JP2013034268A

JP2013034268A - Ｄｃｄｃコンバータの制御装置

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Publication number: JP2013034268A
Application number: JP2011167856A
Authority: JP
Inventors: Yuki Suzuki; 友樹鈴木; Toshiyuki Kono; 俊幸甲埜; Shinya Goto; 真也後藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-07-30
Filing date: 2011-07-30
Publication date: 2013-02-14
Anticipated expiration: 2031-07-30
Also published as: US9397572B2; US20130027978A1; JP5387629B2

Abstract

【課題】モータジェネレータ１０等の車載高電圧システムと車体との間に絶縁不良等が生じる場合、コモンモードノイズが増加し、入力電圧Ｖｉｎの情報が重畳されたＰＷＭ信号ＳＶに上記ノイズが重畳すると、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの停止に追い込まれこと。
【解決手段】ＰＷＭ処理部３２では、入力電圧Ｖｉｎが許容範囲である場合、ＰＷＭ信号ＳＶのキャリアの周波数を周波数ｆ１として且つ、許容範囲でない場合には周波数ｆ２とする。制御装置４０では、ＰＷＭ信号ＳＶが周波数ｆ１の信号であるにもかかわらず、ＰＷＭ信号ＳＶをデコードして得られる入力電圧が許容範囲から外れる場合、メインスイッチング素子Ｑ１のＤｕｔｙ値Ｄを固定値に制限しつつも電圧の変換処理を継続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータであって且つ、該ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するＤＣＤＣコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置に関する。

この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、ＤＣＤＣコンバータの１次側である車載高電圧システム内においてＤＣＤＣコンバータの入力電圧を検出する検出回路を備え、検出値に応じた信号を、車載低電圧システム内におけるＤＣＤＣコンバータの操作手段に出力するものも提案されている。ここで、検出値に応じた信号は、検出値をＰＷＭ処理することで得られる信号であり、上記検出回路では、過度に高い電圧を検出する場合と正常な電圧を検出する場合とで、そのキャリア周波数を変更している。これにより、ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子を操作する操作手段を備える低電圧システム側では、ＰＷＭ処理された信号のキャリア周波数が過度に高い電圧に対応する場合、ＤＣＤＣコンバータを停止させる。これは、入力電圧が過度に高い場合、ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に加わる電圧が、スイッチング素子の信頼性の低下を招くおそれのあるものとなるためである。

また、低電圧システム側では、ＰＷＭ処理された信号の表現する電圧値に応じてＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の時比率を制限する。特に、ＰＷＭ処理された信号をデコードすることで得られる入力電圧の値が過度に高い場合、ＤＣＤＣコンバータを停止する（段落「００４５」）。

なお、上記高電圧システムと低電圧システムとは絶縁されており、低電圧システムは、車体に接続されている。

特開２００６−１０１６８０号公報

ところで、モータジェネレータ等の車載高電圧システムと車体との間に絶縁不良等が生じる場合、コモンモードノイズが増加し、ＰＷＭ処理された信号にノイズが重畳する現象が発明者らによって見出された。そしてこの場合、ＰＷＭ処理された信号をデコードすることで得られる入力電圧の値が、過度に大きい値となり、実際にはＤＣＤＣコンバータを駆動可能であるにもかかわらず、ＤＣＤＣコンバータを停止させる事態が生じうる。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータであって且つ、該ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するＤＣＤＣコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御する新たなＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータであって且つ、該ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するＤＣＤＣコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、前記入力電圧の検出値が重畳された検出信号を取得する取得手段と、前記取得された検出信号が示す前記検出値に応じて前記出力電圧の制御のための前記時比率を制限するガード手段と、前記取得手段によって取得された前記検出信号が異常であるか否かを判断する制限用判断手段と、前記制限用判断手段によって異常があると判断される場合、前記ＤＣＤＣコンバータによる電圧の変換処理を継続しつつも前記時比率の制限処理を行なう制限手段と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧が入力電圧および時比率に依存する。このため、入力電圧に応じて時比率を制限するガード手段によって、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を回避することができる。ただし、検出信号に異常がある場合、ガード手段によっては、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を回避することが困難となる。そこで上記発明では、制限手段を備えることで、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制限処理は、前記時比率を、前記入力電圧がとり得る値の全領域において前記スイッチング素子の入力端子および出力端子間に耐圧を超える電圧が印加されないと想定される値に強制的に設定する処理であることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をＰＷＭ処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記ＰＷＭ処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であるにもかかわらず、該検出信号によって表現される入力電圧が前記許容範囲を外れる場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とする。

