＲＬ２、ＲＨ、ＲＴの５領域に分けており、低出力側から、低電圧片側制御、差電圧制御、低電圧片側制御、高電圧片側制御、和電圧制御の順に制御を切り替える。
The differential voltage region RD is a region including the in-phase rectangular output value BD0, and the low output side threshold value is the lower threshold value BD1, and the high output side threshold value is the upper threshold value BD2. When the drive request is in the differential voltage region RD, the
In the present embodiment, when the drive request is the first region RL1 on the output side lower than the lower threshold value BD1, or the second region RL2 between the upper threshold value BD2 and the low voltage side upper limit value BL, the
In the present embodiment, the drive region is divided into five regions RL1, RD, RL2, RH, and RT from the low output side. From the low output side, low voltage one side control, differential voltage control, low voltage one side control, Control is switched in the order of high-voltage one-side control and sum-voltage control.
差電圧領域ＲＤには、同位相矩形出力値ＢＤ０より低出力側であって、下側閾値ＢＤ１との間の領域である下側領域ＲＤ１と、同位相矩形出力値ＢＤ０より高出力側であって、上側閾値ＢＤ２との間の領域である上側領域ＲＤ２が含まれる。
駆動要求が同位相矩形出力値ＢＤ０の場合、第１インバータ２０および第２インバータ３０を共に矩形波制御する。駆動要求が下側領域ＲＤ１の場合、低電圧側である第１インバータ２０を矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御とし、高電圧側である第２インバータ３０を過変調ＰＷＭ制御とする。また、駆動要求が上側領域ＲＤ２の場合、第１インバータ２０を過変調ＰＷＭ制御とし、第２インバータ３０を矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御とする。
The difference voltage region RD includes a lower output side than the in-phase rectangular output value BD0 and a lower output region RD1 that is between the lower threshold value BD1 and a higher output side than the in-phase rectangular output value BD0. Thus, an upper region RD2 that is a region between the upper threshold BD2 and the upper threshold BD2 is included.
When the drive request is the in-phase rectangular output value BD0, both the
第１インバータ２０または第２インバータを過変調ＰＷＭ制御とする場合の変調率は、コイル１１〜１３に差電圧を印加可能な範囲で適宜設定される。第１インバータ２０および第２インバータ３０を共に過変調ＰＷＭ制御する場合、変調率は等しくてもよいし、差電圧を印加可能な範囲内で異なっていてもよい。
なお、理論的には、高電圧側上限値ＢＨ以下の全領域を差電圧制御にて出力可能である。
The modulation rate when the
Theoretically, the entire region below the high voltage side upper limit BH can be output by differential voltage control.
下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２は、差電圧制御での損失および片側制御での損失に応じて決定される。
ここで、差電圧領域ＲＤの決定に係る回転電機駆動システム１の損失を図７に基づいて説明する。図７は、トルク一定で駆動した場合の各損失を示すものであって、横軸がモータジェネレータ１０の回転数であり、（ａ）が電池内部損失、（ｂ）がインバータ２０、３０におけるスイッチング損失、（ｃ）がモータジェネレータ１０の鉄損（以下、「ＭＧ鉄損」と記す。）、（ｄ）が回転電機駆動システム１全体の損失合計である。図７では、同位相矩形出力値ＢＤ０、下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２に対応する回転数を、それぞれ、同位相矩形回転数ＮＤ０、下側回転数閾値ＮＤ１および上側回転数閾値ＮＤ２とする。また、回転数Ｎｍａｘは、低電圧片側制御にて出力可能な最大回転数である。
図７では、差電圧制御での値には、添え字「＿Ｄ」を付し、実線で表す。低電圧片側制御での値には、添え字「＿Ｌ」を付し、破線で表す。
The lower threshold value BD1 and the upper threshold value BD2 are determined according to the loss in the differential voltage control and the loss in the one-side control.
Here, the loss of the rotating electrical
In FIG. 7, the value in the differential voltage control is given a suffix “_D” and is represented by a solid line. Subscript “_L” is added to the value in low-voltage one-side control, and is represented by a broken line.
