JP2013030940A - 送信装置、受信装置、および通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】送信レートの低下を最小限に抑えながら、上述のＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓによる誤り率特性の劣化（誤り率の増加）を抑圧する。
【解決手段】各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置とで共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディング部と、前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成部と、前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信部と、を備えることを特徴とする送信装置。
【選択図】図６

Description

本発明は、送信装置、受信装置、および通信システムに関する。

デジタル情報通信では、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、または６４ＱＡＭといった変調方式を用いて通信を行う。図１は、その一例として、ＱＰＳＫの変調シンボルの信号点配置（コンスタレーション）を示した図である。ＱＰＳＫでは、１個の変調シンボルが２ビットの情報を表し、図１の４個の候補信号点（○、●、□、■）に、それぞれ異なるビットの組み合わせ（１，１）、（１，０）、（０，０）、（０，１）を対応させて、送信するビットを２個ずつ組として対応する候補信号点を選択して変調シンボルを生成して送信する。同様に、１６ＱＡＭでは４ビットの情報を表す１６個の候補信号点から、６４ＱＡＭでは６ビットの情報を表す６４個の候補信号点から選択して変調シンボルを生成し、送信する。

一方、図１と異なる方式として、各候補信号点（ＱＰＳＫでは図１の○、●、□、■）が、同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｉ−ｃｈ）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｑ−ｃｈ）の方向に、一定の周期τ（Ｍｏｄｕｌｏ幅）で格子状に繰り返し配置された信号点を候補信号点とする変調方式が考えられる(図２参照)。この場合、受信装置は、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ方向にτ間隔で平行移動した候補信号点を同じビット（の組み合わせ）とみなしてビットを検出する。そのため、送信装置は、●に対応するビットを送信する場合、原点に最も近い●（図１の●の位置の候補信号点）以外に、図２に示した他の●の位置にある多くの候補信号点を選択することができる。一見すると、最も原点に近い候補信号点を送信すれば送信電力が最も小さくなり、原点から遠い位置にある候補信号点を送信しても利点がないように思える。しかし、近年の通信方式では、変調信号に対して様々な処理を行う必要があり、必ずしも最も原点に近い候補信号点を送信することが送信電力最小となるとは限られず、他の候補信号点を適切に選択することで送信電力を削減し、伝送特性を向上させることができることがある。

例えば、１つの送信装置が複数の受信装置に空間多重により信号を送信するダウンリンクＭｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）では、各受信装置宛の信号が互いに干渉しあうユーザ間干渉（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＵＩ）が存在し、送信装置が変調信号に対してプレコーディング（事前等化、事前符号化）を施してＭＵＩを除去する場合、図２の無数の候補信号点から適切に送信信号点を選択することで、送信電力を削減できることが知られている（下記非特許文献１）。

図２で示した候補信号点に基づいて行われるプレコーディングは非線形プレコーディングと呼ばれている。例えば、非特許文献１記載のＶｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（以下、「ＶＰ」と称する。）は、選択可能な全ての候補信号点より最適な送信信号点を探索する技術であり、演算量が膨大である一方で、優れた伝送品質を与える非線形プレコーディングである。

一方、下記非特許文献２記載のトムリンソン−ハラシマ・プリコーディング（Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ：ＴＨＰ）は、ＶＰと比較して、伝送品質は劣るものの、比較的容易に送信信号点を探索可能な非線形プレコーディングとして知られている。

図１に記載の候補信号点に基づくプレコーディング（以下ではこれを「線形プレコーディング」と称する。）と比較し、伝送品質の大幅な改善が可能な非線形プレコーディングであるが、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓと呼ばれる特有の伝送品質劣化要因も有する。

図３と図４は、それぞれ図１と図２の信号点配置を用いた場合の、雑音の擾乱を受けた受信信号の一例を示す図である。図３と図４は、送信した信号点○から、雑音により受信信号点が×の位置に受信信号点が移動した状態を示している。図３の場合、つまり線形プレコーディングでは、候補信号点は繰り返していないため、受信信号点×は依然として候補信号点○が最も近く、元の送信信号が○であったことを誤りなく検出できる。一方、非線形プレコーディングでは図４のようになり、候補信号点がτ周期で繰り返されているため、受信信号点×に最も近い候補信号点は○ではなく●となってしまい、ビット誤りが生じて伝送特性が劣化する。この劣化がＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓである。

Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓ軽減技術として、これまでいくつかの検討がされている。下記特許文献１では、伝搬路推定に用いられる参照信号に対して、非線形プレコーディングが行われた場合におけるＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓ軽減技術が検討されている。特許文献１では、τ周期で繰り返されている候補信号点のうち、どの周期の候補信号点が参照信号として用いられているかを、送信装置が受信装置に対して参照信号とは別に通知することで、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを軽減しているが、送信装置が受信装置に周期を通知するために、オーバーヘッドが増加してしまうという問題を有している。また、特許文献１と同様の方法で、参照信号ではなくデータ信号に対して、送信装置が受信装置に候補信号点の周期を通知した場合、一般的に、データ信号は参照信号よりもはるかに多く送信されているから、オーバーヘッドの増加に伴う送信レートの低下はより顕著となってしまう。

特開２００９−１８２８９４号公報

B.M.Hochwald, C.B.Peel, A.L.Swindlehurst,"A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication - Part II Perturbation," IEEE Transactions on Communications, Vol.53, No.3, 2005年3月. Harashima他、「Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference」、IEEE Transaction on Communications、Vol.COM-20、No.4、p.774-780、1972年8月

本発明は、送信レートの低下を最小限に抑えながら、上述のＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓによる誤り率特性の劣化（誤り率の増加）を抑圧することを目的とする。

本発明の一観点によれば、各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置とで共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディング部と、前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成部と、前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信部と、を備えることを特徴とする送信装置が提供される。

上記によれば、摂動ベクトルに関連付けられた信号を端末装置に通知する。また、通知に要する情報量を圧縮することで、オーバーヘッドの増加を必要最低限に抑えながら、Modulo-LossによるMU-MIMOの特性劣化を防ぐことができる。

また、本発明は、各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルが加算されたデータ信号と、摂動ビット通知信号とを受信する受信部と、前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調部と、を備えることを特徴とする受信装置である。

本発明は、送信装置と受信装置とからなる通信システムであって、前記送信装置は、各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディング部と、前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成部と、前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信部とを備え、前記受信装置は、前記摂動ベクトルが加算されたデータ信号と摂動ビット通知信号とを受信する受信部と、前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調部とを備えることを特徴とする通信システムである。

また、本発明は、送信装置と受信装置とからなる通信システムにおける通信方法であって、前記送信装置は、各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディングステップと、前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成ステップと、前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信ステップとを行い、前記受信装置は、前記摂動ベクトルが加算されたデータ信号と摂動ビット通知信号とを受信する受信ステップと、前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調ステップとを行うことを特徴とする通信方法である。

本発明は、コンピュータに、上記に記載の通信方法を実行させるプログラムであっても良く、当該プログラムを記録するコンピュータ読み取り可能な記録媒体であっても良い。

本発明は、上記に記載のプログラムを記憶する記録媒体と、コンピュータと、前記通信を制御する回路と、を備えた集積回路である。

本発明によれば、オーバーヘッドの増加を必要最低限に抑えながら、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓによる特性劣化を防ぐことが可能となる。

変調方式を用いて通信を行うシステム例として、ＱＰＳＫの変調シンボルの信号点配置（コンスタレーション）を示した図である。 データ信号ｓ_ｎに対してＶＰを施した後の信号のＩ−ｃｈ−Ｑ−ｃｈにおける配置例を示す図である。 図１の信号点配置を用いた場合の、雑音の擾乱を受けた受信信号の一例を示す図である。 図２の信号点配置を用いた場合の、雑音の擾乱を受けた受信信号の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る通信システムの一例を示す概念図である。 本実施形態に係る基地局装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 Ｎ＝４のときの本実施形態に係るフレームの構成の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る端末装置Ｂｎの構成を示す概略ブロック図である。 摂動ベクトル加算後のデータ信号ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τと摂動ビット（ｄ_１，ｄ_２）の関係を示す図である。 端末装置Ｂｎが摂動ビットｄ_１ｎとｄ_２ｎを把握している場合の、候補信号点を示す図である。 摂動ベクトル加算後のデータ信号ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τと摂動ビットｄ_１＋２の各ｎ次元成分の関係を示す図である。 端末装置Ｂｎが摂動ビットｄ_１＋２ｎを把握している場合の、候補信号点を示す図である。 図１１および図１２について、より広い信号点の領域について図示した図である。 非線形プレコーディング部の内部の構成例を示す図である。 非線形プレコーディング部の動作を示すフローチャート図である。 本発明の第５実施形態に係る基地局装置の一構成例を示す図である。 本実施形態に係る端末装置の一構成例示す機能ブロック図である。 非線形プレコーディング部の詳細な構成例を示す図である。 非線形プレコーディング部の動作を示すフローチャート図である。 軟推定を行うために、図１０に示すように、摂動ビットを用いて候補信号点を絞り込んだ後、各候補信号点○、●、□、■について最も受信信号点から近い点を選択した点を示す図である。○、●、□、■それぞれについて選択した点と、受信信号点からの距離を記載した図である。