上記発明では、検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であることで、入力電圧が許容範囲内にあると判断できるものの、検出信号によって表現される入力電圧が許容範囲を外れる場合、正しい入力電圧の値を知ることができないとして、制限処理を行なう。このため、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をＰＷＭ処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記ＰＷＭ処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が前記正常時キャリア周波数および前記異常時キャリア周波数のいずれに対応するものでもない場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とすることを特徴とする。

上記発明では、検出信号に重畳される入力電圧情報の信頼性が低い場合、制限処理を行なうことで、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。

請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記入力電圧は、車載主機の直流電圧源の端子電圧であり、前記直流電圧源には、前記車載主機に接続された電力変換回路が接続されており、前記キャリア周波数は、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも高く設定されていることを特徴とする。

上記発明では、上記電力変換回路のスイッチング操作に伴い、検出信号にノイズが重畳するおそれがある。ただし、検出信号の周波数を高くするなら、ノイズの重畳によって入力電圧情報に誤差が生じる事態を抑制することができる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記制限処理がなされている状況下、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記制限処理を解除し、正常時における時比率の操作に復帰させる復帰手段をさらに備えることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記復帰手段は、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記時比率を、前記制限処理によって設定される時比率から前記正常時における時比率へと徐変させる徐変手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、徐変手段を備えることで、復帰手段による処理に際して出力電圧が急変する事態を回避することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかるＤｕｔｙ値の設定処理を示すブロック図。同実施形態にかかるＤｕｔｙ値の制限処理の手順を示す流れ図。

以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータの制御装置を車載主機用の直流電圧源の電圧を降圧するＤＣＤＣコンバータに適用した一実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶ、コネクタ１２，１４、およびリレー１６，１８を介して高電圧バッテリ２０に接続されている。高電圧バッテリ２０は、端子間電圧が百Ｖ以上の高電圧となる直流電圧源（２次電池）である。

ＤＣＤＣコンバータＣＮＶは、高電圧バッテリ２０の電圧を所定圧（例えば「１２Ｖ」）に降圧しつつその電力を低電圧バッテリ２２に供給するものである。ＤＣＤＣコンバータＣＮＶは、第１トランスＴ１および第２トランスＴ２を備える絶縁型コンバータである。ここで、第１トランスＴ１は、１次側コイルＷ１、Ｗ２と２次側コイルＷ３とを備えて構成されており、第２トランスＴ２は、１次側コイルＷ４，Ｗ５と２次側コイルＷ６とを備えて構成されている。

第１トランスＴ１の１次側コイルＷ１の一方の端子には、高電圧バッテリ２０の正極端子が接続されており、他方の端子には、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の一方の端子が接続されている。第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の他方の端子は、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子に接続されており、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の他方の端子には、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の一方の端子が接続されている。第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の他方の端子は、コンデンサＣ１を介して高電圧バッテリ２０の負極端子に接続されている。

上記第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子側および高電圧バッテリ２０の負極端子側間は、メインスイッチング素子Ｑ１によって接続されている。また、メインスイッチング素子Ｑ１には、ダイオードＤ１が、逆並列に接続されている。

上記第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の他方の端子および第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子間には、コンデンサＣ２およびサブスイッチング素子Ｑ２が並列接続されている。また、サブスイッチング素子Ｑ２には、ダイオードＤ２が、逆並列に接続されている。なお、サブスイッチング素子Ｑ２やコンデンサＣ２は、アクティブクランプ回路を構成するものである。

上記第１トランスＴ１の２次側コイルＷ３の一方の端子および第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の一方の端子間は、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４によって接続されている。また、第１トランスの２次側コイルＷ３の他方の端子および第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の他方の端子は、短絡されている。そして、この短絡部と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続箇所との間には、コンデンサＣ３が接続されている。なお、コンデンサＣ３には、低電圧バッテリ２２が並列接続されている。

