JP2014087105A - Power conversion device - Google Patents
Power conversion device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014087105A JP2014087105A JP2012232145A JP2012232145A JP2014087105A JP 2014087105 A JP2014087105 A JP 2014087105A JP 2012232145 A JP2012232145 A JP 2012232145A JP 2012232145 A JP2012232145 A JP 2012232145A JP 2014087105 A JP2014087105 A JP 2014087105A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier
- power supply
- power
- voltage
- power source
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device.
電池及びコンデンサの直列回路と、第２入出力端がモータに結合され、第１入出力端が少なくとも回生対象切換用のスイッチ回路を介して前記直列回路と結合された第１の電力変換器と、入力端が前記第１の電力変換器の第１入出力端に結合され、出力端が前記コンデンサに結合された第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器及び第２の電力変換器を制御する制御回路とを備え、前記回生対象切換用のスイッチ回路は、前記第２の電力変換器の出力を前記コンデンサへの印加を許容する第１の切換状態と、第１の電力変換器の出力を前記電池への印加を許容する第２の切換状態とを切り替え、通常時（力行時）には、前記回生対象切換用のスイッチ回路を第１の切換状態に、第２の電力変換器を停止するとともに前記回生対象切換用のスイッチ回路を導通状態にして、直列回路側から前記スイッチ回路及び前記第１の電力変換器を介してモータに力行電力を供給する、モータ駆動用電力変換装置が開示されている（特許文献１）。 A series circuit of a battery and a capacitor; a first power converter having a second input / output terminal coupled to the motor and a first input / output terminal coupled to the series circuit via at least a regeneration target switching circuit; A second power converter having an input terminal coupled to the first input / output terminal of the first power converter and an output terminal coupled to the capacitor, and the first power converter and the second power. A control circuit for controlling the converter, wherein the switch circuit for switching the regeneration target includes a first switching state that allows the output of the second power converter to be applied to the capacitor, and a first power. The output of the converter is switched to a second switching state in which application to the battery is allowed. During normal operation (during powering), the switch circuit for switching the regeneration target is switched to the first switching state. The power converter is stopped and the regeneration target switching scan is performed. A motor drive power conversion device is disclosed in which a power supply power is supplied to a motor from a series circuit side via the switch circuit and the first power converter by making a switch circuit conductive (Patent Document 1). ).
しかしながら、上記のモータ駆動用電力変換装置のような、２レベルインバータでは、電池及びコンデンサの両方から電圧を出力させて、インバータを高電圧で制御した場合に、モータの相電流に高調波成分が多く含まれてしまう、という問題があった。 However, in a two-level inverter such as the motor drive power converter described above, when a voltage is output from both a battery and a capacitor and the inverter is controlled at a high voltage, harmonic components are present in the motor phase current. There was a problem that many were included.
本発明が解決しようとする課題は、負荷の電流の高調波を抑制した電力変換装置を提供することである。 The problem to be solved by the present invention is to provide a power converter that suppresses harmonics of a load current.
本発明は、直列接続された複数の電源のうち、第１の電源に対応する第１のキャリア、及び、第２の電源に対応する第２のキャリアを生成し、インバータの変調率と、第１のキャリア及び第２のキャリアとを比較することで、スイッチング素子のスイッチング信号を生成し、変調率の振幅の中央値を設定することによって上記課題を解決する。 The present invention generates a first carrier corresponding to a first power source and a second carrier corresponding to a second power source among a plurality of power sources connected in series, and a modulation rate of an inverter, By comparing the first carrier and the second carrier, the switching signal of the switching element is generated, and the median of the amplitude of the modulation factor is set to solve the above-described problem.
本発明は、変調率の振幅の中央値に応じて、複数の電源の電力を分配させることで、高電圧制御時には、負荷の制御電力を高めることができるため、負荷の電流の高調波を抑制することができる。 The present invention distributes the power of a plurality of power sources according to the median value of the modulation factor amplitude, so that the control power of the load can be increased during high voltage control, thereby suppressing the harmonics of the load current. can do.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御装置のブロック図である。本例のモータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ３は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお、本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。
FIG. 1 is a block diagram of a motor control device including a power conversion device according to an embodiment of the invention. When the motor control device of this example is provided in an electric vehicle, the three-phase AC power
本例のモータ制御装置は、主電源１と、補助電源２と、電力変換装置１００と、モータ３とを備えている。
The motor control device of this example includes a main power source 1, an
主電源１は、二次電池を含む直流電源である。補助電源２は、電荷を蓄電するコンデンサである。補助電源２は、電気二重層キャパシタなどの静電容量部品で構成される。補助電源２の定格電圧は主電源１の定格電圧よりも低い。主電源１及び補助電源２は直列に接続されており、車両の動力源となる。主電源１の電池容量は、補助電源２に蓄電される電気容量より大きい。そのため、モータ３へ要求される負荷が小さい場合には、モータ３は主電源１の電力により駆動され、負荷が大きい場合には、主電源１及び補助電源２の電力により駆動される。なお、主電源１及び補助電源２の入出力の電力は、主電源１に充電されている充電容量、補助電源２に蓄電される容量、モータ２の要求トルク等に応じて、コントローラ１０で制御される。
The main power source 1 is a DC power source including a secondary battery. The
また、補助電源２の高電位側の端子、主電源１と補助電源２との接続点、及び、主電源１の低電位側の端子は、電源線を介して、電力変換装置１００に接続されている。
Further, the high potential side terminal of the
モータ３は、例えば、ロータに永久磁石を埋設しステータにステータコイルが巻き付けられた同期型モータである。モータ３は、電力変換装置１００から出力される交流電力により、電磁気的な作用で動作して、回転力を発生する。電動機２は、本例の車両の駆動源となる。また、電動機２は発電機としても作用し、電動機２の回生により発電された電力は、電力変換装置１００を介して、主電源１及び補助電源２に供給される。モータ３の各相は、配線を介して、電力変換装置１００にそれぞれ接続されている。
The
電力変換装置１００は、３レベルインバータであって、コンデンサ４と、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４と、ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４、Ｄｖ１〜Ｄｖ４、Ｄｗ１〜Ｄｗ４と、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６、Ｄｖ５、Ｄｖ６、Ｄｗ５、Ｄｗ６と、コントローラ１０とを備えた、３レベルインバータである。電力変換装置１００は、主電源１及び補助電源２の両出力によりモータ３を駆動させる場合には、３レベルインバータとして動作し、主電源１のみの出力によりモータ３を駆動させる場合には、２レベルインバータとして動作する。
The power conversion device 100 is a three-level inverter, and includes a capacitor 4, switching elements Su1 to Su4, Sv1 to Sv4, Sw1 to Sw4, diodes Du1 to Du4, Dv1 to Dv4, Dw1 to Dw4, and diodes Du5 and Du6. , Dv5, Dv6, Dw5, Dw6 and a
コンデンサ４は、平滑用のコンデンサであり、主電源１に並列に接続されている。 The capacitor 4 is a smoothing capacitor and is connected to the main power supply 1 in parallel.