図７（ａ）に示すように、第１バッテリ４１および第２バッテリ４２の２つを用いる差電圧制御での電池内部損失Ｌｂ＿Ｄは、第２バッテリ４２の１つを用いる低電圧片側制御での電池内部損失Ｌｂ＿Ｌよりも大きい。
ここで、電池内部損失について説明する。電池内部損失Ｌｂは、電池出力電流をＩｂ、電池抵抗をＲｂとすると、式（１）で表される。
Ｌｂ＝（Ｉｂ）2×Ｒｂ ・・・（１）
また、電池内部損失Ｌｂ＿Ｌ、Ｌｂ＿Ｄは、式（２）、（３）で表される。式中のＷは、電池出力であり、Ｒは第１バッテリ４１と第２バッテリ４２とを直列接続したときの内部抵抗である。
式（３）に示すように、差電圧制御の場合、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差が大きいほど、電池内部損失Ｌｂ＿Ｄは小さくなる。
As shown in FIG. 7A, the battery internal loss Lb_D in the differential voltage control using two of the
Here, the battery internal loss will be described. The battery internal loss Lb is expressed by equation (1), where Ib is the battery output current and Rb is the battery resistance.
Lb = (Ib) 2 × Rb (1)
Further, the battery internal losses Lb_L and Lb_D are expressed by equations (2) and (3). W in the equation is a battery output, and R is an internal resistance when the
As shown in Equation (3), in the case of differential voltage control, the battery internal loss Lb_D decreases as the difference between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 increases.
図７（ｂ）に示すスイッチング損失Ｌｓｗ＿Ｌ、Ｌｓｗ＿Ｄは、スイッチング回数と略比例し、スイッチング回数が多いほど大きくなる。正弦波ＰＷＭ制御が行われている場合、スイッチング回数は、キャリア波の周波数に応じた回数となる。また、過変調ＰＷＭ制御または矩形波制御が行われている場合、スイッチング回数は、正弦波ＰＷＭ制御と比較して少なくなる。
低電圧片側制御では第１インバータ２０がスイッチングされ、第２インバータ３０が中性点化されるのに対し、差電圧制御では、第１インバータ２０および第２インバータ３０が共にスイッチングされる。そのため、第１インバータ２０および第２インバータ３０を共に正弦波ＰＷＭ制御する場合、差電圧制御でのスイッチング損失Ｌｓｗ＿Ｄは、低電圧片側制御でのスイッチング損失Ｌｓｗ＿Ｌより大きい。
The switching losses Lsw_L and Lsw_D shown in FIG. 7B are substantially proportional to the number of times of switching, and increase as the number of times of switching increases. When sine wave PWM control is performed, the number of times of switching is a number corresponding to the frequency of the carrier wave. Further, when overmodulation PWM control or rectangular wave control is performed, the number of times of switching is smaller than that of sine wave PWM control.
In the low voltage one-side control, the
一方、モータジェネレータ１０の回転数を同位相矩形回転数ＮＤ０とする場合、低電圧片側制御では、第１インバータ２０をＰＷＭ制御するのに対し、差電圧制御では、第１インバータ２０および第２インバータ３０を共に矩形波制御する。このとき、低電圧片側制御と比較し、差電圧制御の方が、第１インバータ２０および第２インバータ３０の合計でのスイッチング回数が少ない。そのため、モータジェネレータ１０の回転数を同位相矩形回転数ＮＤ０とする場合、低電圧片側制御に替えて差電圧制御とすることで、スイッチング損失を低減可能である。
On the other hand, when the rotation speed of the
また、同位相矩形回転数ＮＤ０に近い回転数を出力する場合、低電圧片側制御に替えて、矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御での差電圧制御とすることでスイッチング損失を低減可能である。
そこで本実施形態では、差電圧制御の方が片側制御よりスイッチング損失が小さくなる回転数範囲の低出力側の閾値を下側回転数閾値ＮＤ１とし、高出力側の閾値を上側回転数閾値ＮＤ２とする。
Further, when outputting a rotation speed close to the in-phase rectangular rotation speed ND0, switching loss can be reduced by performing differential voltage control by rectangular wave control or overmodulation PWM control instead of low-voltage one-side control.
Therefore, in the present embodiment, the low output side threshold value of the rotational speed range in which the switching loss is smaller in the differential voltage control than in the single side control is the lower rotational speed threshold value ND1, and the high output side threshold is the upper rotational speed threshold value ND2. To do.