電圧モニタ回路３０は、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの入力電圧Ｖｉｎ（高電圧バッテリ２０の端子電圧）を検出し、ＰＷＭ処理部３２に出力する。ＰＷＭ処理部３２では、入力電圧Ｖｉｎとキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ処理によって、入力電圧Ｖｉｎを論理「Ｈ」および論理「Ｌ」の１周期に対する論理「Ｈ」の時間の比（時比率）によって表現するＰＷＭ信号ＳＶを生成し、出力する。ここで、キャリア周波数は、正常時においては周波数ｆ１とされる。これに対し、入力電圧Ｖｉｎが過度に高かったり過度に低かったりする異常時においては、周波数ｆ２（＜ｆ１）とされる。

上記ＰＷＭ処理部３２から出力されるＰＷＭ信号ＳＶは、フォトカプラ３４を介して制御装置４０に取り込まれる。ここで、フォトカプラ３４は、高電圧バッテリ２０を備える車載高電圧システムと、制御装置４０を備える車載低電圧システムとの絶縁を保ちつつ信号を伝達するための絶縁通信手段である。

制御装置４０は、電流センサ４２によって検出されるＤＣＤＣコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏｕｔと、電圧センサ４４によって検出されるＤＣＤＣコンバータＣＮＶの出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を操作することで、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する変換処理を行なう。この処理は、メインスイッチング素子Ｑ１とサブスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン操作する（相補駆動する）に際し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の操作をメインスイッチング素子Ｑ１、サブスイッチング素子Ｑ２の操作にそれぞれ同期させることで行われる。

すなわち、メインスイッチング素子Ｑ１がオン且つサブスイッチング素子Ｑ２がオフとなる場合、スイッチング素子Ｑ３がオン且つスイッチング素子Ｑ４がオフとなる。これにより、高電圧バッテリ２０、１次側コイルＷ１，Ｗ４、およびメインスイッチング素子Ｑ１を備えるループ経路が閉状態とされる。これにより、トランスＴ２では、２次側コイルＷ６を介してコンデンサＣ３に電流を出力する。また、この際、コンデンサＣ１、１次側コイルＷ２，Ｗ５、およびメインスイッチング素子Ｑ１のループ経路で、コンデンサＣ１が放電する。

一方、メインスイッチング素子Ｑ１がオフ且つサブスイッチング素子Ｑ２がオンとなる場合、スイッチング素子Ｑ３がオフ且つスイッチング素子Ｑ４がオンとなる。この場合、コンデンサＣ１，Ｃ２、サブスイッチング素子Ｑ２、１次側コイルＷ４，Ｗ１、高電圧バッテリ２０を備えるループ経路によって、１次側コイルＷ４，Ｗ１に電圧が印加され、この電圧の極性は、メインスイッチング素子Ｑ１がオン状態であるときとは逆となる。このため、トランスＴ１では、２次側コイルＷ３を介してコンデンサＣ３に電流を出力する。また、１次側コイルＷ５，Ｗ２およびコンデンサＣ１を備えるループ経路によって、コンデンサＣ１が充電される。

制御装置４０では、上記メインスイッチング素子Ｑ１がオン・オフ操作される１周期に対するオン時間の時比率（Ｄｕｔｙ値Ｄ）に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。この制御は、ＰＷＭ信号ＳＶを参照しつつ行なわれる。すなわち、ＰＷＭ信号ＳＶが上記異常時の周波数ｆ２に応じた信号である場合、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶによる電圧変換処理を強制的に停止させる（メインスイッチング素子Ｑ１およびサブスイッチング素子Ｑ２をオフとする）。一方、ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１に応じた信号である場合、上記Ｄｕｔｙ値Ｄを、ＰＷＭ信号ＳＶに応じてガード処理しつつＤＣＤＣコンバータＣＮＶを駆動する。図２に、この駆動処理の詳細を示す。

フィードバック制御部Ｂ１０は、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとに基づき、これらを所望に制御するためのＤｕｔｙ値Ｄのベース値Ｄｆｂを算出する。一方、第１ガード処理部Ｂ１２では、入力電圧Ｖｉｎに基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄの第１ガード値Ｄｇ１を算出する。第１ガード値Ｄｇ１は、下限電圧Ｖｍｉｎと上限電圧Ｖｍａｘとの間で定義され、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるほど小さい値に設定される。これは、メインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態を回避するためのものである。すなわち、メインスイッチング素子Ｑ１がオフ且つサブスイッチング素子Ｑ２がオンとなる状況下、メインスイッチング素子Ｑ１には、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が印加され、この印加電圧は、「Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」となる。このため、印加電圧がメインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間の耐圧ＶＱＭを越えない状況下、デューティ値Ｄをフィードバック制御部Ｂ１０によって定まる値に極力設定可能なように、第１ガード値Ｄｇ１は、入力電圧Ｖｉｎが大きいほど小さくなるように設定した。