インバータ回路のうち、Ｕ相の回路は、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４及びダイオードＤｕ１〜Ｄｕ６により構成されている。スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子であり、インバータ回路の高電位側から低電位側に同方向で、直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路のうち、最も高電位側のスイッチング素子Ｓｕ１（以下、１段目のスイッチング素子とも称す。）の高電位側端子は、電源線（Ｐ側電源線）を介して、補助電源２の高電位側に接続されている。スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路のうち、最も低電位側のスイッチング素子Ｓｕ４（以下、４段目のスイッチング素子とも称す。）の低電位側端子は、電源線（Ｎ側電源線）を介して、主電源１の低電位側に接続されている。また、スイッチング素子Ｓｕ２（以下、２段目のスイッチング素子とも称す。）の低電位側端子と、スイッチング素子Ｓｕ３（以下、３段目のスイッチング素子とも称す。）の高電位側端子との接続点は、配線を介して、モータ３のＵ相に接続されている。
Among the inverter circuits, the U-phase circuit is composed of switching elements Su1 to Su4 and diodes Du1 to Du6. The switching elements Su1 to Su4 are semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs, and are connected in series in the same direction from the high potential side to the low potential side of the inverter circuit. In the series circuit of the switching elements Su1 to Su4, the high potential side terminal of the highest potential side switching element Su1 (hereinafter also referred to as the first stage switching element) is a power line (P side power line). To the high potential side of the
また、ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４は、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に逆並列にそれぞれ接続されている。ダイオードＤｕ５とダイオードＤｕ６は直列に接続され、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６は、スイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ３の直列回路に対して逆並列に接続されている。ダイオードＤｕ５のカソードは、スイッチング素子Ｓｕ１とスイッチング素子Ｓｕ２との接続点に接続され、ダイオードＤｕ６のアノードは、スイッチング素子Ｓｕ３とスイッチング素子Ｓｕ４との接続点に接続され、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとの接続点は、電源線を介して、主電源１と補助電源２との接続点に接続されている。
The diodes Du1 to Du4 are connected in antiparallel to the switching elements Su1 to Su4, respectively. The diode Du5 and the diode Du6 are connected in series, and the diodes Du5 and Du6 are connected in antiparallel to the series circuit of the switching elements Su2 and Su3. The cathode of the diode Du5 is connected to the connection point between the switching element Su1 and the switching element Su2, the anode of the diode Du6 is connected to the connection point between the switching element Su3 and the switching element Su4, and the anode of the diode D5 and the diode D6 A connection point with the cathode is connected to a connection point between the main power source 1 and the
スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に印加される電圧について、過渡的なものを除くと、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１には、補助電源１の電圧が印加され、２段目のスイッチング素子Ｓｕ２及び４段目のスイッチング素子Ｓｕ４には、主電源１の電圧が印加され、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３には主電源の電圧の約半分の電圧が印加される。そして、各スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４及びダイオードＤｕ１〜Ｄｕ６には、それぞれの素子に印加される電圧に応じた耐電圧の素子が用いられる。 Except for the transient voltage applied to the switching elements Su1 to Su4, the voltage of the auxiliary power source 1 is applied to the first-stage switching element Su1, and the second-stage switching element Su2 and the fourth-stage switching element Su1. A voltage of the main power supply 1 is applied to the switching element Su4, and a voltage about half the voltage of the main power supply is applied to the switching element Su3 in the third stage. For each of the switching elements Su1 to Su4 and the diodes Du1 to Du6, an element having a withstand voltage corresponding to the voltage applied to each element is used.
また、本例では、補助電源２の定格電圧が主電源１の定格電圧よりも低い。そのため、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧、及び、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６の耐電圧より低くなっている。また、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧より低くなっている。
In this example, the rated voltage of the
Ｖ、Ｗ相の回路構成は、上述したＵ相の回路構成と同様の構成であり、Ｖ、Ｗ相の回路素子には、Ｕ相の回路素子と同様の素子が用いられるため、Ｖ、Ｗ相の回路について説明を省略する。これにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ相を構成するスイッチング素子及びダイオードが、各相に接続されている。 The V and W phase circuit configurations are the same as the U phase circuit configuration described above, and the same elements as the U phase circuit elements are used for the V and W phase circuit elements. Description of the phase circuit is omitted. Thereby, the switching element and diode which comprise U, V, and W phase are connected to each phase.
コントローラ１０は、外部から入力されるトルク指令値、モータ３の回転数等に基づいて、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のオン、オフを切り替えることで、ＰＷＭ制御を行い、インバータへの入力電力を変換し出力させる制御部である。また、コントローラ１０は、主電源の電圧を検出する電圧センサ（図示しない）の検出電圧、及び、補助電源の電圧を検出する電圧センサ（図示しない）の検出電圧に基づいて、インバータを制御する。
The
図２は、コントローラ１０のブロック図である。コントローラ１０は、電流指令値演算器１１と、電流制御器１２と、オフセット演算器１３と、変調率演算器１４と、キャリア生成器１５と、スイッチング信号生成器１６とを有している。
FIG. 2 is a block diagram of the
電流指令値演算器１１は、電力変換装置１００の外部から入力されるトルク指令値及びモータ３の回転数に基づいて、モータ３の交流電流の電流指令値を演算する。電流指令値演算器１１には、トルク指令値、モータ回転数及び電流指令値の対応関係を示すマップが予め保存されており、電流指令値演算器１１は当該マップを参照することで、電流指令値を演算し、電流制御器１２に出力する。なお、モータ３の回転数は、モータ３に設けられたレゾルバ等（図示しない）により検出される。
The current command value calculator 11 calculates the current command value of the alternating current of the
電流制御器１２は、モータ３のロータの位相、モータ３の相電流及び電流指令値演算器１１の電流指令値に基づいて、モータ３の交流電圧の指令値である交流電圧指令を演算する。電流制御器１２は、モータ３の電流センサにより検出される検出電流（ｕ、ｖ、ｗ相の電流）を、ロータの位相で回転座標系に変換し、ｄｑ軸電流を演算する。そして、電流制御器１２は、ＰＩ制御により、ｄｑ軸電流を、電流指令値に一致させる電圧指令値を演算し、変調率演算器１４に出力する。
The
オフセット制御器１３は、主電源１に対応するキャリアＡ及び補助電源２に対応するキャリアＢを含むキャリアに対して、ＰＷＭ制御の変調率の振幅（全振幅）の中央値を設定する制御器である。オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧、及び、補助電源２の電圧に基づいて、中央値を演算する。そして、オフセット制御器１３は、演算した中央値に相当するオフセット量を、電圧オフセット指令値として、変調率演算器１４に出力する。
The offset
変調率演算器１４は、電流制御器１２の交流電圧指令値、及び、オフセット制御器の電圧オフセット指令値に基づいて、ＰＷＭ変調の変調率指令値を演算し、スイッチング信号生成器１６に出力する。
The
キャリア生成器１５は、主電源１の電圧、及び、補助電源２の電圧に基づいて、キャリアＡ及びキャリアＢの振幅をそれぞれ設定し、キャリア信号をスイッチング信号生成器１６に出力する。
The
スイッチング信号生成器１６は、キャリア信号に含まれるキャリアＡ、Ｂと、変調率演算器１４の変調率指令値とを比較することで、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４を駆動させるスイッチング信号を生成し、各スイッチング素子に送信する。そして、各スイッチング素子は、当該スイッチング信号に基づいて、オン及びオフを切り替えることで、インバータは制御される。
The