図７（ｃ）には、モータ鉄損Ｌｍ＿Ｌ、Ｌｍ＿Ｄを示す。インバータ２０、３０を正弦波ＰＷＭ制御すると、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにキャリア波周波数に応じた高調波成分が含まれるので、ＭＧ鉄損が大きい。そのため、矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御での差電圧制御としてスイッチング回数を減らすことで、ＭＧ鉄損を低減可能である。
FIG. 7C shows motor iron losses Lm_L and Lm_D. When the
図７（ｄ）に示すように、回転電機駆動システム１全体での損失は、電池内部損失、インバータ２０、３０でのスイッチング損失、モータジェネレータ１０での鉄損、および、その他損失の合計である。回転数が下側回転数閾値ＮＤ１より大きく、上側回転数閾値ＮＤ２より小さい場合、差電圧制御での損失合計Ｌｔ＿Ｄは、低電圧片側制御での損失合計Ｌｔ＿Ｌより小さい。ここで、下側回転数閾値ＮＤ１および上側回転数閾値ＮＤ２を下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２に読み替えると、駆動要求が下側閾値ＢＤ１より大きく上側閾値ＢＤ２より小さい領域では、高電圧片側制御に替えて差電圧制御とする方が、システム全体としての損失が小さい。そこで本実施形態では、損失に基づいて下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２を決定し、片側制御に替えて差電圧制御とすることで損失が低減される領域を、差電圧制御とする。
As shown in FIG. 7D, the loss in the rotating electrical
なお、図７では、説明の簡略化のため、スイッチング損失の大小が入れ替わる回転数と、損失合計の大小が入れ替わる回転数とが同じであるものとしたが、各損失に応じて異なっていてもよい。本実施形態では、下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２を損失合計に基づいて決定するが、スイッチング損失等、一部の損失に基づいて決定してもよい。 In FIG. 7, for the sake of simplicity of explanation, the number of rotations at which the magnitude of the switching loss is switched and the number of rotations at which the magnitude of the total loss is switched are the same, but may be different depending on each loss. Good. In the present embodiment, the lower threshold value BD1 and the upper threshold value BD2 are determined based on the total loss, but may be determined based on some losses such as switching loss.
差電圧制御の詳細を図８〜図１１に示す。図８〜図１１は、各駆動領域にて、モータジェネレータ１０を一定回転させるものとする。
図８および図９は、同位相矩形出力値ＢＤ０を出力すべく、第１インバータ２０および第２インバータ３０を共に矩形波制御にて差電圧制御を行う例である。図９では、（ａ）が線間電圧Ｖｕｖ１、（ｂ）が線間電圧Ｖｕｖ２、（ｃ）がＵ相電圧Ｖｕ、（ｄ）がＵ相電流Ｉｕである。図１０、図１１および図１５も同様である。
Details of the differential voltage control are shown in FIGS. 8 to 11, it is assumed that the
FIGS. 8 and 9 are examples in which the
図８および図９に示すように、差電圧制御では、第１インバータ２０と第２インバータ３０とが同位相でスイッチングされる。ここで、Ｕ相電圧Ｖｕが負から正に切り替わるタイミングを電気角０°とする。
電気角０°から６０°である期間Ｐ１において、図８（ａ）に示すように、Ｕ相およびＷ相の上アーム素子２１、２３、３１、３３、ならびに、Ｖ相の下アーム素子２５、３５がオンされる。
電気角６０°から１２０°である期間Ｐ２において、図８（ｂ）に示すように、Ｕ相の上アーム素子２１、３１、ならびに、Ｖ相およびＷ相の下アーム素子２５、２６、３５、３６がオンされる。
電気角１２０°から１８０°である期間Ｐ３において、図８（ｃ）に示すように、Ｕ相およびＶ相の上アーム素子２１、２２、３１、３２、ならびに、Ｗ相の下アーム素子２６、３６がオンされる。
As shown in FIGS. 8 and 9, in the differential voltage control, the
In the period P1 in which the electrical angle is 0 ° to 60 °, as shown in FIG. 8A, the U-phase and W-phase
In the period P2 in which the electrical angle is 60 ° to 120 °, as shown in FIG. 8B, the U-phase
In the period P3 in which the electrical angle is 120 ° to 180 °, as shown in FIG. 8C, the U-phase and V-phase
電気角１８０°から２４０°である期間Ｐ４において、図８（ｄ）に示すように、Ｖ相の上アーム素子２２、３２、ならびに、Ｕ相およびＷ相の下アーム素子２４、２６、３４、３６がオンされる。
電気角２４０°から３００°である期間Ｐ５において、図８（ｅ）に示すように、Ｖ相およびＷ相の上アーム素子２２、２３、３２、３３、ならびに、Ｕ相の下アーム素子２４、３４がオンされる。
電気角３００°から３６０°である期間Ｐ６において、図８（ｆ）に示すように、Ｗ相の上アーム素子２３、３３、ならびに、Ｕ相およびＶ相の下アーム素子２４、２５、３４、３５がオンされる。
In the period P4 in which the electrical angle is 180 ° to 240 °, as shown in FIG. 8D, the V-phase
In the period P5 in which the electrical angle is 240 ° to 300 °, as shown in FIG. 8E, the V-phase and W-phase