上記上限電圧Ｖｍａｘは、正常時において高電圧バッテリ２０のとり得る上限電圧に設定される。この電圧は、先の図１に示したＰＷＭ処理部３２がＰＷＭ信号ＳＶのキャリア周波数を周波数ｆ２に切り替える下限電圧と等しい。

一方、下限電圧Ｖｍｉｎは、先の図１に示したコネクタ１２，１４の接続不良が生じたか否かを判断するための判定値である。すなわち、コネクタ１２，１４に接続不良が生じると、コネクタ１２，１４よりも下流側であるＤＣＤＣコンバータＣＮＶの入力端子間の電圧が低下する。ここで、接続不良が生じると、コネクタ１２，１４部分における配線の抵抗値が上下に変動する場合と等価の現象が生じる。このため、接続不良が生じる場合、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの入力電圧が低下した後急上昇することがあり、この場合、サージ電圧によってメインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態が生じうる。このため、下限電圧Ｖｍｉｎを設けた。

変化量算出部Ｂ１４は、入力電圧Ｖｉｎの上昇速度を算出する。詳しくは、入力電圧Ｖｉｎの時間微分値とゼロとのうちの大きい方を入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶｉｎとする。

第２ガード処理部Ｂ１６は、変化量ΔＶｉｎに基づき、第２ガード値Ｄｇ２を算出する。第２ガード値Ｄｇ２は、入力電圧Ｖｉｎが変化することで第１ガード値Ｄｇ１の更新が遅れたとしても、メインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態を回避するためのものであり、変化量ΔＶｉｎが大きくなるほど小さい値に設定される。詳しくは、第２ガード値Ｄｇ２は、変化量ΔＶｉｎが第１所定値以下である場合には一定値となっており、第１所定値を超えると変化量ΔＶｉｎの増大に伴って漸減し、第２所定値以上となると一定値となる。なお、上記変化量算出部Ｂ１４による変化量ΔＶｉｎの算出手法からわかるように、第２ガード値Ｄｇ２は、変化量ΔＶｉｎが上昇する場合に限って定められる。これは、入力電圧Ｖｉｎが低下する場合には、上記第１ガード値Ｄｇ１によるガード処理で十分であることによる。

最小値選択部Ｂ１８では、ベース値Ｄｆｂと、第１ガード値Ｄｇ１と、第２ガード値Ｄｇ２との内の最小値を、Ｄｕｔｙ値Ｄ０とする。こうして算出されるＤｕｔｙ値Ｄ０は、変換処理の正常時におけるＤｕｔｙ値である。セレクタＳＬでは、正常時においては、Ｄｕｔｙ値Ｄ０を最終的なＤｕｔｙ値Ｄとして採用する。

ところで、車載高電圧システムと車体との間の絶縁不良が生じる場合等にあっては、高電圧システムにおけるインバータＩＮＶ等のスイッチングに伴って高電圧システムから低電圧システムへとコモンモードノイズが流出しやすくなる。そしてコモンモードノイズが流出すると、このノイズがフォトカプラ３４の２次側に重畳し、ひいては制御装置４０によって受信されるＰＷＭ信号ＳＶにおける論理「Ｈ」のパルス幅が変化して入力電圧Ｖｉｎに関する情報の信頼性の低下を招くおそれがある。

具体的には、このようにノイズがフォトカプラ３４の２次側に重畳する場合、ＰＷＭ信号ＳＶに重畳された入力電圧情報が上限電圧Ｖｍａｘを越えるか下限電圧Ｖｍｉｎを下回る。こうした状況下、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶを停止させる場合には、低電圧バッテリ２２の充電手段がなくなるため、低電圧バッテリ２２の蓄電量の低下に伴って車両の走行ができなくなる。これは、モータジェネレータ１０を制御対象としインバータＩＮＶを操作する制御装置等の電源が低電圧バッテリ２２であるためである。