以下、本発明の実施の形態による通信技術について、図面を参照しながら説明を行う。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態は、ダウンリンクＭＵ−ＭＩＭＯにおいてＶＰを行う通信システムについて、本発明を適用する方法を開示する。

＜通信システム１について＞
図５は、本発明の第１の実施形態に係る通信システム１の一例を示す概念図である。通信システム１は、ダウンリンクＭＵ−ＭＩＭＯを行う基地局装置Ａ１（送信装置）、および、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１〜ＢＮ（受信装置）を具備する（図１は、基地局装置Ａ１が、第１から第４までの端末装置Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、およびＢ４を選択した場合の一例（Ｎ＝４）を例として示す図である）。

以下に、通信システム１の動作の概要を説明する。
第一に、基地局装置Ａ１は、基地局装置Ａ１の各アンテナと各端末装置の各アンテナとの間の伝搬路状態を推定するための共通参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＣＲＳ）を送信する。ＣＲＳは、基地局装置Ａ１と端末装置Ｂ１〜Ｂ４とが、その信号点（基準信号）を予め記憶している信号である。

第二に、端末装置Ｂ１〜Ｂ４各々は、基地局装置Ａ１が送信したＣＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成して基地局装置Ａ１に通知する。

第三に、基地局装置Ａ１は、端末装置Ｂ１〜Ｂ４各々から通知された伝搬路状態情報に基づいて、所望のデータを変調した変調信号（データ信号）に、非線形プレコーディングを施してデータ信号を空間多重し、空間多重データ信号（非線形プレコーディング後データ信号）を生成する。なお、ＶＰは非線形プリコーディングの１つである。また、基地局装置Ａ１は、非線形プレコーディング結果に基づいて摂動ビット通知信号を生成する。さらに、基地局装置Ａ１は、復調用参照信号（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＤＭＲＳ）を生成する。そして、基地局装置Ａ１は、端末装置Ｂ１〜Ｂ４に対して、空間多重データ信号、摂動ビット通知信号、ＤＭＲＳの三種類の信号を送信する。

最後に、端末装置Ｂ１〜Ｂ４各々は、受信したＤＭＲＳに基づいて、基地局装置Ａ１における非線形プレコーディング処理も伝搬路の一部とみなした、基地局装置Ａ１との間の等価伝搬路（以下、単に「等価伝搬路」と称する。）の伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路に基づいて、受信した空間多重データ信号から所望のデータを検出する。このデータの検出時に摂動ビット通知信号を補助的に用いることでＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減できる。その詳細については後述する。

以下、各端末装置Ｂ１〜ＢＮ（図５ではＮ＝４）を代表して端末装置Ｂｎと記す。また、端末装置Ｂｎについての記述は、各端末装置Ｂ１〜ＢＮが同様の動作を行うことを前提に行う。なお、受信部１０２−ｎなどのように、変数ｎを用いて各構成部分の動作を説明する場合は、受信部１０２−１、受信部１０２−２、…、受信部１０２−Ｎが、同じ動作を行うことを意味する。他の構成部分についても同様の方法で記載する。

＜基地局装置Ａ１について＞
図６は、本実施形態に係る基地局装置Ａ１の一構成例を示す機能ブロック図である。図６において、基地局装置Ａ１は、アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎ、受信部１０２、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ；ガードインターバル）除去部１０３、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）部１０４、伝搬路状態情報取得部１０５、フィルタ算出部１１、第１から第Ｎまでの符号部１２１−１〜１２１−Ｎ、第１から第Ｎまでの変調部１２２−１〜１２２−Ｎ、電力正規化部１２３、ＤＭＲＳ生成部１２４、摂動ビット生成部１２５、摂動ビット通知信号生成部１２６、非線形プレコーディング部１３、ＣＲＳ生成部１４１、フレーム構成部１４２、第１から第ＮまでのＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆高速フーリエ変換）部１４３−１〜１４３−Ｎ、第１から第ＮまでのＧＩ挿入部１４４−１〜１４４−Ｎ、および、第１から第Ｎまでの送信部１４５−１〜１４５−Ｎを含んで構成される。

なお、図６の基地局装置Ａ１は、Ｎ本のアンテナ１０１−１〜１０１−Ｎを備え、Ｎ個の端末装置を多重する場合の基地局装置である（例えば、図５の例では、Ｎ＝４）。また、図６の基地局装置Ａ１では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、基地局装置Ａ１は、上りリンクおよび下りリンクの一方または両方で、シングルキャリア伝送による時間分割多重（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＴＤＭ）方式や周波数分割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＦＤＭ）方式を用いてもよい。

受信部１０２は、アンテナ１０１−１から１０１−Ｎのうち少なくとも１個のアンテナを介して、各端末装置Ｂｎから送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。この信号には、伝搬路状態情報が含まれる。受信部１０２は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部１０２は、生成したデジタル信号をＧＩ除去部１０３に出力する。

ＧＩ除去部１０３は、受信部１０２から入力されたデジタル信号からＧＩを除去し、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴ部１０４に出力する。

ＦＦＴ部１０４は、ＧＩ除去部１０３から入力された信号に対して、ＦＦＴを行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部１０４は、生成した周波数領域の信号を伝搬路状態情報取得部１０５に出力する。

伝搬路状態情報取得部１０５は、ＦＦＴ部１０４から入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報を抽出する。伝搬路状態情報取得部１０５は、抽出した伝搬路状態情報から伝搬路行列Ｈを構成してフィルタ算出部１１に入力する。

ここで、伝搬路行列Ｈは、Ｎ行Ｎ列の行列であり、ｎ_１行ｎ_２列成分が、ｎ_１番目の端末装置Ｂｎ_１と基地局装置のｎ_２番目のアンテナ１０１−ｎ_２の間の伝搬路の複素利得を示す（ここでｎ_１とｎ_２は１からＮまでの任意の整数である）。ｎ₁番目の端末装置Ｂｎ₁の伝搬路状態情報は、複素数の成分を持つＮ次元行ベクトルで表され、伝搬路状態情報取得部１０５は、各ベクトルを全端末装置Ｂ１〜ＢＮについて各行に順番に並べることで伝搬路行列Ｈを生成する。

フィルタ算出部１１は、伝搬路状態情報取得部１０５から入力された伝搬路行列Ｈに基づいて、非線形プレコーディングに用いるフィルタを算出する。フィルタ算出部１１は、Ｈの逆行列Ｗ（＝Ｈ^−１）を算出し、非線形プレコーディング部１３に入力する。

また、フィルタ算出部１１でフィルタＷ（＝Ｈ^−１）を算出したが、これはＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）規範のフィルタと呼ばれる。このＷの代わりにＭｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）規範のフィルタ（Ｗ´とする）を用いてもよい。

以下に、フィルタＷ´の算出方法を説明する。フィルタ算出部１１は、まず、伝搬路行列ＨからＨ_ｅｘ＝［Ｈ αＩ］というＮ×２Ｎ行列を生成する。ここで、ＩはＮ×Ｎ単位行列である。αは、１ＯＦＤＭシンボルの１つのサブキャリアにおける、「全端末装置の雑音電力の総和」を、「空間多重データ信号の総送信電力」で割った値α^２の平方根であることが望ましいが、基地局装置が適宜定めても良い。次に、Ｈ_ｅｘのＭｏｏｒｅ−Ｐｒｅｎｒｏｓｅの擬似逆行列Ｈ_ｅｘ ^＋（＝（Ｈ_ｅｘ ^ＨＨ_ｅｘ）^−１Ｈ_ｅｘ ^Ｈ）を求める。Ｈ_ｅｘ ^＋は２Ｎ×Ｎ行列となるが、Ｈ_ｅｘ ^＋の上からＮ列を取り出したＮ行Ｎ列の行列が、ＭＭＳＥ規範のフィルタＷ´である。

符号部１２１−ｎには、各端末装置Ｂｎ宛の所望のデータを示す情報ビットが入力される。符号部１２１−ｎは、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部１２２−ｎに出力する。

変調部１２２−ｎは、符号部１２１−ｎから入力された符号化ビットを変調することで、端末装置Ｂｎ宛のデータ信号を生成する。変調部１２２−ｎは、生成した変調信号（データ信号）を非線形プレコーディング部１３に出力する。

非線形プレコーディング部１３は、変調部１２２−ｎから入力された端末装置Ｂｎ宛のデータ信号に対して非線形プレコーディングを行って非線形プレコーディング後データ信号（空間多重データ信号）を生成する。本実施形態では、非線形プリコーディングとしてＶＰを用いた場合について説明する。