In the period P6 in which the electrical angle is 300 ° to 360 °, as shown in FIG. 8 (f), the
図９（ａ）に示すように、第１インバータ２０側におけるＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖ１は、期間Ｐ１、Ｐ２においてＶ１、期間Ｐ３、Ｐ６において０、期間Ｐ４、Ｐ５において−Ｖ１となる。
図９（ｂ）に示すように、第２インバータ３０側におけるＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖ２は、期間Ｐ１、Ｐ２においてＶ２、期間Ｐ３、Ｐ６において０、期間Ｐ４、Ｐ５において−Ｖ２となる。
図９（ｃ）に示すように、第１インバータ２０および第２インバータ３０を同位相にて矩形波制御することで、Ｕ相電圧Ｖｕは、差電圧（Ｖ２−Ｖ１）に応じた電圧となる。詳細には、期間Ｐ１、Ｐ３において（１／３）×（Ｖ２−Ｖ１）、期間Ｐ２において（２／３）×（Ｖ２−Ｖ１）、期間Ｐ４、Ｐ６において−（１／３）×（Ｖ２−Ｖ１）、期間Ｐ５において−（２／３）×（Ｖ２−Ｖ１）となる。
また、Ｕ相電流Ｉｕは、スイッチング状態に応じ、図９（ｄ）に示す如くとなる。
As shown in FIG. 9A, the line voltage Vuv1 between UVs on the
As shown in FIG. 9B, the line voltage Vuv2 between UVs on the
As shown in FIG. 9C, the U-phase voltage Vu becomes a voltage corresponding to the differential voltage (V2-V1) by controlling the
Further, the U-phase current Iu is as shown in FIG. 9D according to the switching state.
図１０は、領域ＲＤ１の駆動要求を満たすべく、第１インバータ２０を過変調ＰＷＭ制御し、第２インバータ３０を矩形波制御する例である。また、図１１は、領域ＲＤ２の駆動要求を満たすべく、第１インバータ２０を矩形波制御し、第２インバータ３０を過変調ＰＷＭ制御する例である。また、図１５は、第１インバータ２０を中性点化し、第２インバータ３０を正弦波ＰＷＭ制御する低電圧片側制御する場合の例である。
FIG. 10 is an example in which overmodulation PWM control is performed on the
図９〜図１１に示すように、差電圧制御とすることで、コイル１１〜１３には、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差電圧に応じた電圧が印加される。すなわち、差電圧制御とすることで、モータジェネレータ１０の印加電圧を下げることができる。また、差電圧領域ＲＤにおいて、矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御により差電圧制御することで、図１５に示す正弦波ＰＷＭ制御により片側制御する例と比較し、システム全体としてのスイッチング回数を低減することができ、スイッチング損失を低減可能である。また、図９（ｃ）、図１０（ｃ）および図１１（ｃ）に示すように、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの高周波成分を低減可能であるので、モータジェネレータ１０の鉄損を低減することができる。
As shown in FIGS. 9 to 11, by adopting the differential voltage control, a voltage corresponding to the differential voltage between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is applied to the
以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１５は、コイル１１〜１３を有するモータジェネレータ１０の電力を変換するものであって、第１インバータ２０と、第２インバータ３０と、制御部６５と、を備える。
第１インバータ２０は、第１スイッチング素子２１〜２６を有し、コイル１１、１２、１３の一端１１１、１２１、１３１、および、第１バッテリ４１と接続される。
第２インバータ３０は、第２スイッチング素子３１〜３６を有し、コイル１１、１２、１３の他端１１２、１２２、１３２、および、第２バッテリ４２と接続される。
制御部６５は、第１スイッチング素子２１〜２６および第２スイッチング素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。
As described above, the
The
The
The
第１バッテリ４１により印加可能な電圧である第１電源電圧Ｖ１と、第２バッテリ４２により印加可能な電圧である第２電源電圧Ｖ２とは異なっている。
制御部６５は、モータジェネレータ１０の駆動要求が第１バッテリ４１または第２バッテリ４２の一方の入出力にて駆動可能な領域の一部である差電圧領域ＲＤである場合、コイル１１〜１３の印加電圧が第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差に応じた電圧となる差電圧制御にて、第１インバータ２０および第２インバータ３０を制御する。上記では、モータジェネレータ１０を電動機として駆動する場合を中心に説明したが、モータジェネレータ１０が発電機として駆動している場合も含むものとする。
The first power supply voltage V1 that is a voltage that can be applied by the
When the drive request of
差電圧制御を行うことで、コイル１１〜１３に印加される電圧を低くすることができ、損失を低減可能である。また、電圧および電流のリプルを低減することができる。特に、例えば過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御にて出力可能な領域を差電圧領域ＲＤとすることで、スイッチング回数が低減され、スイッチング損失を低減可能である。また、スイッチング回数を低減することで、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの高周波成分が低減されるので、モータジェネレータ１０の鉄損を低減することができる。