次に、本例の電力変換装置１００の交流電圧を生成するための制御について説明する。まず、キャリアＡ、Ｂと、交流電圧指令値と関係について、図３を用いて、説明する。図３は、キャリアＡ、Ｂ、交流電圧指令値の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＶｓが電流制御器１２の交流電圧指令値の特性を示すグラフである。また、ＡａはキャリアＡの振幅（全振幅）を、ＡｂはキャリアＢの振幅（全振幅）を、Ａｓは交流電圧指令値（Ｖｓ）の振幅（半振幅）をそれぞれ示している。
Next, control for generating an AC voltage of the power conversion apparatus 100 of this example will be described. First, the relationship between the carriers A and B and the AC voltage command value will be described with reference to FIG. Figure 3 is a graph showing the carrier A, B, the characteristics with respect to time of the AC voltage command values, the characteristic of graph A carrier A, curve B is the characteristic of the carrier B, the graph V s is of the
キャリアＡ及びキャリアＢは、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧とそれぞれ対応しており、主電源１の電圧が高いほど、キャリアＡの振幅が大きくなり、同様に、補助電源２の電圧が高いほど、キャリアＢの振幅が大きくなるように、設定される。主電源１及び補助電源２の出力可能な電圧は、それぞれのバッテリ、コンデンサに充電されている充電容量に応じて異なる。主電源１に充電されている充電容量が大きい場合には、主電源１から出力可能な電力は高くなるため、キャリアＡの振幅（Ａａ）を大きくとることができる。補助電源２についても同様に、補助電源２に蓄電されている電気容量が高いほど、キャリアＢの振幅（Ａｂ）が大きく設定される。
The carrier A and the carrier B correspond to the voltage of the main power supply 1 and the voltage of the
また、本例では補助電源２の電気容量は、主電源１の電池容量に比べて小さい。そのため、例えば、モータ３への負荷が大きく、回転数が高い状態が長い時間、続いた場合には、主電源１の電力だけではなく、補助電源２の電力も用いて、モータ３が駆動するため、補助電源２の出力電圧は徐々に小さくなる。この時、キャリアＢの振幅（Ａｂ）も徐々に小さくなる。そして、補助電源２の電池容量がゼロになると、振幅（Ａｂ）がゼロになり、以降、インバータは２レベルで制御される。
In this example, the electric capacity of the
交流電圧指令値Ｖｓの振幅（Ａｓ）は、モータ回転数及びトルク指令値に対応しており、モータ３への負荷が大きいほど、または、モータ回転数が高いほど、振幅（Ａｓ）は大きくなる。
The amplitude (A s ) of the AC voltage command value Vs corresponds to the motor rotation speed and the torque command value. The larger the load on the
次に、キャリアＡ、Ｂと変調率との関係について、図４Ａ〜図４Ｃを用いて説明する。図４Ａ〜図４Ｃは、キャリアＡ、Ｂ、変調率の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭが変調率の特性を示すグラフである。また図４Ａ〜４Ｃにおいて、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の振幅は、それぞれ同じ大きさとする。 Next, the relationship between the carriers A and B and the modulation rate will be described with reference to FIGS. 4A to 4C. 4A to 4C are graphs showing the characteristics of the carriers A and B and the modulation rate with respect to time. The graph A shows the characteristics of the carrier A, the graph B shows the characteristics of the carrier B, and the graph M shows the characteristics of the modulation rate. It is a graph to show. 4A to 4C, the amplitudes of the carriers A and B and the modulation rate are the same.
まず、図４Ａを用いて、変調率の中央値（Ｃｐａ）をキャリアＡの振幅Ａａの値（キャリアＡの最大値）に設定した場合（変調率の中央値をキャリアＡとキャリアＢとの間に設定した場合）の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡとの交差部分と、変調率とキャリアＢの交差部分が、中央値を基準に、均一に分配される。そのため、モータ３への供給電力（回生の場合は出力電力）に対して、主電源１の電力及び補助電源２の電力が均一に分配されていることになる。
First, referring to FIG. 4A, when the median value (C pa ) of the modulation rate is set to the value of the amplitude Aa of carrier A (the maximum value of carrier A) (the median value of the modulation rate is calculated between carrier A and carrier B). The characteristic of the case of setting between) will be described. In such a case, the intersection between the modulation factor and the carrier A and the intersection between the modulation factor and the carrier B are uniformly distributed with reference to the median value. Therefore, the power of the main power source 1 and the power of the
次に、図４Ｂを用いて、変調率の中央値（Ｃｐｂ）を、振幅Ａａと振幅Ａｂとを合算した値の半分に設定した場合の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡの交差部分が、変調率とキャリアＢの交差部分より多くなる。そのため、モータ３への供給電力に対して、主電源１の電力が、補助電源２の電力よりも多く分配されていることになる。
Next, the characteristics when the median value (C pb ) of the modulation factor is set to half of the sum of the amplitude Aa and the amplitude Ab will be described using FIG. 4B. In such a case, the intersection between the modulation factor and the carrier A is larger than the intersection between the modulation factor and the carrier B. Therefore, the power of the main power source 1 is distributed more than the power of the
次に、図４Ｃを用いて、変調率の中央値（Ｃｐｃ）を、振幅Ａａと振幅Ａｂとを合算した値から、変調率の振幅を減算した値に設定した場合の特性について、説明する。かかる場合には、変調率とキャリアＡの交差部分が、変調率とキャリアＢの交差部分より少なくなる。そのため、モータ３への供給電力に対して、主電源１の電力が、補助電源２の電力よりも少なく分配されていることになる。
Next, the characteristics when the median value (C pc ) of the modulation factor is set to a value obtained by subtracting the amplitude of the modulation factor from the sum of the amplitude Aa and the amplitude Ab will be described using FIG. 4C. . In such a case, the intersection between the modulation factor and the carrier A is smaller than the intersection between the modulation factor and the carrier B. Therefore, the power of the main power source 1 is distributed less than the power of the
すなわち、本例は、変調率の中央値を、キャリアＡ、Ｂの振幅に対して変えることで、主電源１の電力と補助電源２の電力の分配を変えることができる。
That is, in this example, the distribution of the power of the main power supply 1 and the power of the
次に、モータ３への負荷の大きさと、変調率の中央値との関係について、図５を用いて説明する。図５は、キャリアＡ、Ｂ、変調率の時間に対する特性を示すグラフであり、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭが変調率の特性を示すグラフである。また、図５において、グラフＡがキャリアＡの特性を、グラフＢがキャリアＢの特性を、グラフＭ１、Ｍ２が変調率の特性を示すグラフである。またグラフＭ１は、モータ３への負荷が大きい場合に、変調率演算器１４で演算される変調率を示し、グラフＭ２はグラフＭ１に係るモータ３への負荷よりも、負荷が大きい場合の変調率の特性を示す。
Next, the relationship between the magnitude of the load on the
グラフＭ１に示すように、モータ３の負荷が大きい場合には、変調率の振幅は大きくなる。そして、電力を主電源１と補助電源２の両方に分配させる場合には、変調率の中央値（Ｃｐｄ１）を高い値に設定して、変調率の波形を、キャリアＡとキャリアＢの両方に交差させるようにする。
As shown in the graph M 1, when the load of the
一方、グラフＭ２に示すように、モータ３の負荷が小さい場合には、変調率の振幅は大きくなる。そして、主電源１の電力のみで、モータ３を駆動できる場合には、変調率の中央値（Ｃｐｄ２＜Ｃｐｄ１）を低い値に設定して、変調率の波形を、キャリアＡのみ交差させる。これにより、本例は、モータ３の負荷が小さく、主電源１の電力のみでモータ３を駆動可能な時には、２レベルインバータで制御する。
On the other hand, as shown in the graph M 2, when the load of the
次に、オフセット制御器１３における、変調率の中央値の演算制御について説明する。まず、オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ２ｍ）、及び、主電源１の電圧（Ｖ１）（現在、主電源１に充電されている充電容量に対応する電圧）を用いて、式１により、キャリアＡの振幅（Ａａ）を演算する。
また、オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ２ｍ）、及び、補助電源２の電圧（Ｖ２）（現在、補助電源２に充電されている電気容量に対応する電圧）を用いて、式２により、キャリアＢの振幅（Ａｂ）を演算する。
なお、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）は、主電源１及び補助電源２に接続された電圧センサ（図示しない）により検出される検出電圧である。また、主電源１の最大電圧（Ｖ１ｍ）は、満充電状態である時の主電源１の出力電力である。主電源１のバッテリは劣化するが、コントローラ１０がバッテリの劣化度を管理している場合には、当該劣化度に応じて、最大電圧（Ｖ１ｍ）が演算されてもよい。また、補助電源２の最大電圧（Ｖ２ｍ）は定格電圧に相当する。