ただし、ＰＷＭ信号ＳＶが周波数ｆ１に応じた信号であるなら、入力電圧Ｖｉｎは、実際には、上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎとの間にあることから、本来、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶによる変換処理を継続可能な状況である。そこで本実施形態では、この場合、セレクタＳＬによって第３ガード値Ｄｇ３を選択し、Ｄｕｔｙ値Ｄを第３ガード値Ｄｇ３に固定しつつＤＣＤＣコンバータＣＮＶによる電圧変換処理を継続する。ここで、第３ガード値Ｄｇ３は、Ｄｕｔｙ値が上限電圧Ｖｍａｘである場合における第１ガード値Ｄｇ１の値とする。これは、入力電圧Ｖｉｎが下限電圧Ｖｍｉｎと上限電圧Ｖｍａｘとの間のいかなる値を取ろうとも、メインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に高くなる事態を回避するための設定である。

さらに、本実施形態では、ＰＷＭ信号ＳＶのキャリアの周波数ｆ１，ｆ２を、インバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆ３よりも十分に高くする。これは、上記フォトカプラ３４の２次側に重畳するコモンモードノイズとしては、特にインバータＩＮＶのスイッチングに伴うものが支配的であることによる。このため、スイッチング周波数ｆ３よりも上記キャリアの周波数ｆ１、ｆ２を十分に高くすることで、コモンモードノイズがＰＷＭ信号ＳＶに重畳したとしても、ＰＷＭ信号ＳＶの所定周期当たりのノイズの重畳頻度を十分に低くする。

図３に、第３ガード値Ｄｇ３の利用処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、ＰＷＭ信号ＳＶを受信する。続くステップＳ１２においては、第３ガード値Ｄｇ３に制限する旨を示すフラグＦが「１」であるか否かを判断する。ここで「１」は、上記制限する条件が成立したことを示し、「０」は、上記制限する条件が成立していないことを示す。ステップＳ１２において否定判断される場合、ステップＳ１４において、以下の（ア）〜（ウ）の条件の論理和が真であるか否かを判断する。

（ア）ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１に対応するものであって且つそれの示す入力電圧Ｖｉｎが下限電圧Ｖｍｉｎ未満であること。

（イ）ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１に対応するものであって且つそれの示す入力電圧Ｖｉｎが上限電圧Ｖｍａｘを上回ること。

（ウ）ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１や異常時の周波数ｆ２とは相違する周波数の信号であること。

この処理は、第３ガード値Ｄｇ３に制限する条件が成立したか否かを判断するためのものである。ここで、条件（ウ）は、ＰＷＭ信号ＳＶの示す入力電圧Ｖｉｎが信頼性に乏しいと考えられることから加えたものである。

そしてステップＳ１４において肯定判断される場合、上記条件が成立したとして、ステップＳ１６に移行する。ステップＳ１６においては、フラグＦを「１」として且つ、Ｄｕｔｙ値Ｄを第３ガード値Ｄｇ３とする。

これに対し、ステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１８に移行する。ステップＳ１８においては、ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１に対応するものであって且つ、それの示す入力電圧Ｖｉｎが下限電圧Ｖｍｉｎ以上であって上限電圧Ｖｍａｘ以下であるか否かを判断する。この処理は、先の図２に示した最小値選択部Ｂ１８の出力するＤｕｔｙ値Ｄ０へと復帰させるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、フラグＦを「０」とするとともに、Ｄｕｔｙ値ＤをＤｕｔｙ値Ｄ０へと徐変させる徐変処理を行なう。この処理は、たとえばＤｕｔｙ値Ｄの前回値と、Ｄｕｔｙ値Ｄ０との加重平均処理値を今回のＤｕｔｙ値Ｄとするなどして行なうことができる。

なお、ステップＳ１６、Ｓ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１４、Ｓ１８において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）ＰＷＭ信号ＳＶが正常時の周波数ｆ１に対応する信号であるにも関わらず、その示す入力電圧Ｖｉｎが下限電圧Ｖｍｉｎ以上且つ上限電圧Ｖｍａｘ以下の領域にない場合、Ｄｕｔｙ値Ｄを第３ガード値Ｄｇ３に制限しつつも電圧変換処理を継続した。これにより、変換処理を継続しつつも、メインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。