By performing the differential voltage control, the voltage applied to the
制御部６５は、差電圧制御を行う場合、第１インバータ２０および第２インバータ３０を、同位相の基本波Ｆ１、Ｆ２に基づいて制御する。これにより、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差に応じた電圧を、コイル１１〜１３に適切に印加することができる。
差電圧領域ＲＤは、第１インバータ２０および第２インバータ３０を同位相にて矩形波制御することで出力可能な同位相矩形出力値ＢＤ０を含む。これにより、矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御等、スイッチング回数が少ない制御にて出力可能な領域を差電圧領域ＲＤとして適切に設定可能である。
When performing the differential voltage control, the
The differential voltage region RD includes an in-phase rectangular output value BD0 that can be output by performing rectangular wave control on the
本実施形態では、第１電源電圧Ｖ１は、第２電源電圧Ｖ２より大きく、かつ、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差が第２電源電圧Ｖ２より小さい。すなわち、Ｖ１＞Ｖ２であって、（Ｖ１−Ｖ２）＜Ｖ２である。
制御部６５は、第２バッテリ４２の入出力でモータジェネレータ１０を駆動可能な領域である低電圧片側領域ＲＬの中間領域を、差電圧領域ＲＤとする。
これにより、電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じ、差電圧領域ＲＤを適切に設定することができる。
In the present embodiment, the first power supply voltage V1 is larger than the second power supply voltage V2, and the difference between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is smaller than the second power supply voltage V2. That is, V1> V2 and (V1-V2) <V2.
Thereby, the differential voltage region RD can be appropriately set according to the power supply voltages V1 and V2.
制御部６５は、差電圧制御を行うとき、第１インバータ２０を矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御により、第１スイッチング素子２１〜２６を制御する。また制御部６５は、差電圧制御を行うとき、第２インバータ３０を矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御により、第２スイッチング素子３１〜３６を制御する。
これにより、正弦波ＰＷＭ制御とする場合と比較してスイッチング回数が低減され、スイッチング損失を低減することができる。また、矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御とすることで、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに含まれるキャリア波周波数の高調波成分を低減可能であり、モータジェネレータ１０の鉄損を低減可能である。
When performing the differential voltage control, the
Thereby, compared with the case where it is set as sine wave PWM control, the frequency | count of switching can be reduced and a switching loss can be reduced. Further, by using the rectangular wave control or the overmodulation PWM control, the harmonic component of the carrier wave frequency included in the phase currents Iu, Iv, and Iw can be reduced, and the iron loss of the
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態を図１２に示す。
本実施形態では、上記実施形態と同様、第１電源電圧Ｖ１は、第２電源電圧Ｖ２より大きい。また、本実施形態では、上記実施形態と異なり、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差電圧は、第２電源電圧Ｖ２より大きいものとする。すなわち、（Ｖ１−Ｖ２）＞Ｖ２である。その他の構成は、上記実施形態と同様である。
(Second Embodiment)
A second embodiment of the present invention is shown in FIG.
In the present embodiment, the first power supply voltage V1 is larger than the second power supply voltage V2 as in the above embodiment. Further, in the present embodiment, unlike the above embodiment, the difference voltage between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is assumed to be larger than the second power supply voltage V2. That is, (V1-V2)> V2. Other configurations are the same as those in the above embodiment.