The voltage (V 1 ) of the main power source 1 and the voltage (V 2 ) of the
また、キャリアＡの振幅（Ａａ）及びキャリアＢの振幅（Ａｂ）の間には、式３の関係が満たされる。
オフセット制御器１３には、変調率の波形の振幅を演算するためのマップが予め保存されている。当該マップは、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ１）、補助電源２の電圧（Ｖ２）、及び、変調率の振幅（Ａｍ）の対応関係を示すマップである。トルク指令値及びモータ回転数を用いて、当該マップを参照することで、変調率の振幅（Ａｍ）が演算されるが、演算された振幅（Ａｍ）に対して、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）が高い場合には、変調率の全振幅を、キャリアＡ、Ｂの振幅内に抑えることができる。しかし、当該演算された振幅（Ａｍ）に対して、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）が低い場合には、変調率の全振幅は、キャリアＡ、Ｂの振幅を越えてしまうため、振幅（Ａｍ）に制限をかける。
The offset
ゆえに、オフセット制御部１３のマップには、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）のデータを含んでいる。マップ上における電圧のデータは、主電源１及び補助電源２で、最大となる電圧（主電源１及び補助電源２の合計電圧）から、最少となる電圧までのデータである。
Thus, in the map of the offset
また、オフセット制御部１３は、マップにより、変調率の波形をキャリアＢに交差させるか否かを判定するための判定閾値を管理している。判定閾値は、トルク指令値及びモータ回転数に対して、それぞれ設定されている。
Further, the offset
トルク指令値で示される判定閾値について説明する。モータ回転数が一定で、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧が一定である場合には、トルク指令値に応じて、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるか、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるかが、決定される。そのため、マップ上には、キャリアＡ、Ｂに交差させるか、キャリアＡのみに交差させるかを示す閾値がトルク指令値の閾値で設定されていることになる。そして、トルク指令値が判定閾値より大きい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるように、中央値を設定する。一方、トルク指令値が判定閾値より小さい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるように、中央値を設定する。
The determination threshold value indicated by the torque command value will be described. When the motor rotation speed is constant and the voltage of the main power supply 1 and the voltage of the
モータ回転数で示される判定閾値について説明する。トルク指令値が一定で、主電源１の電圧及び補助電源２の電圧が一定である場合には、モータ回転数に応じて、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるか、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるかが、決定される。そのため、マップ上には、キャリアＡ、Ｂに交差させるか、キャリアＡのみに交差させるかを示す閾値が、モータ回転数の閾値で設定されていることになる。そして、モータ回転数が判定閾値より大きい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡ、Ｂに交差させるように、中央値を設定する。一方、モータ回転数が判定閾値より小さい場合には、オフセット制御部１３は、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるように、中央値を設定する。
The determination threshold value indicated by the motor rotation speed will be described. When the torque command value is constant and the voltage of the main power source 1 and the voltage of the
そして、オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）に基づき、上記マップを参照し、線形補間で、変調率の振幅（Ａｍ）を演算する。
Then, the offset
次に、オフセット制御器１３は、変調率の振幅（Ａｍ）、キャリアＡの振幅（Ａａ）及びキャリアＢの振幅（Ａｂ）を比較して、式４及び式５の条件式により、変調率の波形の中央値（Ｃｐ）を演算する。
式４により、変調率の振幅（Ａｍ）に相当する電力を、キャリアＡに対応する主電源１の出力電力のみで供給できる場合には、変調率の波形が、キャリアＡのみと交差するように、中央値（Ｃｐ）を設定する。 When the power corresponding to the amplitude (A m ) of the modulation rate can be supplied only by the output power of the main power supply 1 corresponding to the carrier A according to Equation 4, the modulation rate waveform intersects with only the carrier A. Is set to the median value (C p ).
一方、変調率の振幅（Ａｍ）に相当する電力を、キャリアＡに対応する主電源１の出力電力のみで供給できない場合には、主電源１及び補助電源２から電力を出力させるために、変調率の波形が、キャリアＡ及びキャリアＢと交差するように、中央値（Ｃｐ）を設定する。
On the other hand, when the power corresponding to the amplitude (A m ) of the modulation rate cannot be supplied only by the output power of the main power source 1 corresponding to the carrier A, in order to output the power from the main power source 1 and the
そして、オフセット制御器１３は、上記により演算された、変調率の中央値（Ｃｐ）に相当するオフセット指令値を、変調率演算器１４に出力する。変調器演算器１４は、電流制御器１２の変調率に電圧オフセット指令値を足し合わせて、変調率波形の中央値をＣｐとし、変調率指令値を演算する。そして、変調率演算器１４は、変調率指令値を、比較器１６に出力する。
Then, the offset
次に、スイッチング信号生成器１６は、変調率指令値とキャリア信号を比較し、図６に示す条件で、スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のオン、オフを切り替えるスイッチング信号を生成する。なお、以下、説明を簡単にするために、Ｕ相のみについて、説明する。
Next, the
図６は、変調率の波形の値とキャリアＡ、Ｂとの大小関係に対して、オンするスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の関係を示す表である。 FIG. 6 is a table showing the relationship of the switching elements Su1 to Su4 that are turned on with respect to the magnitude relationship between the value of the modulation factor waveform and the carriers A and B.
変調率ＭがキャリアＡ以上であり、かつ、変調率ＭがキャリアＢ以上である場合には、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２をオンに、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４をオフにする。また、変調率ＭがキャリアＡ以上であり、かつ、変調率ＭがキャリアＢ未満である場合には、スイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ３をオンに、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ４をオフにする。変調率ＭがキャリアＡ未満である場合には、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４をオンに、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２をオフにする。そして、図６に示す条件の下、スイッチング信号生成器１６は、生成したスイッチング信号をスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４に出力し、インバータが制御される。これにより、電力変換装置１００の交流電圧が生成される。
When the modulation factor M is greater than or equal to the carrier A and the modulation factor M is greater than or equal to the carrier B, the switching elements Su1 and Su2 are turned on and the switching elements Su3 and Su4 are turned off. When the modulation factor M is greater than or equal to the carrier A and the modulation factor M is less than the carrier B, the switching elements Su2 and Su3 are turned on and the switching elements Su1 and Su4 are turned off. When the modulation factor M is less than the carrier A, the switching elements Su3 and Su4 are turned on and the switching elements Su1 and Su2 are turned off. Under the conditions shown in FIG. 6, the
次に、図７を用いて、車両の状態に対する、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の波形の推移について説明する。図７は、キャリアＡ、Ｂ及び変調率の時間特性を示すグラフである。図７において、グラフＣｐは中央値の特性を示すグラフである。なお、説明を容易にするために、主電源１の充電容量を一定とする。 Next, transition of the waveforms of the carriers A and B and the modulation factor with respect to the vehicle state will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a graph showing time characteristics of the carriers A and B and the modulation rate. In FIG. 7, a graph Cp is a graph showing the characteristic of the median value. For ease of explanation, the charging capacity of the main power supply 1 is assumed to be constant.