（２）ＰＷＭ信号ＳＶが周波数ｆ１，ｆ２のいずれでもない場合、Ｄｕｔｙ値Ｄを第３ガード値Ｄｇ３に制限しつつも電圧変換処理を継続した。これにより、変換処理を継続しつつも、メインスイッチング素子Ｑ１の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。

（３）第３ガード値Ｄｇ３に制限されている状況下、ＰＷＭ信号ＳＶが正常となることで、Ｄｕｔｙ値ＤをＤｕｔｙ値Ｄ０へと徐変させた。これにより、Ｄｕｔｙ値Ｄ０への復帰処理に際して出力電圧が急変する事態を回避することができる。

（４）ＰＷＭ信号ＳＶのキャリアの周波数ｆ１、ｆ２を、インバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆ３よりも高く設定した。これにより、ノイズの重畳によって入力電圧情報に誤差が生じる事態を抑制することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「制限用判断手段について」
許容範囲を、入力電圧Ｖｉｎが下限電圧Ｖｍｉｎ以上上限電圧Ｖｍａｘ以下に設定するものに限らない。たとえば、上限電圧Ｖｍａｘ以下であるなら許容範囲としてもよい。

「制限処理について」
第３ガード値Ｄｇ３よりも低い値（ただし、電力変換処理が可能な値）に固定するものであってもよい。またたとえば、第３ガード値Ｄｇ３に一旦制限した後、関係式「｛Ｖｉｎ／（１−Ｄ）｝＜ＶＱＭ（ＶＱＭ：メインスイッチング素子Ｑ１の耐圧）」における入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換した式「｛ｎＶｏｕｔ／Ｄ（１−Ｄ）｝＜ＶＱＭ」を満たすＤｕｔｙ値Ｄに制限してもよい。この場合であっても、ＰＷＭ信号ＳＶが異常であると判断されることで、第３ガード値Ｄｇ３に一旦制限することで、参照するパラメータを出力電圧Ｖｏｕｔに切り替えてガード値の設定処理を直ちに行なう場合と比較して、制限処理を迅速に開始することができる。

ＰＷＭ信号ＳＶの周波数ｆ１、ｆ２がインバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆ３と比較して十分に高くないなら、ＰＷＭ信号ＳＶが周波数ｆ１，ｆ２のいずれにも対応しないものである場合、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶを停止させてもよい。これは、この場合、実際の周波数が周波数ｆ２であるにもかかわらず、周波数ｆ１，ｆ２のいずれでもない期間が継続するおそれがあるためである。ちなみに、上記実施形態の場合、実際には周波数ｆ２である場合には、ＰＷＭ信号ＳＶにノイズが重畳したとしても、ノイズの重畳間隔が大きいために、制御装置４０がその周波数を周波数ｆ２であると早期に認識することができると考えられる。

入力電圧Ｖｉｎが上限電圧Ｖｍａｘ以下であると考えられる状況下において行なうものに限らない。たとえば、ＰＷＭ信号ＳＶの周波数自体に情報を重畳しない設定の場合等にあっても、高電圧バッテリ２０の電圧として想定しうる電圧領域の境界値を取った場合において、メインスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧が耐圧ＶＱＭを超えないＤｕｔｙ値とする制限処理を行なうことはできる。

「切替手段について」
正常時の周波数ｆ１と、高電圧時等の周波数ｆ２との２つの周波数のいずれかを選択するものに限らない。たとえば、入力電圧Ｖｉｎが上限電圧Ｖｍａｘ以下であって且つ高電圧システムと低電圧システムとの絶縁不良時において、絶縁不良である旨を示す第３の周波数をも選択可能とするものであってもよい。この場合、第３の周波数を受信する状況においては、メインスイッチング素子Ｑ１に耐圧を超える電圧が印加されることはないが、絶縁不良時にはコモンモードノイズによってＰＷＭ信号ＳＶの信頼性が低下すると考えられる。このため、こうした場合にも、Ｄｕｔｙ値Ｄをガード値Ｄｇ３に制限しつつＤＣＤＣコンバータＣＮＶを駆動することが有効と考えられる。

「ＤＣＤＣコンバータについて」
上記ＤＣＤＣコンバータＣＮＶに限らず、例えば、単一のトランスを備えるフライバックコンバータであってもよい。こうした場合であっても、１次側に設けられたスイッチング素子のオン・オフ操作期間のいずれか一方に同期した期間において１次側コイルに蓄えられるエネルギをいずれか他方に同期した期間において２次側コイルを介して出力するに際し、スイッチング素子の入力端子および出力端子間に入力電圧ＶｉｎとＤｕｔｙ値Ｄとに応じた電圧が印加される。このため、本発明の適用は有効である。