ここで、変調部１２２−ｎから入力された各データ信号をｓ_ｎとおき、全ｓ_１〜ｓ_Ｎを各成分に持つＮ次元列ベクトルをｓとする。

いま、データ信号ｓ_ｎに対してＶＰを施した後の信号は、図２に示したようにτ周期で格子状に信号が並んだ点の中から選択された一点である。各データ信号ｓ_１〜ｓ_Ｎに対してＶＰを施した後のデータ信号は２つのＮ次元整数ベクトルｚ_１、ｚ_２を用いてｓ＋ｚ_１τ＋ｊｚ_２τで表すことができる。ここでｊは虚数単位である。この、データ信号ｓに対して加算するベクトルｚ_１τ＋ｊｚ_２τを摂動ベクトルと呼ぶ。ｚ_１およびｚ_２の各要素は整数であるため、摂動ベクトルは、ガウス整数（実部と虚部とが共に整数であるような複素数）を要素とする複素ベクトルｚ（＝ｚ_１＋ｊｚ_２）に実数τを乗じたベクトルとなる。τは、データ信号の平均電力を１に正規化した場合、変調方式に応じた予め送受信側で既知な所定の値となる。例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）ではτ＝２×２^１／２、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）では、τ＝８／１０^１／２、６４ＱＡＭではτ＝１６／４２^１／２とする。ただし、基地局装置Ａ１と端末装置Ｂｎで共通であれば、これらの値と異なる値を用いても良い。

非線形プレコーディング部１３は、フィルタ算出部１１から入力されたフィルタＷを乗算後の送信信号のノルム｜Ｗ（ｓ＋ｚ_１τ＋ｊｚ_２τ）｜が最小となるＮ次元整数列ベクトルｚ_１とｚ_２の組み合わせを探索する。数式で表現すれば、式（１−１）で表され、Ｎ次元整数ベクトルの組（Ｚ_１，Ｚ_２）を求めることに相当する。

式（１−１）によって求めたＺ_１およびＺ_２の第ｎ成分が、端末装置Ｂｎ宛のデータ信号のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈに加算した摂動ベクトルをτで割った整数値に対応する。なお、上記送信信号のノルムを最小化する摂動ベクトルをＺとするとＺ＝Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τであり、Ｚ／τの各要素はガウス整数であり、Ｚ_１はＺ／τの各要素の実部を要素とする整数ベクトル、Ｚ_２はＺ／τの各要素の虚部を要素とする整数ベクトルとなる。

しかし、ｚ_１とｚ_２の各成分はいかなる整数をも取り得るので、総当たりで探索するのは不可能である。そこで、ｚ_１とｚ_２の各成分の探索範囲を、あらかじめ決められた範囲（たとえば絶対値がＬ_ＢＳ以下の整数：［−Ｌ_ＢＳ，−Ｌ_ＢＳ＋１，．．．，−２，−１，０，１，２，．．．，Ｌ_ＢＳ−１，Ｌ_ＢＳ］）に限定する。このように信号点Ｗｓを中心とした点を候補にして探索を行うのが望ましいが、これ以外の方法で、ノルムを最小とする点を探索してもよい。

このようにして算出したＮ次元ベクトルｘ＝Ｗ（ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τ）を空間多重データ信号と呼び、電力正規化部１２３に出力する。ここで、ｘの各成分は、ＯＦＤＭ信号に変換後にそれぞれアンテナ１０１−１〜１０１−Ｎで送信される信号となる。なお、ＭＭＳＥ規範の場合はフィルタＷに変えてＷ´を用いればよい。非線形プレコーディング部１３は、空間多重データ信号を、電力正規化部１２３に出力する。さらに、非線形プレコーディング部１３は、Ｎ次元整数ベクトルの組（Ｚ_１，Ｚ_２）を摂動ビット生成部１２５に入力する。

摂動ビット生成部１２５は、（Ｚ_１，Ｚ_２）の各成分に対してｍｏｄ_２を計算してそれぞれ摂動ビット（ｄ_１，ｄ_２）を生成する。ｍｏｄ_２とは２で除した剰余を求める演算であり、偶数であれば０、奇数であれば１を出力する処理である。ｄ_１およびｄ_２はそれぞれＮ次元ベクトルとなり、各成分は必ず０または１となる。ここで、ｄ_１およびｄ_２の第ｎ成分ｄ_１ｎとｄ_２ｎは、Ｚ_１およびＺ_２の第ｎ成分からそれぞれ算出されるため、端末装置Ｂｎ宛のデータ信号に加算された摂動ベクトルに対応する。なお、摂動ビットを各端末装置Ｂｎに通知することで、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減できる理由については、後述する。

摂動ビット通知信号生成部１２６は、端末装置Ｂｎに対応する摂動ビットを変調して摂動ビット通知信号を生成して非線形プレコーディング部１３に入力する。ここで、所望のデータから生成されたデータ信号と、摂動ビットを変調した摂動ビット通知信号との対応関係を予め基地局装置Ａ１と端末装置Ｂｎとで把握しておく。

このとき、１つのデータ信号に対応する摂動ビットは（ｄ_１，ｄ_２）の２ビットであるため、摂動ビットの変調方式として、例えばＱＰＳＫ変調などの多値数が２の変調方式を用いても良い。また、あるデータ信号に対応する摂動ビット２ビットと、同じ端末装置宛の他のデータ信号に対応する摂動ビット２ビットとを併せた４ビットを用いて１つの摂動ビット通知信号を生成しても良い。このとき変調方式は、例えば１６ＱＡＭを用いる。さらに同じ端末装置宛の３つのデータ信号に対応する摂動ビット６ビットを６４ＱＡＭで変調しても良い。しかし、摂動ビット通知信号に対する摂動ビット通知は行われないため、摂動ビット通知信号に用いられる変調方式は、データ信号よりも多値数の少ない変調方式が用いられることが望ましい。

また、非線形プレコーディング部１３は、入力された各端末装置Ｂｎ宛の摂動ビット通知信号に対して、変調部１２２−１〜１２２−Ｎから入力されたデータ信号と同様の方法で非線形プレコーディングを施す。端末装置Ｂ１〜Ｂｎ宛の摂動ビット通知信号に対して非線形プレコーディングを施して生成した信号を非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号と呼ぶ。非線形プレコーディング部１３は、非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号を電力正規化部１２３に入力する。

電力正規化部１２３は、基地局装置Ａ１の送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のＯＦＤＭシンボル（「電力正規化単位」と呼ぶ。）内の非線形プレコーディング後データ信号（空間多重データ信号）と非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号の総送信電力を正規化する。電力正規化は例えばフレーム単位全体（フレームの一例を図7として後述する。）で行う。

具体的には、まず電力正規化部１２３は、電力正規化単位に亘る非線形プレコーディング後データ信号ｘと非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号の信号電力の総和Ｐ_ｘを算出する。なお、Ｐ_ｘには、ＤＭＲＳやＣＲＳなどの参照信号を送信するための電力は含まない。１つの電力正規化単位の非線形プレコーディング後データ信号および非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号の送信に基地局装置Ａ１が割り当て可能な総電力がＰ_ｔｒであるとすれば、式（１−２）で電力正規化係数βを算出する。

電力正規化部１２３は、算出した電力正規化係数βを非線形プレコーディング後データ信号ｘと非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号に乗算してデータ信号の電力正規化を行い、電力正規化後の非線形プレコーディング後データ信号βｘと非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号をフレーム構成部１４２に入力する。また電力正規化部１２３は、電力正規化係数βをＤＭＲＳ生成部１２４に入力する。

ＤＭＲＳ生成部１２４は、各端末装置Ｂｎ宛のＤＭＲＳを生成する。ＤＭＲＳ生成部１２４は、生成した各端末装置Ｂｎ宛のＤＭＲＳに対して電力正規化係数βを乗算した後、フィルタＷの第ｎ列目を乗算して生成したＤＭＲＳをフレーム構成部１４２に入力する。基地局装置Ａ１と端末装置Ｂｎで共有している基準信号点をｑとし、フィルタＷの第ｎ列をｗ_ｎとおくと、生成されるＤＭＲＳは、式（１−３）で表されるＮ次元列ベクトルとなる。

ここでｑ_ｎの各成分は、フレーム構成部１４２であらかじめ決められたＯＦＤＭシンボルのあらかじめ決められたサブキャリアで、各アンテナ１０１−ｎで送信する信号を示す。

ＣＲＳ生成部１４１は、基地局装置Ａ１と端末装置Ｂｎとで既知の信号点（基準信号）を有するＣＲＳを生成し、生成したＣＲＳをフレーム構成部１４２に出力する。

フレーム構成部１４２は、電力正規化部１２３から入力された非線形プレコーディング後データ信号と非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号、ＤＭＲＳ生成部１２４から入力されたＤＭＲＳおよび、ＣＲＳ生成部１４１から入力されたＣＲＳを、フレームにマッピングする。ここで、フレーム構成部１４２は、アンテナ１０１−ｎ毎にフレーム単位で信号をマッピングする。なお、フレーム構成部１４２は、データ信号、ＤＭＲＳ、およびＣＲＳを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。

例えば、ＣＲＳのみをあるフレームにマッピングし、ＤＭＲＳおよびデータ信号を他のフレームにマッピングしてもよい。なお、基地局装置Ａ１は、あらかじめ決められたマッピングに従ってＣＲＳ、ＤＭＲＳ、およびデータ信号をフレームにマッピングし、端末装置Ｂｎは、マッピングをあらかじめ把握しているものとする。