車両の走行が開始され、低速状態から加速を続けると、トルク指令値及びモータ回転数の上昇に伴って、変調率の振幅は徐々に大きくなる。低速状態から加速をしている時間帯のうち、時間帯（I）では、変調率の振幅（Ａｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａａ／２）より小さいため、変調率の中央値は、上記の式４で算出される。そして、変調率の波形は、キャリアＡのみと交差する。 When the vehicle starts to travel and continues to accelerate from a low speed state, the amplitude of the modulation factor gradually increases as the torque command value and the motor rotation speed increase. Among the time zones in which acceleration is performed from the low speed state, in the time zone (I), the modulation rate amplitude (A m ) is smaller than the half amplitude (A a / 2) of the carrier A, so the median value of the modulation rate Is calculated by Equation 4 above. The modulation rate waveform intersects with carrier A only.
時間帯（II）では、トルク指令値及びモータ回転数がさらに高くなり、変調率の振幅（Ａｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａａ／２）より大きくなる。そのため、変調率の中央値は上記の式５で算出され、変調率の波形は、キャリアＡ、Ｂと交差する。また、補助電源２の電力がモータ３の駆動に用いられるため、キャリアＢの振幅は徐々に小さくなる。
In the time zone (II), the torque command value and the motor rotation speed are further increased, and the amplitude (A m ) of the modulation factor is larger than the half amplitude (A a / 2) of the carrier A. Therefore, the median value of the modulation rate is calculated by the
車両の状態が高速で一定の速度になると、トルク指令値が、時間帯（II）のトルク指令値より小さくなるため、変調率の波形の振幅は小さくなる。変調率の振幅（Ａｍ）は、キャリアＡの半振幅（Ａａ／２）以下になるため、変調率の中央値は、上記の式４で算出される時間帯（III）。 When the vehicle state is high and constant, the torque command value becomes smaller than the torque command value in the time zone (II), so the amplitude of the modulation factor waveform becomes small. Since the amplitude (A m ) of the modulation rate is equal to or less than the half amplitude (A a / 2) of the carrier A, the median value of the modulation rate is the time zone (III) calculated by the above equation 4.
高速から回生ブレーキで減速すると、コントローラ１０は、補助電源２の電圧を検出し、回生による発電電力で補助電源２を充電するように、変調率の中央値を設定する。具体的には、オフセット制御器１３は、キャリアＢの最大値（キャリアＡの振幅とキャリアＢの振幅の合計値）から、回生制御時の変調率の振幅を減算した値を、中央値に設定する。時間帯（IV）において、変調率の波形は、設定された中央値を基準に、推移して、少なくともキャリアＢと交差する。そして、補助電源２は徐々に充電される。
When decelerating from the high speed with the regenerative brake, the
そして、補助電源２の電気容量が定格容量に達すると、コントローラ２０は、補助電源２の充電制御を停止し、オフセット制御器１３は、変調率の中央値を、キャリアＡの振幅とキャリアＢの振幅とを加算した長さの半分の値に設定する（時間帯（V））。
When the electric capacity of the
時間帯（VI）以降、再び加速し、オフセット制御器１３は、上記の式５に基づいて、変調率の中央値を演算する。変調率の波形は、キャリアＡ、Ｂと交差する。
After the time zone (VI), acceleration is performed again, and the offset
そして、加速に伴い車速が大きくなって、補助電源２の電池容量がゼロになると、オフセット制御器１３は上記の式４に基づいて、変調率の中央値を演算する。そして、変調率の波形は、キャリアＡのみと交差する（時間帯（VII））。なお、この時、変調率の振幅がキャリアＡの半振幅（Ａａ／２）より大きい場合には、変調率の振幅に制限をかけて、変調率の波形がキャリアＡのみと交差するよう制御する。
When the vehicle speed increases with acceleration and the battery capacity of the
上記のように、本例は、主電源１に対応するキャリアＡ、及び、補助電源２に対応するキャリアＢを生成し、変調率の振幅の中央値を設定し、インバータの変調率と、キャリアＡ及びキャリアＢとを比較して、スイッチング信号を生成して、インバータを制御する。これにより、駆動させる電力及び回生可能な電力が増加するため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。
As described above, in this example, the carrier A corresponding to the main power source 1 and the carrier B corresponding to the
ところで、モータが高回転である場合には回転する永久磁石によりステータコイルに生じる誘起電圧が高くなり、インバータの電源の電圧を越えると電力をモータに供給できなくなるため、誘起電圧を抑制するよう弱め界磁制御を行う。その一方で、電源電圧とインバータ内のスイッチング素子等の定格を越えてまで、インバータから電力を出力させることはできない。そのため、誘起電圧の抑制量を大きくするよう、弱め界磁制御量を増加させると、モータのトルク制限が大きくなり、車両の動力性能が損なわれるという問題がある。 By the way, when the motor rotates at a high speed, the induced voltage generated in the stator coil by the rotating permanent magnet becomes high. When the voltage of the inverter power supply is exceeded, power cannot be supplied to the motor. Perform field control. On the other hand, power cannot be output from the inverter until the power supply voltage and the rating of the switching element in the inverter are exceeded. Therefore, if the field-weakening control amount is increased so as to increase the amount of suppression of the induced voltage, there is a problem that the torque limit of the motor increases and the power performance of the vehicle is impaired.
上記問題を解決するために、電源の電圧をコンバータにより昇圧させて、インバータに入力して、モータの高回転時の最大トルクを増大させる方法も考えられる。しかしながら、コンバータによる電力変換時の損失が問題となる。 In order to solve the above problem, a method is conceivable in which the voltage of the power source is boosted by a converter and input to an inverter to increase the maximum torque at the time of high rotation of the motor. However, loss during power conversion by the converter becomes a problem.
また、他の方法として、電力変換装置を２レベルインバータで構成し、入力側の電源として、主電源と補助電源を直列接続し、さらに電源を切り替え可能にするよう構成し、モータの高回転時のみ、補助電源を用いて電力を増大させる方法も考えられる。しかしながら、かかる構成では、常に２レベルインバータの制御であるため、モータの高回転時には、相電流は高調波を多く含み、モータの効率が低くなるという問題が発生する。さらに、インバータ内のスイッチング素子等を、最大電圧時に合う耐電圧の素子にする必要があり、耐電圧に応じて抵抗値が増大する半導体素子を用いた場合には、補助電源を用いてない時においても、インバータの駆動効率が悪化するという問題も発生する。そして、電力変換装置を車両に搭載した場合に、インバータの効率の低下は、航続距離の減少になる。 As another method, the power conversion device is configured with a two-level inverter, the main power supply and the auxiliary power supply are connected in series as the power supply on the input side, and the power supply can be switched. Only a method of increasing power using an auxiliary power source is also conceivable. However, in such a configuration, since the control of the two-level inverter is always performed, when the motor rotates at high speed, the phase current includes a lot of harmonics, which causes a problem that the efficiency of the motor is lowered. In addition, it is necessary to make the switching elements in the inverter have a withstand voltage suitable for the maximum voltage, and when a semiconductor element whose resistance increases with the withstand voltage is used, the auxiliary power supply is not used. However, there also arises a problem that the drive efficiency of the inverter deteriorates. When the power conversion device is mounted on a vehicle, the decrease in the inverter efficiency results in a decrease in the cruising distance.