本実施形態では、差電圧が第２電源電圧Ｖ２より大きいので、図１２に示すように、高電圧片側領域ＲＨの一部を差電圧領域ＲＤとする。駆動要求が差電圧領域ＲＤの場合、制御部６５は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を差電圧制御する。
In the present embodiment, since the difference voltage is larger than the second power supply voltage V2, as shown in FIG. 12, a part of the high voltage one-side region RH is set as the difference voltage region RD. When the drive request is in the differential voltage region RD, the
本実施形態では、駆動要求が下側閾値ＢＤ１と低電圧側上限値ＢＬとの間の第１領域ＲＨ１、または、上側閾値ＢＤ２と高電圧側上限値ＢＨとの間の第２領域ＲＨ２の場合、制御部６５は、第１インバータ２０および第２インバータ３０を高電圧片側制御とする。すなわち、本実施形態の差電圧領域ＲＤは、高電圧片側領域ＲＨの中間領域である、といえる。
また本実施形態では、駆動領域を低出力側から領域ＲＬ、ＲＨ１、ＲＤ、ＲＨ２、ＲＴの５領域に分けており、低出力側から、低電圧片側制御、高電圧片側制御、差電圧制御、高電圧片側制御、両側駆動の順に制御を切り替える。
差電圧領域ＲＤは、同位相矩形出力値ＢＤ０を含み、下側閾値ＢＤ１と上側閾値ＢＤ２との間の領域であって、上記実施形態と同様、損失に応じて決定される。
In the present embodiment, when the drive request is the first region RH1 between the lower threshold value BD1 and the low voltage side upper limit value BL, or the second region RH2 between the upper threshold value BD2 and the high voltage side upper limit value BH. The
In the present embodiment, the drive region is divided into five regions RL, RH1, RD, RH2, and RT from the low output side. From the low output side, the low voltage one side control, the high voltage one side control, the differential voltage control, The control is switched in the order of high-voltage single-sided control and double-sided drive.
The differential voltage region RD includes the in-phase rectangular output value BD0 and is a region between the lower threshold value BD1 and the upper threshold value BD2, and is determined according to the loss as in the above embodiment.
本実施形態では、第１電源電圧Ｖ１は、第２電源電圧Ｖ２より大きく、かつ、第１電源電圧Ｖ１と第２電源電圧Ｖ２との差が第２電源電圧Ｖ２より大きい。すなわち、Ｖ１＞Ｖ２であって、（Ｖ１−Ｖ２）＞Ｖ２である。
制御部６５は、第２バッテリ４２の入出力でモータジェネレータ１０を駆動可能な低電圧側上限値ＢＬと、第１バッテリ４１の入出力でモータジェネレータ１０を駆動可能な高電圧側上限値ＢＨとの間の領域である高電圧片側領域ＲＨの中間領域を差電圧領域ＲＤとする。
これにより、電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じ、差電圧領域ＲＤを適切に設定することができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
In the present embodiment, the first power supply voltage V1 is greater than the second power supply voltage V2, and the difference between the first power supply voltage V1 and the second power supply voltage V2 is greater than the second power supply voltage V2. That is, V1> V2 and (V1-V2)> V2.
The
Thereby, the differential voltage region RD can be appropriately set according to the power supply voltages V1 and V2.
In addition, the same effects as those of the above embodiment can be obtained.
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態を図１３に示す。
本実施形態では、図１３に示すように、第１電源電圧Ｖ１を検出する第１電圧検出部４６、および、第２電源電圧Ｖ２を検出する第２電圧検出部４７が設けられる。第１電圧検出部４６および第２電圧検出部４７の検出値は、制御部６５に出力される。
制御部６５は、第１電圧検出部４６および第２電圧検出部４７の検出値を取得可能である。制御部６５は、第１電圧検出部４６および第２電圧検出部４７の検出値に基づいて第１電源電圧Ｖ１および第２電源電圧Ｖ２を演算し、演算された電圧値に応じて領域ＲＬ、ＲＨ、ＲＴ、ＲＤを変更する。
具体的には、図６または図１２に示す上限値ＢＬ、ＢＨ、ＢＴ、同位相矩形出力値ＢＤ０、下側閾値ＢＤ１および上側閾値ＢＤ２の少なくとも一部を電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じて可変にする。
(Third embodiment)
A third embodiment of the present invention is shown in FIG.
In the present embodiment, as shown in FIG. 13, a first
The
Specifically, at least a part of the upper limit values BL, BH, BT, the in-phase rectangular output value BD0, the lower threshold value BD1, and the upper threshold value BD2 shown in FIG. 6 or FIG. 12 are made variable according to the power supply voltages V1, V2. To do.