フレーム構成部１４２は、アンテナ１０１−ｎで送信するマッピング後の信号を、ＩＦＦＴ部１４３−ｎに出力する（ｎ＝１、２、…、Ｎまで同様の処理を行う）。

ＩＦＦＴ部１４３−ｎは、フレーム構成部１４２から入力された信号に対して、ＩＦＦＴを行うことで、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部１４３−ｎは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部１４４−ｎに出力する。

ＧＩ挿入部１４４−ｎは、ＩＦＦＴ部１４３−ｎから入力された信号に対して、ＧＩを付加し、ＧＩ付加後の信号を送信部１４５−ｎに出力する。

送信部１４５−ｎは、ＧＩ挿入部１４４−ｎから入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。送信部１４５−ｎは、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部１４５−ｎは、生成した信号をアンテナ１０１−ｎを介して送信する。

図７は、Ｎ＝４のときの本実施形態に係るフレームの構成の一例を示す概略図である。この図は、フレーム構成部１４２が信号をマッピングした各アンテナ１０１−ｎで送信するフレームの構成を示す。

図７のｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５，…は、各ＯＦＤＭシンボルの送信タイミングを示し、ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４，ｆ５，…は、各サブキャリアを示す。図７の各マス目（ある１つのＯＦＤＭシンボルにおけるある１つのサブキャリアに相当）を「リソース」と呼ぶ。また、ある定めた数の連続するサブキャリアにおける、ある定めた数の連続するＯＦＤＭシンボルに対応するリソースの集合（例えば図７に示されたリソース全体；１２個のサブキャリア×１４個のＯＦＤＭシンボル）を「リソースブロック」と呼ぶ。

図７の例では、アンテナ１０１−ｎ（図７においてはｎ＝１〜４）毎のＣＲＳと、ＤＭＲＳ、空間多重データ信号、および非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号を、互いに異なるリソースに配置して送信する。

基地局装置Ａ１は、ＣＲＳを、空間多重せずに、アンテナ毎に互いに異なるリソースで送信する。アンテナ１０１−ｎ（ｎ＝１，２，３，４）で送信するＣＲＳを「ＣＲＳｎ」と記す。例えば、アンテナ１０１−１から、時間ｔ_１、周波数ｆ_１のリソースでＣＲＳ１を送信する場合、このリソースでは他のアンテナ１０１−２、１０１−３、および１０１−４からは信号を送信しない。また、同様に、基地局装置Ａ１は、アンテナ１０１−３から、時間ｔ_５、周波数ｆ_４のリソースでＣＲＳ３を送信するが、このリソースでは他のアンテナ１０１−１、１０１−２、および１０１−４からは信号を送信しない。基地局装置Ａ１は、他のＣＲＳ２とＣＲＳ４も同様に、図７に示したフレーム構成の例に従って送信する。

基地局装置Ａ１は、ＤＭＲＳも、空間多重せずに、端末装置毎に互いに異なるリソースで送信する。例えば、端末装置Ｂ１宛のＤＭＲＳ（「ＤＭＲＳ１」と呼ぶ。）を、時間ｔ_１、周波数ｆ_４のリソースで送信し、端末装置Ｂ３宛のＤＭＲＳ（「ＤＭＲＳ３」と呼ぶ）を、時間ｔ_５、周波数ｆ_１のリソースで送信する。端末装置Ｂ２宛のＤＭＲＳ（「ＤＭＲＳ２」と呼ぶ）と端末装置Ｂ４宛のＤＭＲＳ（「ＤＭＲＳ４」と呼ぶ）も同様に、図７に示したフレーム構成の例に従って送信する。

また、空間多重データ信号を示すリソースで、空間多重データ信号（非線形プレコーディング後データ信号）を送信する。つまり、同一リソースで、端末装置Ｂ１〜ＢＮ宛のデータ信号を同時に送信する。

さらに、基地局装置Ａ１は、各端末装置Ｂ１〜Ｂ４に対応する（非線形プレコーディング後）摂動ビット通知信号を、空間多重データ信号とは異なるリソースで送信する。各摂動ビット通知信号はそれぞれ各空間多重データ信号に対応付けられており、基地局装置Ａ１と端末装置Ｂ１〜Ｂ４は、その対応関係を予め知っているものとする。

例えば、空間多重データ信号用のリソース（１）と（２）を用いて送信される各端末装置宛の空間多重データ信号に対応する摂動ベクトルから算出した摂動ビット（２ビット×２リソース分×Ｎ個の端末装置）を、１６ＱＡＭ変調を用いて変調して摂動ビット通知信号とし、さらに非線形プリコーディングを行った非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号を、（３）のリソースで端末装置Ｂ１〜Ｂ４宛に送信する。基地局装置Ａ１と端末装置Ｂｎは（１）（２）（３）の対応関係を予め共有しているため、端末装置Ｂｎは、リソースブロック（３）で受信した非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号から得た摂動ビットを用いてリソースブロック（１）と（２）で受信した非線形プレコーディング後データ信号の受信処理を行うことができる。

＜端末装置Ｂｎについて＞
図８は、本実施形態に係る端末装置Ｂｎの構成を示す概略ブロック図である。この図において、端末装置Ｂｎは、アンテナ２０１、受信部２０２、ＧＩ除去部２０３、ＦＦＴ部２０４、信号分離部２０５、ＣＲＳ用伝搬路推定部２０６、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７、伝搬路補償部２０８、摂動ビット通知信号復調部２０９、データ信号復調部２１０、復号部２１１、伝搬路状態情報生成部２１２、ＩＦＦＴ部２１３、ＧＩ挿入部２１４、および、送信部２１５を含んで構成される。

受信部２０２は、アンテナ２０１を介して、基地局装置Ａ１から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。受信部２０２は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部２０２は、生成したデジタル信号をＧＩ除去部２０３に出力する。

ＧＩ除去部２０３は、受信部２０２から入力されたデジタル信号からＧＩを除去し、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴ部２０４に出力する。

ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力された信号に対して、ＦＦＴを行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部２０４は、生成した周波数領域の信号を信号分離部２０５に出力する。

信号分離部２０５は、ＦＦＴ部２０４から入力された信号をＣＲＳ、ＤＭＲＳ、データ信号、および摂動ビット通知信号に分離する。なお、基地局装置Ａ１が予めＭＵＩを除去した非線形プレコーディング後データ信号を送信するため、端末装置Ｂｎが受信する信号には、もはや他の端末装置Ｂｍ（ｎ≠ｍ）宛のデータ信号は空間多重されていない。そのため端末装置Ｂｎでは、基地局装置Ａ１が送信した非線形プレコーディング後データ信号を受信した信号を単に「データ信号」と呼ぶ。同様に非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号を単に「摂動ビット通知信号」と呼ぶ。信号分離部２０５は、分離した信号のうち、ＣＲＳをＣＲＳ用伝搬路推定部２０６に出力し、ＤＭＲＳをＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７に出力する。さらに、残りのデータ信号と摂動ビット通知信号を伝搬路補償部２０８に入力する。

ＣＲＳ用伝搬路推定部２０６は、信号分離部２０５から入力されたＣＲＳに基づいて、基地局装置Ａ１の各アンテナ１０１−１から１０１−Ｎと、自端末装置Ｂｎのアンテナ２０１との間の伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を表す情報を伝搬路状態情報生成部２１２に出力する。

伝搬路状態情報生成部２１２は、ＣＲＳ用伝搬路推定部２０６から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する。ここでは、伝搬路状態情報は、基地局装置Ａ１の各アンテナ１０１−１から１０１−Ｎと、端末装置Ｂｎのアンテナ２０１の間の伝搬路の複素利得を各成分に持つ行ベクトルである。この行ベクトルを式で示すと、式（１−４）で表すことができる。

伝搬路状態情報生成部２１２は、生成した伝搬路状態情報を変調し、変調後の伝搬路状態情報の信号をＩＦＦＴ部２１３に出力する。

ＩＦＦＴ部２１３は、伝搬路状態情報生成部２１２から入力された信号に対して、ＩＦＦＴを行うことで、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１３は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部２１４に出力する。

ＧＩ挿入部２１４は、ＩＦＦＴ部２１３から入力された信号に対して、ＧＩを付加し、ＧＩ付加後の信号を送信部２１５に出力する。

送信部２１５は、ＧＩ挿入部２１４から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。送信部２１５は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部２１５は、生成した信号をアンテナ２０１を介して送信する。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７は、信号分離部２０５から入力されたＤＭＲＳに基づいて、基地局装置Ａ１における非線形プレコーディング処理（フィルタＷの乗算）および電力正規化処理（βの乗算）を伝搬路の一部とみなした、基地局装置Ａ１と自端末装置Ｂｎとの間の等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。