本例では、複数の電源である、主電源１及び補助電源２を直列に接続し、主電源１に対して複数のスイッチング素子を並列に接続し、補助電源２に対して複数のスイッチング素子を並列に接続することにより、３レベルインバータで、電力変換装置１００を構成する。そして、本例は、モータの低回転時（又はモータの低負荷時）の場合には、２レベルインバータで動作させて、モータの高回転時（又はモータの高負荷時）の場合には、３レベルインバータで動作させている。これにより、相電流の高調波を抑制しつつ、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。
In this example, a main power source 1 and an
また、本例は、モータ回転数、トルク指令値に基づいて、変調率の中央値を設定する。これにより、モータ回転数、トルク指令値に応じて、主電源１の電力及び補助電源２の電力を分配させることができるため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失が低減されるため、電力の利用効率を向上させることができる。
In this example, the median value of the modulation rate is set based on the motor speed and the torque command value. Thereby, since the electric power of the main power supply 1 and the electric power of the
また、本例は、モータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より高い場合には、変調率の波形をキャリアＡ及びキャリアＢに交差させるよう、変調率の中央値を設定する。これにより、主電源１に補助電源２を加えた電圧でモータ３を駆動させるため、モータ３の高負荷領域における駆動・回生トルクを増大することができる。
Further, in this example, when the motor rotation speed or the torque command value is higher than a predetermined threshold, the median value of the modulation factor is set so that the modulation factor waveform intersects the carrier A and the carrier B. Thereby, since the
また、本例は、モータ３の回転数又はトルク指令値が所定の閾値より低い場合には、変調率の波形をキャリアＡのみに交差させるよう、変調率の中央値を設定する。これにより、モータ３の低負荷領域では、主電源１の電力のみでモータ３を駆動させることができるため、インバータを制御する際の電流の通る素子数を減少させることができ、インバータの効率を高めることができる。
Further, in this example, when the rotation speed or torque command value of the
また、本例は、変調率の振幅に基づいて変調率の中央値を設定する。すなわち、本例は、変調率の振幅が大きいほど中央値のオフセット量を大きい値に設定することで、変調率の波形を、キャリアＡ及びキャリアＢの振幅内に抑える。これにより、過変調状態を避けることができるため、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。
In this example, the median value of the modulation rate is set based on the amplitude of the modulation rate. That is, in this example, the modulation amount waveform is suppressed within the amplitudes of the carrier A and the carrier B by setting the offset value of the median value to a larger value as the amplitude of the modulation rate is larger. Thereby, since an overmodulation state can be avoided, the harmonic of the phase current of the
また、本例は、主電源１及び補助電源２の電圧に基づいて変調率の中央値を設定する。これにより、実際の電源の電圧に応じてキャリアＡ、Ｂの振幅を設定することができるため、過変調状態を避けることができ、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。
In this example, the median modulation rate is set based on the voltages of the main power supply 1 and the
また、本例は、主電源１の電圧が高いほど、キャリアＡの振幅を大きく設定し、補助電源２の電圧が高いほど、キャリアＢの振幅を大きく設定する。これにより、実際の電源の電圧に応じてキャリアＡ、Ｂの振幅を設定することができるため、過変調状態を避けることができ、モータ３の相電流の高調波を抑制することができる。また、モータ３の損失を低減することができる。
Further, in this example, the higher the voltage of the main power supply 1, the larger the amplitude of the carrier A, and the higher the voltage of the
また本例において、１段目のスイッチング素子Ｓｕ１の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧、及び、ダイオードＤｕ５、Ｄｕ６の耐電圧より低くなっている。これにより、主電源１及び補助電源２の電圧に応じた耐電圧のスイッチング素子を用いることで、各素子を通過する際の抵抗が下がるため、インバータの効率を向上させることができる。
In this example, the withstand voltage of the first-stage switching element Su1 is lower than the withstand voltages of the second and fourth-stage switching elements Su2 and Su4 and the withstand voltages of the diodes Du5 and Du6. Thereby, by using a switching element having a withstand voltage corresponding to the voltages of the main power supply 1 and the
また本例において、３段目のスイッチング素子Ｓｕ３の耐電圧は、２、４段目のスイッチング素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の耐電圧より低くなっている。これにより、主に主電源１を用いるシステムで、オン状態が長い３段目のスイッチング素子の抵抗を下げることができるため、主電源１を用いる際のインバータの効率を向上させることができる。 In this example, the withstand voltage of the third-stage switching element Su3 is lower than the withstand voltages of the second and fourth-stage switching elements Su2 and Su4. As a result, in a system that mainly uses the main power supply 1, the resistance of the third-stage switching element having a long ON state can be lowered, so that the efficiency of the inverter when using the main power supply 1 can be improved.
また本例は、補助電源２をコンデンサにより構成する。これにより、補助電源２において、急速な充放電が可能となり、また平滑コンデンサを削減することができる。
In this example, the
なお、本例において、補助電源２はコンデンサにより構成されたが、バッテリ又は燃料電池により構成されてもよい。また、補助電源５をバッテリ等により構成する場合には、図８に示すように、平滑用のコンデンサ６を、補助電源に並列に接続する。図８は、本発明の変形例に係るモータ制御装置のブロック図である。
In addition, in this example, although the
また、本例の電力変換装置１００のインバータ回路は、モータ３の相数に合わせて、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の三相で構成されているが、モータの相数が三相以外の相数である場合には、モータの相数に合わせて構成されればよい。
Further, the inverter circuit of the power conversion device 100 of this example is configured with three phases of U, V, and W phases according to the number of phases of the
なお、本例では、図４Ａ〜図４Ｃに示すように、変調率の最大値はキャリアＢの最大値以下に抑えられ、変調率の最小値はキャリアＡの最小値以下に抑えられているが、変調率の最大値はキャリアＢの最大値を越えてもよく、また変調率の最小値はキャリアＡの最小値より低くてもよい。 In this example, as shown in FIGS. 4A to 4C, the maximum value of the modulation rate is suppressed to the maximum value of the carrier B and the minimum value of the modulation rate is suppressed to the minimum value of the carrier A or less. The maximum value of the modulation rate may exceed the maximum value of the carrier B, and the minimum value of the modulation rate may be lower than the minimum value of the carrier A.
また、変調率の波形は、トルク指令値等に応じて、正弦波でなくもよく、例えば矩形波であってもよい。 Also, the modulation factor waveform may not be a sine wave, for example, a rectangular wave, depending on the torque command value or the like.
また、本例は、モータ３の負荷が小さく、モータ３の回転数が低い場合には、主電源１の電力のみに分配させるよう、変調率の中央値を設定したが、変調率をキャリアＢのみと交差させるよう、変調率の中央値を設定し、主電源１の電力よりも補助電源２の電力を優先させるように、制御してもよい。
Further, in this example, when the load of the
また、本例は、モータ回転数及びトルク指令値に基づいて、変調率の中央値を設定したが、モータ回転数又はトルク指令値のいずれか一方の値に基づいて、変調率の中央値を設定してもよい。 In this example, the median value of the modulation rate is set based on the motor rotation speed and the torque command value. However, the median value of the modulation rate is set based on either the motor rotation number or the torque command value. It may be set.