制御部６５は、第１電源電圧Ｖ１を検出する第１電圧検出部４６および第２電源電圧Ｖ２を検出する第２電圧検出部４７の少なくとも一方から検出値を取得し、検出された検出値に基づき、差電圧領域ＲＤを変更する。
これにより、実際の電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じ、差電圧領域ＲＤをより適切に設定することができる。特に、第１電圧源または第２電圧源として、電圧変動が比較的大きいもの（例えば電気二重層キャパシタ等）を用いる場合、本実施形態のように、電圧検出部４６、４７を設けることが好ましい。また、電源電圧Ｖ１、Ｖ２の変動が大きい場合、差電圧領域ＲＤは、第１実施形態のように低電圧片側領域ＲＬの中間領域である状態と、第２実施形態のように高電圧片側領域ＲＨの中間領域である状態とが、電源電圧Ｖ１、Ｖ２に応じて、切り替わるようにしてもよい。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
The
Thereby, the differential voltage region RD can be set more appropriately according to the actual power supply voltages V1 and V2. In particular, when the first voltage source or the second voltage source has a relatively large voltage fluctuation (for example, an electric double layer capacitor), it is preferable to provide the
In addition, the same effects as those of the above embodiment can be obtained.
（他の実施形態）
（イ）第１電圧源、第２電圧源
上記実施形態では、第１電圧源および第２電圧源として、リチウムイオン電池等を例示した。他の実施形態では、第１電圧源および第２電圧源は、リチウムイオン電池以外の鉛蓄電池、燃料電池等であってもよい。また、第１電圧源と第２電圧源とで、同一の種類、特性のものを用いてもよいし、異なる種類、特性のものを用いてもよい。また、第１電圧源または第２電圧源の一方を電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等のキャパシタとしてもよい。また、第１電圧源または第２電圧源の一方を、エンジン等の駆動源により駆動されて発電する発電機等としてもよい。
(Other embodiments)
(A) First voltage source, second voltage source In the above embodiment, lithium ion batteries and the like are exemplified as the first voltage source and the second voltage source. In other embodiments, the first voltage source and the second voltage source may be lead storage batteries other than lithium ion batteries, fuel cells, and the like. Further, the first voltage source and the second voltage source may be of the same type and characteristics, or may be different types and characteristics. One of the first voltage source and the second voltage source may be a capacitor such as an electric double layer capacitor or a lithium ion capacitor. One of the first voltage source and the second voltage source may be a generator that is driven by a driving source such as an engine to generate electric power.
第３実施形態では、第１電圧検出部および第２電圧検出部を設ける。他の実施形態では、第１電圧検出部または第２電圧検出部の一方を省略してもよい。例えば、第１電圧源または第２電圧源の一方がバッテリであり、他方がキャパシタの場合、例えばバッテリ側にの電圧検出部を省略し、キャパシタ側に電圧検出部を設け、キャパシタの電圧検出値に応じ、差電圧領域を変更するようにしてもよい。 In the third embodiment, a first voltage detector and a second voltage detector are provided. In other embodiments, one of the first voltage detector and the second voltage detector may be omitted. For example, when one of the first voltage source and the second voltage source is a battery and the other is a capacitor, for example, the voltage detection unit on the battery side is omitted, the voltage detection unit is provided on the capacitor side, and the voltage detection value of the capacitor The difference voltage region may be changed according to the above.
（ウ）回転電機
上記実施形態では、回転電機はモータジェネレータである。他の実施形態では、回転電機は、発電機の機能を持たない電動機であってもよいし、電動機の機能を持たない発電機であってもよい。また、上記実施形態の回転電機は３相である。他の実施形態では、回転電機は、４相以上としてもよい。
また、上記実施形態では、回転電機が電動車両の主機モータである。他の実施形態では、回転電機は、主機モータに限らず、例えばスタータ機能とオルタネータ機能とを併せ持つ、所謂ＩＳＧ（Integrated Starter Generator）や、補機モータであってもよい。また、電力変換装置を車両以外の装置に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
(C) Rotating electrical machine In the above embodiment, the rotating electrical machine is a motor generator. In another embodiment, the rotating electrical machine may be an electric motor that does not have a function of a generator, or may be a generator that does not have a function of an electric motor. Further, the rotating electrical machine of the above embodiment has three phases. In other embodiments, the rotating electrical machine may have four or more phases.