今、基地局装置Ａ１の各アンテナ１０１−１から１０１−Ｎと端末装置Ｂｎのアンテナ２０１との間の伝搬路の複素利得をＮ次元行ベクトルｈ_ｄとする。基地局装置Ａ１の非線形プレコーディング部１３における非線形プレコーディング処理は、摂動ベクトルの加算を除けば、フィルタＷ（＝Ｈ^−１）をデータ信号ｓに乗算していることと等価である。したがって、等価伝搬路の複素利得をｈ_ｅｑ-ｎ（ベクトルではなく複素スカラー値）とおけば、式（１−５）となる。

ここで、ｗ_ｎはフィルタＷの第ｎ列を取り出したＮ次元列ベクトルである。ＤＭＲＳ伝搬路推定部２０７は、ＤＭＲＳに基づいて伝搬路を推定することで、等価伝搬路ｈ_ｅｑ−ｎを推定する。また、ＤＭＲＳと同じリソースブロック内に配置されたデータ信号は、ｈ_ｅｑ-ｎと同じ等価伝搬路を通って端末装置Ｂｎに受信されるとみなすことができる。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７は、推定した等価伝搬路の複素利得ｈ_ｅｑ-ｎを表す等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部２０８に出力する。

伝搬路補償部２０８は、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部２０５から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。入力されたデータ信号をｙ_ｄとすると、伝搬路補償後のデータ信号ｙ_ｄｃはｙ_ｄｃ＝ｙ_ｄ／ｈ_ｅｑ-ｎとなる。伝搬路補償部２０８は、伝搬路補償後の信号ｙ_ｄｃをデータ信号復調部２１０に出力する。また、データ信号と同様の処理を用いて、摂動ビット通知信号ｙ_ｒを伝搬路補償し、伝搬路補償後の摂動ビット通知信号ｙ_ｒｃ（＝ｙ_ｒ／ｈ_ｅｑ-ｎ）を摂動ビット通知信号復調部２０９に入力する。

摂動ビット通知信号復調部２０９は、伝搬路補償部２０８から入力された摂動ビット信号ｙ_ｒｃに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行う。このＭｏｄｕｌｏ演算は式（１−６）で表される。

ここで、floor(γ)は、γを超えない最大の整数を表す。また、Ｒｅ（ｙ_ｒｃ）はｙ_ｒｃの実部を、Ｉｍ（ｙ_ｒｃ）はｙ_ｒｃの虚部をそれぞれ表す。さらに、摂動ビット通知信号復調部２０９は、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号ｍｏｄ_τ（ｙ_ｒｃ)を復調して得た摂動ビットをデータ信号復調部２１０に入力する。

摂動ビット通知信号自体は、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減する方法を用いていない。しかし、摂動ビット通知信号生成部１２６の動作説明で述べたように、摂動ビット通知信号の変調多値数をデータ信号よりも低くすることによって、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを受けても、摂動ビット通知信号復調部２０９は十分に良好な誤り率で正しく摂動ビットを検出できる。

データ信号復調部２１０は、伝搬路補償部２０８から入力されたデータ信号を、摂動ビット通知信号復調部２０９から入力された摂動ビットを用いて復調して、復調後のビットを復号部２１１に出力する。摂動ビットを用いることで、データ信号を復調する時に生じるＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減できる。データ信号復調部２１０の動作は、本発明の主要部分である。詳細は後述する。

復号部２１１は、復調部２１０から入力された復調後のビットを復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。

＜Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓ低減の原理＞
図９に、摂動ベクトル加算後のデータ信号ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τと摂動ビット（ｄ_１，ｄ_２）の関係を示す。ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τ、ｄ_１、およびｄ_２はＮ次元行ベクトルであるが、図９は、その第ｎ成分を信号点平面で示したものである。ここで、ｓ，Ｚ_１，Ｚ_２，ｄ_１，およびｄ_２の第ｎ成分をそれぞれｓ_ｎ，Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ，ｄ_１ｎ，およびｄ_２ｎとおく。

図９内の信号点ａ１は、摂動ベクトル加算前（非線形プレコーディング前）の元のデータ信号ｓ_ｎの一例を示す。また図９の信号点ａ２は、信号点ａ１に摂動ベクトルＺ_１ｎτ＋ｊＺ_２ｎτを加算することで移動した信号点を示す。信号点ａ１からＩ−ｃｈ方向に−τ、Ｑ−ｃｈ方向に＋τ移動した点が信号点ａ２である。そのため、Ｚ_１ｎ＝−１，Ｚ_２ｎ＝＋１となる。さらにｄ_１ｎ＝ｍｏｄ_２（Ｚ_１ｎ）＝１，ｄ_２ｎ＝ｍｏｄ_２（Ｚ_２ｎ）＝１となる。

図１０は、端末装置Ｂｎが摂動ビットｄ_１ｎとｄ_２ｎを把握している場合の、候補信号点を示す。摂動ビット（ｄ_１ｎ，ｄ_２ｎ）が（１，１）であるとすると、図１０における（ｄ_１ｎ，ｄ_２ｎ）＝（１，１）以外のＭｏｄｕｌｏ領域（τ周期でＩ−ｃｈ・Ｑ−ｃｈ方向に引かれた破線で区切られた正方形の領域）内の候補信号点は、候補から除外することができる。

データ信号復調部２１０は図１０のように摂動ビットに対応していない候補信号点を除外して、例えば残った候補信号点の中から最も受信信号点に近い候補信号点を１つ選択する。選択した候補点に対応するビットを復号部２１１に入力する。この例では、データ信号復調部２１０が硬判定を行うことに相当する。

そのため、例えば、雑音の影響により受信信号点が×の位置になっても、最も受信信号点に近い候補信号点は○であり、データ信号復調部２１０は正しく元の送信信号点○を検出でき、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓの発生を防ぐことができる。これは、ｄ_１ｎが同じ値となるＭｏｄｕｌｏ領域はＩ−ｃｈ方向には隣接せず、同様にｄ_２ｎが同じ値となるＭｏｄｕｌｏ領域はＱ−ｃｈ方向に隣接していないことにより得られる効果である。

なお、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減するためには、Ｚ_１ｎとＺ_２ｎに相当する整数をそのまま端末装置Ｂｎに通知しても良いが、雑音の擾乱による信号点の移動は、１つ隣のＭｏｄｕｌｏ領域に移動する確率が２つ隣のＭｏｄｕｌｏ領域に移動する確率と比較して圧倒的に大きい。そのため、通知に必要な情報量（ビット数）を削減した摂動ビットｄ_１ｎおよびｄ_２ｎを通知すれば十分にＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓの低減効果が得られる。

さらに任意の整数を取り得るＺ_１ｎとＺ_２ｎでは、より多くのビットを各端末装置Ｂｎに通知する必要があり、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓは低減できるものの、送信レートが大きく低下してしまう。一方、摂動ビットｄ_１ｎおよびｄ_２ｎはそれぞれ１ビットであるため、摂動ビットｄ_１ｎおよびｄ_２ｎを通知する方が、高い送信レートを実現できる。

また、上記ではデータ信号復調部２１０が硬判定する方法を記載したが、データ信号復調部２１０は、摂動ビットを補助的に用いた軟推定をすることもできる。

軟推定を行うには、まず図１０に示すように、摂動ビットを用いて候補信号点を絞り込んだ後、各候補信号点○、●、□、■について最も受信信号点から近い点を選択する。選択した点を示す図を図２０に示す。図２０は○、●、□、■それぞれについて選択した点と、受信信号点からの距離を記載している。各ビットの対数尤度比（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：ＬＬＲ）を、選択した４点と受信信号点からの距離に基づいて算出する。算出方法は、一般的なＬＬＲ算出方法と同様であり、例えば、「基地局装置Ａ１から各信号点を持つ信号が送信された場合に、受信信号が×の位置になる確率」を各信号点と受信信号の距離と雑音分散とから算出し、各ビットが１となる確率と０となる確率の比を求めた後、その比の対数を取る。

以下に、数式を用いて具体的な算出方法を説明する。ここでは、○がビット（１，１）に対応するため受信信号点からの距離をｒ_１１とおいている。同様に、●はビット（１，０）に対応するため受信信号点からの距離をｒ_１０とおいている。ビット（０，０）に対応する□までの距離をｒ_００、ビット（０，１）に対応する■までの距離をｒ_０１とおいている。伝搬路補償後の雑音の分散をσ^２とおけば、１つ目（ビット（Ｘ，Ｙ）のＸに相当）のビットのＬＬＲは、式（１−７）を用いて算出できる。

同様に２つ目（ビット（Ｘ，Ｙ）のＹに相当）のビットのＬＬＲは、式（１−８）を用いて算出できる。

なお、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど他の変調方式についても同様に、摂動ビットにより候補点を１６点または６４点に絞り込んだ後、絞り込み後の各候補点と受信信号点の距離とからＬＬＲを算出すればよい。
データ信号復調部２１０は、算出したＬＬＲを復号部２１１に入力する。