上記のスイッチング素子及びダイオードで構成される回路が本発明の「インバータ」に相当し、コントローラ１０が本発明の「制御手段」に相当し、キャリア生成器１５が本発明の「キャリア生成手段」に相当し、スイッチング信号生成器１６が本発明の「スイッチング生成手段」に相当し、オフセット制御器１３が「中央値設定手段」に相当する。
The circuit composed of the switching element and the diode corresponds to the “inverter” of the present invention, the
また、主電源１が本発明の「第１の電源」に相当し、補助電源２が本発明の「第２の電源」に相当し、キャリアＡが本発明の「第１のキャリア」に相当し、キャリアＢが本発明の「第２のキャリア」に相当する。
The main power source 1 corresponds to the “first power source” of the present invention, the
また、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２の回路が本発明の「第２の直列回路」に相当し、スイッチング素子Ｓｕ３、Ｓｕ４の回路が本発明の「第１の直列回路」に相当し、ダイオードＤｕ５が本発明の「第２のダイオード」に相当し、ダイオードＤｕ６が本発明の「第１のダイオード」に相当する。 Further, the circuit of the switching elements Su1 and Su2 corresponds to the “second series circuit” of the present invention, the circuit of the switching elements Su3 and Su4 corresponds to the “first series circuit” of the present invention, and the diode Du5 is the main circuit. The diode corresponds to the “second diode” of the invention, and the diode Du6 corresponds to the “first diode” of the present invention.
《第２実施形態》
本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御装置について説明する。本例では、本例では上述した第１実施形態に対して、オフセット制御器１３における中央値の演算制御が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。
<< Second Embodiment >>
A motor control device including a power conversion device according to another embodiment of the present invention will be described. In this example, the calculation control of the median value in the offset
第１の実施形態に係る電力変化装置１００では、補助電源２を、主電源１の電力を補助するための電源として用いたが、本例では、補助電源２の電池容量が大きく、補助電源２を積極的に使用するように制御している。
In the power change apparatus 100 according to the first embodiment, the
オフセット制御器１３は、主電源１の最大電圧（Ｖ１ｍ）、補助電源２の定格電圧（Ｖ２ｍ）、主電源１の電圧（Ｖ１）、及び、補助電源２の電圧（Ｖ２）を用いて、式１、２により、キャリアＡの振幅（Ａａ）及びキャリアＢの振幅（Ａｂ）をそれぞれ演算する。オフセット制御器１３は、トルク指令値、モータ回転数、主電源１の電圧（Ｖ１）及び補助電源２の電圧（Ｖ２）に基づき、上記マップを参照し、線形補間で、変調率の振幅（Ａｍ）を演算する。
The offset
次に、オフセット制御器１３は、変調率の振幅（Ａｍ）、キャリアＡの振幅（Ａａ）及びキャリアＢの振幅（Ａｂ）に基づいて、式６により、変調率の波形の中央値（Ｃｐ）を演算する。
式６により、第１実施形態と比較して、変調率の波形とキャリアＢとを交差させる部分が多くなるため、補助電源２を積極的に用いることができる。
Since the number of portions where the modulation factor waveform and the carrier B intersect with each other is increased by
１…主電源
２、５…補助電源
３…モータ
４、６…平滑コンデンサ
１０…コントローラ
１１…電流指令値演算器
１２…電流制御器
１３…オフセット制御器
１４…変調率演算器
１５…キャリア生成器
１６…スイッチング信号生成器
１００…電力変換装置
Ｓｕ１〜Ｓｕ４、Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４…スイッチング素子
Ｄｕ１〜Ｄｕ６、Ｄｖ１〜Ｄｖ６、Ｄｗ１〜Ｄｗ６…ダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ...
Claims (10)
前記インバータを制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記複数の電源のうち、第１の電源に対応する第１のキャリア、及び、第２の電源に対応する第２のキャリアを生成するキャリア生成手段と、
前記インバータの変調率と、前記第１のキャリア及び前記第２のキャリアとを比較することで、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
前記変調率の振幅の中央値を設定する中央値設定手段とを有する
ことを特徴とする電力変換装置。 An inverter having a plurality of switching elements, converting the power of a plurality of power supplies connected in series and supplying the load to a load;
Control means for controlling the inverter,
The control means includes
Of the plurality of power sources, carrier generating means for generating a first carrier corresponding to a first power source and a second carrier corresponding to a second power source;
Switching signal generating means for generating a switching signal for switching on and off of the switching element by comparing the modulation factor of the inverter with the first carrier and the second carrier;
And a median value setting means for setting a median value of the amplitude of the modulation factor.
前記負荷であるモータの回転数、又は、外部から入力されるトルク指令値の少なくとも一方の値に基づいて前記中央値を設定する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The median value setting means includes:
The power converter according to claim 1, wherein the median value is set based on at least one of a rotational speed of a motor that is the load or a torque command value input from the outside.
前記負荷であるモータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より高い場合には、前記変調率の波形を前記第１のキャリア及び前記第２のキャリアに交差させるよう前記中央値を設定する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。 The median value setting means includes:
When the rotation speed or torque command value of the motor as the load is higher than a predetermined threshold, the median value is set so that the modulation factor waveform intersects the first carrier and the second carrier. The power conversion device according to claim 1 or 2.
前記負荷であるモータの回転数又はトルク指令値が所定の閾値より低い場合には、前記変調率の波形を、前記第１のキャリアのみと交差させるよう前記中央値を設定する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。 The median value setting means includes:
When the rotation speed or torque command value of the motor as the load is lower than a predetermined threshold value, the median value is set so that the waveform of the modulation factor intersects only the first carrier. The power converter according to claim 1 or 2.
前記変調率の振幅に基づいて前記中央値を設定する
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The median value setting means includes:
The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the median is set based on an amplitude of the modulation factor.
前記複数の電源の電圧に基づいて前記中央値を設定する
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The median value setting means includes:
The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the median is set based on voltages of the plurality of power supplies.
前記第１の電源の電圧が高いほど、前記第１のキャリアの振幅を大きく設定し、
前記第２の電圧の電圧が高いほど、前記第２のキャリアの振幅を大きく設定する
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The carrier generation means includes
The higher the voltage of the first power supply, the larger the amplitude of the first carrier,
The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein an amplitude of the second carrier is set to be larger as a voltage of the second voltage is higher.
前記複数の電源の低電位側である前記第１の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第１の直列回路と、
前記複数の電源の高電位側である前記第２の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第２の直列回路と、
前記第１の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第１のダイオードと、
前記第２の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第２のダイオードとを、各相に接続し、
前記第２の電源の定格電圧が前記第１の電源の定格電圧より低い場合には、前記第２の直列回路のうち高電位側の前記スイッチング素子の耐電圧は、
前記第２の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、前記第１の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、前記第１のダイオードの耐電圧、及び、前記第２のダイオードの耐電圧より低い
ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The inverter circuit is:
A first series circuit of the plurality of switching elements connected in parallel to the first power source on the low potential side of the plurality of power sources;
A second series circuit of the plurality of switching elements connected in parallel to the second power source on the high potential side of the plurality of power sources;
A first diode connected between a connection point of the plurality of switching elements included in the series circuit connected to the first power supply and a connection point of the first power supply and the second power supply; When,
A second diode connected between a connection point of the plurality of switching elements included in the series circuit connected to the second power supply and a connection point of the first power supply and the second power supply; Connected to each phase,
When the rated voltage of the second power supply is lower than the rated voltage of the first power supply, the withstand voltage of the switching element on the high potential side in the second series circuit is:
The withstand voltage of the switching element on the low potential side of the second series circuit, the withstand voltage of the switching element on the low potential side of the first series circuit, the withstand voltage of the first diode, and the The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is lower than a withstand voltage of the second diode.