In the above embodiment, the rotating electrical machine is a main motor of an electric vehicle. In another embodiment, the rotating electrical machine is not limited to the main motor, but may be a so-called ISG (Integrated Starter Generator) having both a starter function and an alternator function, or an auxiliary motor. Moreover, you may apply a power converter device to apparatuses other than a vehicle.
As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
１・・・回転電機駆動システム
１０・・・モータジェネレータ（回転電機）
１１〜１３・・・コイル（巻線）
１５・・・電力変換装置
２０・・・第１インバータ ２１〜２６・・・第１スイッチング素子
３０・・・第２インバータ ３１〜３６・・・第２スイッチング素子
４１・・・第１バッテリ（第１電圧源）
４２・・・第２バッテリ（第２電圧源）
６５・・・制御部
DESCRIPTION OF
11-13 ... Coil (winding)
DESCRIPTION OF
42 ... Second battery (second voltage source)
65 ... Control unit
Claims (7)
第１スイッチング素子（２１〜２６）を有し、前記巻線の一端（１１１、１２１、１３１）および第１電圧源（４１）と接続される第１インバータ（２０）と、
第２スイッチング素子（３１〜３６）を有し、前記巻線の他端（１１２、１２２、１３２）および第２電圧源（４２）と接続される第２インバータ（３０）と、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する制御部（６５）と、
を備え、
前記第１電圧源により印加可能な電圧である第１電源電圧と、前記第２電圧源により印加可能な電圧である第２電源電圧とは異なっており、
前記制御部は、
前記回転電機の駆動要求が前記第１電圧源または前記第２電圧源の一方の入出力にて駆動可能な領域の一部である差電圧領域である場合、前記巻線の印加電圧が前記第１電源電圧と前記第２電源電圧との差に応じた電圧となる差電圧制御にて前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御する電力変換装置。 A power conversion device for converting electric power of a rotating electrical machine (10) having windings (11, 12, 13),
A first inverter (20) having a first switching element (21-26) and connected to one end (111, 121, 131) of the winding and a first voltage source (41);
A second inverter (30) having a second switching element (31-36) and connected to the other end (112, 122, 132) of the winding and the second voltage source (42);
A controller (65) for controlling on / off operation of the first switching element and the second switching element;
With
A first power supply voltage that is a voltage that can be applied by the first voltage source is different from a second power supply voltage that is a voltage that can be applied by the second voltage source, and
The controller is
When the driving request of the rotating electrical machine is a differential voltage region that is a part of a region that can be driven by one input / output of the first voltage source or the second voltage source, the applied voltage of the winding is the first voltage source. The power converter which controls the said 1st inverter and the said 2nd inverter by the difference voltage control used as the voltage according to the difference of 1 power supply voltage and the said 2nd power supply voltage.
前記制御部は、前記第２電圧源の入出力で前記回転電機を駆動可能な領域の中間領域を前記差電圧領域とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The first power supply voltage is greater than the second power supply voltage and a difference between the first power supply voltage and the second power supply voltage is smaller than the second power supply voltage;
The said control part is a power converter device as described in any one of Claims 1-3 which makes the intermediate | middle area | region of the area | region which can drive the said rotary electric machine by the input / output of the said 2nd voltage source the said differential voltage area | region.
前記制御部は、
前記第２電圧源の入出力で前記回転電機を駆動可能な低電圧側上限値と、前記第１電圧源の入出力で前記回転電機を駆動可能な高電圧側上限値との間の領域の中間領域を、前記差電圧領域とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The first power supply voltage is greater than the second power supply voltage and the difference between the first power supply voltage and the second power supply voltage is greater than the second power supply voltage;
The controller is
An area between an upper limit value on the low voltage side capable of driving the rotating electrical machine by input / output of the second voltage source and an upper limit value on the high voltage side capable of driving the rotating electrical machine by input / output of the first voltage source. The power converter according to claim 1, wherein an intermediate region is the difference voltage region.
前記第１インバータを矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御により、前記第１スイッチング素子を制御し、
前記第２インバータを矩形波制御または過変調ＰＷＭ制御により、前記第２スイッチング素子を制御する請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。 When the control unit performs the differential voltage control,
Controlling the first switching element by rectangular wave control or overmodulation PWM control of the first inverter;
The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the second switching element is controlled by rectangular wave control or overmodulation PWM control for the second inverter.
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