本実施形態では、端末装置Ｂｎ宛のデータ信号より得られる摂動ビット通知信号は全て端末装置Ｂｎに送信するものとしているが、必ずしも全ての摂動ビット通知信号を送信する必要はない。例えば、摂動ビット通知信号は周期的に送信するように制御しても良い。端末装置Ｂｎでは、関連付けられた摂動ビット通知信号が送信されなかったデータ信号については、従来通り（図４参照）のデータ復調を行えば良い。

摂動ビット通知信号の送信間隔を大きくとることで、伝送レートの低下を小さくできるが、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓも大きくなるため、所望の受信品質に応じて、送信周期を決定すれば良い。例えば、受信品質の良いサブキャリアで送信されるデータ信号に関連付けられた摂動ビット通知信号は送信周期を長くし、受信品質の悪いサブキャリアで送信されるデータ信号に関連付けられた摂動ビット通知信号は送信周期が短くなるように制御しても良い。このとき、各サブキャリアにおける摂動ビット通知信号の送信周期については、新たに制御情報を基地局装置より通知すれば良い。別の通知方法として、受信品質に応じて変調レベルと符号化率を適応的に変化させる適応変調技術が用いられている場合、受信品質と変調レベル等が関連付けられたＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ（ＭＣＳ）に摂動ビット通知信号の送信周期を関連付けても良い。例えば、所要受信品質が低いＭＣＳが指定された場合には、送信周期を短くし、所要受信品質が高いＭＣＳが指定された場合には、送信周期を長くすれば良い。

なお、本実施形態において、基地局装置Ａ１は多重する端末装置Ｂｎの数Ｎと同じ本数のアンテナ数を持ち、端末装置Ｂｎは各々１本ずつアンテナを持つとして説明した。しかし、当該アンテナ数は必ずしも、物理的なアンテナ数（実際に基地局装置Ａ１が持つアンテナの数）を示す必要はない。例えば、Ｎ＋Ｎ_ｅｘ本のアンテナを基地局装置Ａ１が持っていたとしても、送信ダイバーシチ技術によって、仮想的にＮ本のアンテナを持っているとして端末装置Ｂｎと通信をすることができる。また単に一部のアンテナを使わない場合も、Ｎ本のアンテナを持っているとみなすことができる。

また端末装置Ｂｎが各々１本ずつアンテナを持つとして説明したが、端末装置Ｂｎが複数のアンテナを有し、受信ダイバーシチ技術などによって等価的に１本のアンテナを持つとして通信を行っていてもよい。なお、本実施形態において、異なる２つの端末装置（例えば端末装置Ｂｐと端末装置Ｂｑ（ｐ≠ｑ））として基地局装置Ａ１に扱われているが、実際は１つの端末装置が複数のアンテナを持ち、端末装置Ｂｐと端末装置Ｂｑの２つの端末装置であるとして動作している状態であっても本実施形態は適用可能である。
また、この関係は以降の実施形態においても同様である。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
第１の実施形態では、１つのデータ信号に対してＩ−ｃｈとＱ−ｃｈについて１ビットずつ合計２ビットの摂動ビットを端末装置Ｂｎに通知する方法について説明した。本実施形態は、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓの低減効果を維持しつつ、さらに摂動ビットを第１の実施形態と比較して半分に圧縮する方法について説明する。

本実施形態に係る基地局装置Ａ１の構成は、図６に示した第１の実施形態の基地局装置Ａ１構成と同じであるため、説明を省略する。同様に本実施形態に係る端末装置Ｂｎの構成は、図８に示した第１の実施形態の端末装置Ｂｎの構成と同じであり説明を省略する。但し、基地局装置Ａ１の摂動ビット生成部１２５、および端末装置Ｂｎのデータ信号復調部２１０の動作が第１の実施形態と異なるため、この２つの構成部分の動作について詳細に説明する。

本実施形態に係る摂動ビット生成部１２５は、非線形プレコーディング部１３から入力された（Ｚ_１，Ｚ_２）の第ｎ成分（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ）の和Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎに対してｍｏｄ_２を計算して摂動ビットｄ_１＋２ｎ（＝ｍｏｄ_２（Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎ））を生成する。第ｎ成分にビットｄ_１＋２ｎを持つＮ次元ベクトルをｄ_１＋２とおく。ｄ_１＋２ｎは端末装置Ｂｎ宛のデータ信号のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ両方に加算された摂動ベクトルに対応する。すなわち、第１の実施形態ではＺ_１ｎ，Ｚ_２ｎそれぞれ独立にｍｏｄ_２を計算していたが、本実施形態に係る摂動ビット生成部１２５はその和Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎに対してｍｏｄ_２を計算する。これにより、（ｄ_１，ｄ_２）からｄ_１＋２へと摂動ビットの数を半分に圧縮している。摂動ビット生成部１２５は、摂動ビット通知信号生成部１２６にＮ次元ベクトルのｄ_１＋２を入力する。第１の実施形態と同様に、基地局装置Ａ１は摂動ビット通知信号生成部１２６により基地局装置Ａ１は各端末装置Ｂｎに対して摂動ビットｄ_１＋２ｎを通知する。

本実施形態に係るデータ信号復調部２１０は、伝搬路補償部２０８から入力されたデータ信号を、摂動ビット通知信号復調部２０９から入力された摂動ビットを用いて復調して、復調後のビットを復号部２１１に出力する。このとき、基地局装置Ａ１の摂動ビット生成部１２５が摂動ビットを半分に圧縮したため、データ信号１つに対して、摂動ビットは１ビットしか入力されない。

図１１に、摂動ベクトル加算後のデータ信号ｓ＋Ｚ_１τ＋ｊＺ_２τと摂動ビットｄ_１＋２の各ｎ次元成分の関係を示す。図１１内の信号点ａ３は、図９における信号点ａ２と同様に摂動ベクトルＺ_１ｎτ＋ｊＺ_２ｎτを加算することで移動した信号点を示す。ここで、Ｚ_１ｎ＝−１，Ｚ_２ｎ＝＋１となる。また、摂動ビットは、第１の実施形態と異なり１ビットで表され、ｄ_１＋２ｎ＝ｍｏｄ_２（Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎ）＝０となる。

図１２は、端末装置Ｂｎが摂動ビットｄ_１＋２ｎを把握している場合の、候補信号点を示す。図１２では、摂動ビットｄ_１＋２ｎが０であると仮定している。そのためｄ_１＋２ｎ＝１に相当するＭｏｄｕｌｏ領域（τ周期でＩ−ｃｈ・Ｑ−ｃｈ方向に引かれた破線で区切られた正方形の領域）内の候補信号点は、候補から除外することができる。

そのため、例えば、雑音の影響により受信信号点が×の位置になっても、最も近い候補信号点を選ぶことで端末装置Ｂｎは正しく元の送信信号点○を検出でき、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓの発生を防ぐことができる。

なお、第１の実施形態と同様に、摂動ビットにより絞り込んだ候補信号点から、○、●、□、■それぞれについて最も近い点を選択して、式（１−８）と式（１−９）に基づいてＬＬＲを算出することで軟推定を行うことができる。

ここで、摂動ビットをデータ信号１つに対して２ビット通知した第１の実施形態における候補信号点（図１０）と比較すると、図１２では、図１０の候補信号点に加えて、太い破線で囲んだＭｏｄｕｌｏ領域Ｒ１内の信号点を候補信号点として考慮していることがわかる。しかし、ｄ_１＋２ｎ＝０に対応するＭｏｄｕｌｏ領域のＩ−ｃｈ・Ｑ−ｃｈ方向に隣接するＭｏｄｕｌｏ領域は必ずｄ_１＋２ｎ＝１となり、逆にｄ_１＋２ｎ＝１に対応するＭｏｄｕｌｏ領域の隣は必ずｄ_１＋２ｎ＝０に対応する領域となっているため、雑音の擾乱により隣のＭｏｄｕｌｏ領域に信号点が移動した場合でも、本実施形態に係るデータ信号あたり１ビットの摂動ビットでもＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減することができる。

別の観点から説明すれば、雑音の擾乱により隣のＭｏｄｕｌｏ領域（元のＭｏｄｕｌｏ領域と異なる摂動ビットに対応する領域）に信号点が移動する確率は、斜め隣のＭｏｄｕｌｏ領域（元のＭｏｄｕｌｏ領域と同じ摂動ビットに対応する領域）に移動する確率よりもはるかに大きいため、図１１および図１２に示した摂動ビットの割り当て方法が有効である。

図１３は、図１１および図１２について、より広い信号点の領域について図示したものである。摂動ビットｄ_１＋２ｎが等しい領域が隣り合うことなく、市松模様で信号点平面を２つに「塗り分け」できていることがわかる。

以上、本実施形態で説明した方法を用いることにより、データ信号１つあたり摂動ビット１ビットでＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減することができる。また、第１の実施形態と比較すると、摂動ビットを通知するためのオーバーヘッドを低減できるため送信レートを向上させることができる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
第１の実施形態では、１つのデータ信号に対して２ビット、第２の実施形態では、１つのデータ信号に対して１ビットの摂動ビットを端末装置Ｂｎに通知する方法について説明した。本実施形態は、さらに摂動ビットを圧縮する方法について説明する。