また、フライバックコンバータに限らない。例えばアクティブクランプ型フォワードコンバータであってもよい。この場合であっても、アクティブクランプ回路の備えるコンデンサがＤｕｔｙ値に応じた電圧まで充電されるために、コンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間には、入力電圧ＶｉｎとＤｕｔｙ値Ｄとに応じた電圧が印加される。このように、１次側コイルに印加される電圧によって誘起される磁束を１次側コイルにコンデンサの電圧を印加することでリセットするもの（アクティブクランプ型のコンバータ等）である場合、コンデンサの電圧に応じた電圧がスイッチング素子に印加される期間を有して且つ、コンデンサの電圧が入力電圧ＶｉｎおよびＤｕｔｙ値Ｄの双方に依存するため、本発明の適用が有効である。

「検出信号（ＰＷＭ信号ＳＶ）について」
キャリアの周波数ｆ１，ｆ２の双方を、車載主機（モータジェネレータ１０）に接続されるインバータＩＮＶのスイッチング周波数ｆ３よりも大きくするものに限らない。たとえば、高電圧バッテリ２０に、補機に電力を供給する電力変換回路が接続される場合、そのスイッチング周波数よりもさらに高くすることが望ましい。また、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶのスイッチング周波数よりも高くすることが、ＰＷＭ信号ＳＶの信頼性を向上させる上では望ましい。

もっとも、ＰＷＭ処理された信号にも限らない。

「ガード手段について」
入力電圧Ｖｉｎに応じた第１ガード値Ｄｇ１の設定としては、先の図２に例示したものに限らない。

「そのほか」
上記各実施形態では、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏｕｔおよび出力電圧Ｖｏｕｔの双方を制御量とするフィードバック制御を行ったが、これに限らず、いずれか一方であってもよい。

上記実施形態では、ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの出力電流を検出する手段として、電流センサ４２を用いたが、これに限らず、例えば通常１次側回路に設けられるカレントミラー等の電流検出手段の検出値から出力電流を算出する手段としてもよい。

ＤＣＤＣコンバータＣＮＶの入力電圧Ｖｉｎとしては、車載主機のための直流電圧源の端子電圧にも限らない。

ＣＮＶ…ＤＣＤＣコンバータ、２０…高電圧バッテリ、２２…低電圧バッテリ、４０…制御装置。

Claims

入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータであって且つ、該ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するＤＣＤＣコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記入力電圧の検出値が重畳された検出信号を取得する取得手段と、
前記取得された検出信号が示す前記検出値に応じて前記出力電圧の制御のための前記時比率を制限するガード手段と、
前記取得手段によって取得された前記検出信号が異常であるか否かを判断する制限用判断手段と、
前記制限用判断手段によって異常があると判断される場合、前記ＤＣＤＣコンバータによる電圧の変換処理を継続しつつも前記時比率の制限処理を行なう制限手段と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記制限処理は、前記時比率を、前記入力電圧がとり得る値の全領域において前記スイッチング素子の入力端子および出力端子間に耐圧を超える電圧が印加されないと想定される値に強制的に設定する処理であることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をＰＷＭ処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、
該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記ＰＷＭ処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、
前記制限用判断手段は、前記検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であるにもかかわらず、該検出信号によって表現される入力電圧が前記許容範囲を外れる場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とする請求項１または２記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をＰＷＭ処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、
該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記ＰＷＭ処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、
前記制限用判断手段は、前記検出信号が前記正常時キャリア周波数および前記異常時キャリア周波数のいずれに対応するものでもない場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記入力電圧は、車載主機の直流電圧源の端子電圧であり、
前記直流電圧源には、前記車載主機に接続された電力変換回路が接続されており、
前記キャリア周波数は、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも高く設定されていることを特徴とする請求項３または４記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記制限処理がなされている状況下、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記制限処理を解除し、正常時における時比率の操作に復帰させる復帰手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
前記復帰手段は、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記時比率を、前記制限処理によって設定される時比率から前記正常時における時比率へと徐変させる徐変手段を備えることを特徴とする請求項６記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。