前記複数の電源の低電位側である前記第１の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第１の直列回路と、
前記複数の電源の高電位側である前記第２の電源に対して並列に接続された、前記複数のスイッチング素子の第２の直列回路と、
前記第１の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第１のダイオードと、
前記第２の電源に接続された前記直列回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の接続点と、前記第１の電源及び前記第２の電源の接続点との間に接続された第２のダイオードとを、各相に接続し、
前記第２の電源の定格電圧が前記第１の電源の定格電圧より低い場合には、前記第１の直列回路のうち高電位側の前記スイッチング素子の耐電圧は、
前記第１の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧、及び、前記第２の直列回路のうち低電位側の前記スイッチング素子の耐電圧より低い
ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The inverter circuit is:
A first series circuit of the plurality of switching elements connected in parallel to the first power source on the low potential side of the plurality of power sources;
A second series circuit of the plurality of switching elements connected in parallel to the second power source on the high potential side of the plurality of power sources;
A first diode connected between a connection point of the plurality of switching elements included in the series circuit connected to the first power supply and a connection point of the first power supply and the second power supply; When,
A second diode connected between a connection point of the plurality of switching elements included in the series circuit connected to the second power supply and a connection point of the first power supply and the second power supply; Connected to each phase,
When the rated voltage of the second power supply is lower than the rated voltage of the first power supply, the withstand voltage of the switching element on the high potential side in the first series circuit is
The withstand voltage of the switching element on the low potential side of the first series circuit and the withstand voltage of the switching element on the low potential side of the second series circuit are lower than those of the first series circuit. The power conversion device according to claim 8.
ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 9, wherein the first power source on the high potential side of the plurality of power sources is a capacitor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012232145A JP2014087105A (en) | 2012-10-19 | 2012-10-19 | Power conversion device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012232145A JP2014087105A (en) | 2012-10-19 | 2012-10-19 | Power conversion device |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017112313A Division JP6832795B2 (en) | 2017-06-07 | 2017-06-07 | Power converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014087105A true JP2014087105A (en) | 2014-05-12 |
Family
ID=50789718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012232145A Pending JP2014087105A (en) | 2012-10-19 | 2012-10-19 | Power conversion device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2014087105A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017046468A (en) * | 2015-08-27 | 2017-03-02 | 株式会社日立製作所 | Power converter for rolling stock |
| JP2017046467A (en) * | 2015-08-27 | 2017-03-02 | 株式会社日立製作所 | Power conversion device |
| CN106797186A (en) * | 2014-10-15 | 2017-05-31 | 罗伯特·博世有限公司 | Power drive system and the method for running the motor of electric car |
| JP2017153366A (en) * | 2017-06-07 | 2017-08-31 | 日産自動車株式会社 | Power converter |
| JP2017158349A (en) * | 2016-03-03 | 2017-09-07 | 株式会社日立製作所 | Power conversion apparatus |
| JP2019532606A (en) * | 2016-08-30 | 2019-11-07 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | Drive system, particularly for vehicles, and method for heating a drive system |
| JPWO2021144885A1 (en) * | 2020-01-15 | 2021-07-22 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0630564A (en) * | 1992-04-24 | 1994-02-04 | Hitachi Ltd | Controller of power converter and controller of electric rolling stock using the same |
| JP2006121812A (en) * | 2004-10-21 | 2006-05-11 | Nissan Motor Co Ltd | Method for controlling power conversion device |
-
2012
- 2012-10-19 JP JP2012232145A patent/JP2014087105A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0630564A (en) * | 1992-04-24 | 1994-02-04 | Hitachi Ltd | Controller of power converter and controller of electric rolling stock using the same |
| JP2006121812A (en) * | 2004-10-21 | 2006-05-11 | Nissan Motor Co Ltd | Method for controlling power conversion device |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106797186A (en) * | 2014-10-15 | 2017-05-31 | 罗伯特·博世有限公司 | Power drive system and the method for running the motor of electric car |
| JP2017532942A (en) * | 2014-10-15 | 2017-11-02 | ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | Electric drive system and method for driving electric motor of electric vehicle |
| JP2017046468A (en) * | 2015-08-27 | 2017-03-02 | 株式会社日立製作所 | Power converter for rolling stock |
| JP2017046467A (en) * | 2015-08-27 | 2017-03-02 | 株式会社日立製作所 | Power conversion device |
| JP2017158349A (en) * | 2016-03-03 | 2017-09-07 | 株式会社日立製作所 | Power conversion apparatus |
| JP2019532606A (en) * | 2016-08-30 | 2019-11-07 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | Drive system, particularly for vehicles, and method for heating a drive system |
| JP2017153366A (en) * | 2017-06-07 | 2017-08-31 | 日産自動車株式会社 | Power converter |
| JPWO2021144885A1 (en) * | 2020-01-15 | 2021-07-22 | ||
| WO2021144885A1 (en) * | 2020-01-15 | 2021-07-22 | 三菱電機株式会社 | Power conversion device and motor system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5297953B2 (en) | Electric motor drive system for electric vehicle | |
| Tolbert et al. | Multilevel converters for large electric drives | |
| US10236803B2 (en) | Hybrid-vehicle variable-voltage traction motor drive | |
| US8297391B2 (en) | Power supply system, vehicle provided with the same, power supply system control method and computer-readable recording medium bearing program for causing computer to control the power supply system | |
| US9493092B2 (en) | Electric automobile | |
| US7728562B2 (en) | Voltage link control of a DC-AC boost converter system | |
| JP2014087105A (en) | Power conversion device | |
| US20110193509A1 (en) | Power Conversion Device | |
| US7605497B2 (en) | Two-source inverter | |
| JP6636905B2 (en) | Power converter | |
| JP2011024370A (en) | Load driving apparatus and electric vehicle using the same | |
| JP2021048759A (en) | Power supply device | |
| JP2010527306A (en) | Apparatus and method for controlling power shunt, and hybrid vehicle having the same circuit | |
| US7719138B2 (en) | Two-source series inverter | |
| JP2011160617A (en) | Z-source step-up circuit | |
| JP2017158233A (en) | Power conversion device | |
| JPWO2012039258A1 (en) | Inverter control device and inverter control method | |
| JP2013021895A (en) | Inverter device and system interconnection inverter system equipped with the same | |
| JP2006121877A (en) | Motor controller | |
| JP5375679B2 (en) | Control device for motor drive system | |
| JP2010035279A (en) | Power supply system and electric vehicle | |
| JP2013102636A (en) | Control apparatus for ac motor | |
| Akiyama et al. | A novel charging control for D-EPC with DC power sources connected in series | |
| JP7544656B2 (en) | Motor Control Device | |
| WO2022168868A1 (en) | Rotary electric machine control system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150828 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160530 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160705 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160905 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20170314 |