本実施形態に係る基地局装置Ａ１の構成は、図６に示した第１の実施形態の基地局装置Ａ１の構成と同じであるため、説明を省略する。同様に本実施形態に係る端末装置Ｂｎの構成は、図８に示した第１の実施形態の端末装置Ｂｎの構成と同じであるため説明を省略する。但し、基地局装置Ａ１の摂動ビット生成部１２５、および端末装置Ｂｎのデータ信号復調部２１０の動作が第１の実施形態と異なるため、この２つの構成部分の動作について説明する。

第２の実施形態に係る摂動ビット生成部１２５は、非線形プレコーディング部１３から入力された（Ｚ_１，Ｚ_２）の第ｎ成分（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ）の和Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎを用いて摂動ビットを生成した。この２つの整数（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ）は、端末装置Ｂｎ宛の１つのデータ信号に加算された摂動ベクトルのＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ成分をτで除算したものに相当する。

一方、本実施形態に係る摂動ビット生成部１２５は、端末装置Ｂｎ宛の複数のデータ信号にそれぞれ加算された複数の摂動ベクトルをグループ化、それぞれのＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ成分をτで除算した整数を用いて摂動ビットを生成する。いま、端末装置Ｂｎ宛のあるデータ信号に加算された摂動ベクトルのＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ成分をτで除算した整数を第２の実施形態と同様に（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ）とおき、端末装置Ｂｎ宛の他のデータ信号に加算された摂動ベクトルのＩ−ｃｈとＱ−ｃｈ成分をτで除算した整数を、新たに（Ｚ_３ｎ，Ｚ_４ｎ）とおく。本実施形態に係る摂動ビット生成部１２５は、これらをグループ化した（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ，Ｚ_３ｎ，Ｚ_４ｎ）の和Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎ＋Ｚ_３ｎ＋Ｚ_４ｎに対してｍｏｄ_２を計算して摂動ビットｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}（＝ｍｏｄ_２（Ｚ_１ｎ＋Ｚ_２ｎ＋Ｚ_３ｎ＋Ｚ_４ｎ））を生成する。摂動ビット生成部１２５は、その後摂動ビット通知信号生成部１２６に摂動ビットｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}を入力する。第１の実施形態と同様に摂動ビット通知信号生成部１２６により基地局装置Ａ１は各端末装置Ｂｎに対して摂動ビットｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}を通知する。

本実施形態に係るデータ信号復調部２１０は、伝搬路補償部２０８から入力されたデータ信号を、摂動ビット通知信号復調部２０９から入力された摂動ビットを用いて復調して、復調後のビットを復号部２１１に出力する。このとき、基地局装置Ａ１の摂動ビット生成部１２５が摂動ビットを半分に圧縮したのに対応して、データ信号２つに対し、摂動ビットは１ビットしか入力されない。

いま、２つのデータ信号に対応する２つの信号点平面内の２つのＭｏｄｕｌｏ領域の組み合わせは、（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ，Ｚ_３ｎ，Ｚ_４ｎ）によって一意に番号付けされている。

ここで、（Ｚ_１ｎ，Ｚ_２ｎ，Ｚ_３ｎ，Ｚ_４ｎ）のうち１つに＋１または−１を加算すると、必ずｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}の値が０から１もしくは１から０に変わる。本実施形態に係る端末装置Ｂｎはデータ信号に対応するｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}を把握しているので、２つのデータ信号の受信信号点のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈのうち１つが、雑音の擾乱により隣のＭｏｄｕｌｏ信号点に移動してしまっても復元することができる。

ただし、２つのデータ信号の受信信号点のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈの４つうち２つが同時に隣のＭｏｄｕｌｏ領域に移動してしまった場合、ｄ_{１＋２＋３＋４ｎ}の値は変わらないため、受信信号点を元のＭｏｄｕｌｏ領域に戻すことができない。

しかし、２つのデータ信号の受信信号点のＩ−ｃｈとＱ−ｃｈの４つうち２つが同時に隣のＭｏｄｕｌｏ領域に移動する確率は、１つが隣のＭｏｄｕｌｏ領域に移動する確率と比較して小さいため、第２の実施形態と比較してわずかにＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓの低減効果が小さくなるものの、摂動ビットを通知するためのオーバーヘッドを第２の実施形態からさらに低減できるため、送信レートを向上させることができる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
ここまでの第１から第３までの実施形態に係る基地局装置Ａ１は、いずれも式（１−１）に基づいて最適な摂動ベクトルを探索する方法（ＶＰ）を用いて非線形プレコーディングを行っていた。本実施形態では、より演算量の低いＴＨＰを用いた方式を用いる方法を示す。

本実施形態に係る基地局装置Ａ１の構成は、図６に示した第１の実施形態の基地局装置Ａ１の構成と同じであるため説明を省略する。同様に本実施形態に係る端末装置Ｂｎの構成は、図８に示した第１の実施形態の端末装置Ｂｎの構成と同じであるため説明を省略する。但し、基地局装置Ａ１のフィルタ算出部１１と非線形プレコーディング部１３の動作が第１の実施形態と異なるため、この２つの構成部分の動作について説明する。

なお、本実施形態は、第１の実施形態からの変更部分を説明するが、摂動ビット生成部１２５とデータ信号復調部２１０をそれぞれ第２の実施形態および第３の実施形態に対応するものに変更することで、第２の実施形態および第３の実施形態においてもＴＨＰを用いる方式を実現できる。

フィルタ算出部１１は、まず、第１の実施形態と同じ伝搬路行列Ｈを算出した後、Ｈの共役転置行列Ｈ^ＨをＱＲ分解する。

ここでＲは上三角行列、Ｑはユニタリ行列である。また^Ｈは行列の共役転置を表す。Ｒの対角成分だけ取り出した対角行列をＡとおき、ＡとＱを用いて線形フィルタＰを式（４−２）により算出する。

また、ＡとＲを用いて干渉係数フィルタＦを式（４−３）により算出する。

ここで、ＩはＮ行Ｎ列の単位行列とする。最後に、フィルタ算出部は線形フィルタＰと干渉係数フィルタＦを非線形プレコーディング部１３に入力する。

非線形プレコーディング部１３の内部の構成を図１４に、動作を示すフローチャートを図１５に示す。以下、順番に非線形プレコーディング部１３内の動作を説明する。
（ステップＳ１）干渉算出部１３１と線形フィルタ乗算部１３４はそれぞれ干渉係数フィルタＦと線形フィルタ乗算部Ｐをフィルタ算出部１１から取得する。
（ステップＳ２）計算中の端末装置を示す番号ｎに１を代入する。
（ステップＳ３）端末装置Ｂ１宛のデータ信号ｓ_１をｖ_１とおく。
（ステップＳ４）ｎにｎ＋１を代入する（ｎ＝２となる）。
（ステップＳ５）干渉算出部４３１は、ｖ_１を用いて端末装置Ｂ２が受ける干渉信号ｆ_２を式（４−４）により算出する。ここで、Ｆ（ｎ_１，ｎ_２）は行列Ｆのｎ_１行ｎ_２列成分を表す。

（ステップＳ６）干渉減算部１３３−２は端末装置Ｂ２宛のデータ信号ｓ_２からｆ_２を減算し、信号ｓ_２−ｆ_２を算出する。
（ステップＳ７）Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３２−２がｓ_２−ｆ_２に対してＭｏｄｕｌｏ演算を適用し、信号ｖ_２を算出する。ここで、ｓ_２−ｆ_２−ｖ_２はＭｏｄｕｌｏ演算により加算された摂動ベクトルに相当し、第１の実施形態の非線形プレコーディング部１３の摂動ベクトルＺ_１τ＋ｊＺ_２τの第２成分に相当する。Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３２はｓ_２−ｆ_２−ｖ_２を整数ベクトル構成部１３５に入力する。
（ステップＳ８）ｎ＝２なので、ステップＳ４から再び次の端末装置宛の信号の演算（ステップＳ４〜ステップＳ７）を行う。

以降、ステップＳ４〜Ｓ８の処理をｎ＝Ｎになるまで繰り返すので、一例としてｎ番目の端末装置宛の信号を算出する処理を説明する。
（ステップＳ４）ｎにｎ＋１を代入する。
（ステップＳ５）干渉算出部１３１はｖ_１〜ｖ_{（ｎ−１）}を用いて端末装置Ｂｎが受ける干渉信号ｆ_ｎを式（４−５）により算出する。ここで、Ｆ（ｎ，１：ｎ−１）は、行列Ｆのｎ行目の１〜ｎ−１列目の成分を示す行ベクトルである。

（ステップＳ６）干渉減算部１３３−ｎは端末装置Ｂｎ宛のデータ信号ｓ_ｎからｆ_ｎを減算し、信号ｓ_ｎ−ｆ_ｎを算出する。
（ステップＳ７）Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３２−ｎがｓ_ｎ−ｆ_ｎに対してＭｏｄｕｌｏ演算（式（１−７））を適用し、信号ｖ_ｎを算出する。このＭｏｄｕｌｏ演算によって各端末装置宛の送信信号電力を低減する。また、ｎ＝２のときと同様に、ｓ_ｎ−ｆ_ｎ−ｖ_ｎはＭｏｄｕｌｏ演算により加算された摂動ベクトルに相当し、第１の実施形態の非線形プレコーディング部１３の摂動ベクトルＺ_１τ＋ｊＺ_２τの第ｎ成分に相当する。Ｍｏｄｕｌｏ演算部はｓ_ｎ−ｆ_ｎ−ｖ_ｎを整数ベクトル構成部１３５に入力する。
（ステップＳ８）ｎ＜Ｎのときは、再びステップＳ４を行う。またｎ＝ＮのときはステップＳ９に進む。
（ステップＳ９）ステップＳ９は信号ｖ＝［ｖ_１，ｖ_２，．．．，ｖ_Ｎ］^Ｔに線形フィルタＰを乗算して得た信号をｘとおく。ここで第１の実施形態と同様に信号ｘの各成分は、順番に各アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎで送信する送信信号である。この信号ｘをフレーム構成部１４２に入力する。
（ステップＳ１０）また、整数ベクトル構成部１３５は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部から入力されたｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋ（ｋ＝２〜Ｎ）の実部をτで除算して整数Ｚ_１ｋを算出し、ｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋの虚部をτで除算して整数Ｚ_２ｋを算出する。なお、本実施形態では１つ目の信号ｓ_１に対してはＭｏｄｕｌｏ演算を施さないので、Ｚ_１１およびＺ_２１は０とする。そして、Ｚ_１ｎを第ｎ成分に持つＮ次元整数ベクトルＺ_１と、Ｚ_２ｎを第ｎ成分に持つＮ次元整数ベクトルＺ_２を算出する。このようにして算出した２つのＮ次元整数ベクトル（Ｚ_１，Ｚ_２）を摂動ビット生成部に１２５入力する。

ここで、ＴＨＰは、ＶＰと同様に摂動ベクトル探索アルゴリズムの一種と考えることができることを説明する。ただしＴＨＰの場合は、真に最適な摂動ベクトルを探索するアルゴリズムではなく、少量の演算量で準最適な摂動ベクトルを探索するアルゴリズムである。

まず非線形プレコーディング部４３のＭｏｄｕｌｏ演算部１３２−２〜１３２−Ｎが無いものと仮定して信号を演算すると、非線形プレコーディング部４３は式（４−６）で表される演算を行う。

ここでＰとＦに式（４−２）と式（４−３）を代入すると式（４−７）となる。

これは、式（１−１）において（ｚ_１，ｚ_２）＝（０，０）とした場合に対応する。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３２−２〜１３２−Ｎはデータ信号ｓにＭｏｄｕｌｏ幅の整数倍の信号をＩ−ｃｈまたはＱ−ｃｈに加算する処理である。そのため、本実施形態に係る非線形プレコーディング部４３で算出した信号ｘもｘ＝Ｗ（ｓ＋ｚ_１τ＋ｊｚ_２τ）と表すことができる。

非線形プレコーディング部４３で算出した信号ｘは必ずしも最適な摂動ベクトルを加算した信号ではないが、Ｍｏｄｕｌｏ演算による電力抑圧を行っているため準最適な信号となり、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合Ｗｓと比較して送信電力が小さくなり、電力効率が向上し、伝送特性が向上する。

以上、説明したようなアルゴリズムで信号ｘを算出することで、第１の実施形態のように候補となる摂動ベクトルを全探索する必要がなくなるため、演算量を低減することができる。また、ここでは式（４−１）でＱＲ分解を行う行列として伝搬路行列Ｈのエルミート共役Ｈ^Ｈを用いたが、これは第１の実施形態で説明したＺＦ規範に対応する。式（４−１）でＱＲ分解を行う行列として、第１の実施形態で定義したＨ_ｅｘのエルミート共役Ｈ_ｅｘ ^Ｈを用いることで、ＭＭＳＥ規範のＴＨＰを実現できる。

また、ＱＲ分解の代わりにソート付きＱＲ分解やＶＢＬＡＳＴアルゴリズムを用いても同様のＴＨＰを用いたＭＵ−ＭＩＭＯを実現可能である。

なお、電力正規化は、第１の実施形態に記載した方法を用いても良いが、フィルタ算出部４１で式（４−８）により電力正規化係数ｇを算出してもよい。

ここで、Ｐ_ｓをデータ信号の平均電力、Ｐ_ｖをＭｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号の平均電力とすると、Ｃ_ｖは式（４−９）で表される対角行列である。

なお、Ｐ_ｖはＭｏｄｕｌｏ幅τによって変化し、Ｐ_ｓ＝１とすると、ＱＰＳＫ（τ＝２×２^１／２）では４／３、１６ＱＡＭ（τ＝８／１０^１／２）では１６／１５、６４ＱＡＭ（τ＝１６／４２^１／２）では６４／６３となる。これは、Ｍｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号が、原点を中心とするＭｏｄｕｌｏ幅の範囲に、統計的に等確率で分布することを利用したものである。この場合、電力正規化部１２３は、電力正規化係数を算出せずに、フィルタ算出部４１が電力正規化係数βを算出後、電力正規化部１２３とＤＭＲＳ生成部１２４に入力する。

なお、本実施形態では、ＴＨＰを用いた準最適な摂動ベクトル探索アルゴリズムを用いる場合に付いて説明したが、オーダリングを用いたＴＨＰ、または格子基底縮小を用いたＬａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ａｉｄｅｄ ＴＨＰ（ＬＲ−ＴＨＰ）でも同様に適用可能である。

（第５の実施形態）
次に、本発明の第５実施の形態について説明する。
ここまでの第１から第４までの実施形態では、本発明を、ダウンリンクＭＵ−ＭＩＭＯに適用する方法を説明してきたが、本実施形態は、シングルキャリア通信における符号間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）の除去に適用する例について説明する。

本実施形態に係る基地局装置Ｃ１の構成を図１６に示す。基地局装置Ｃ１は、端末装置Ｄ１に対して時間軸上に信号を配置してシングルキャリア通信を行い、第１から第４の実施形態のような空間多重は行わない１対１の通信を想定する。なお、基地局装置Ｃ１と端末装置Ｄ１との間には一般的に、異なる遅延時間を持つ複数の伝搬路が存在し、基地局装置Ｃ１から送信された電波は、到来時間（遅延時間）の異なる複数の電波（遅延波）として端末装置Ｄ１で受信されるが、本実施形態では第１波（最も遅延時間が短い電波）のみを所望のデータが乗った所望信号とみなし、他の遅延波は全て干渉信号（ＩＳＩ）とみなす場合を例として説明する。

＜基地局装置Ｃ１について＞
図１６は、本実施形態に係る基地局装置Ｃ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、基地局装置Ｃ１は、アンテナ３０１、受信部３０２、伝搬路状態情報取得部３０５、フィルタ算出部３１、符号部３２１、変調部３２２、摂動ビット生成部３２５、摂動ビット通知信号生成部３２６、非線形プレコーディング部３３、ＣＲＳ生成部３４１、フレーム構成部３４２、および、送信部３４５を含んで構成される。

受信部３０２は、アンテナ３０１を介して、端末装置Ｄ１から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。この信号には、伝搬路状態情報が含まれる。受信部３０２は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部３０２は、生成したデジタル信号を伝搬路状態情報取得部３０５に出力する。

伝搬路状態情報取得部３０５は、受信部３０２から入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報を抽出する。伝搬路状態情報取得部３０５は、伝搬路状態情報取得部３０５から入力された伝搬路状態情報から伝搬路応答ベクトルｈを構成してフィルタ算出部３１に入力する。

なお、伝搬路応答ベクトルｈとは、時間軸上の伝搬路の伝達関数（いわゆる「インパルスレスポンス」）を表す。伝搬路応答ベクトルｈの第１成分は、基地局装置Ｃ１と端末装置Ｄ１間の伝搬路応答のうち第１波の振幅および位相を示す複素数である。ｈの第２成分は、第１波と１シンボル分の時間の遅延時間を持つ遅延波の応答を示す。このとき１シンボル分の遅延時間を持つ遅延波が無い場合は、ｈの第２成分は０となる。同様に第３成分は第１波と２シンボル分、第４成分は第１波と３シンボル分遅延した時間に到来する遅延波の応答を示す。またｈの次元（成分の数Ｌ）は最も遅延時間が長い遅延波も考慮に入れるため十分な次元を確保することが望ましい。ここで、伝搬路応答ベクトルｈを式（５−１）で表す。

フィルタ算出部３１は、伝搬路状態情報取得部３０５から入力された伝搬路応答ベクトルｈの第１成分ｈ_１で、ｈ自体を除算して得たベクトルｈ_ＩＳＩを非線形プレコーディング部に入力する。ｈの第ｎ成分をｈ_ｎとすると式（５−２）で表される。

符号部３２１は、端末装置Ｄ１宛のデータを示す情報ビットが入力される。符号部３２１は、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部３２２に出力する。

変調部３２２は、符号部３２１から入力された符号化ビットを変調することで、端末装置Ｄ１宛の変調信号（データ信号）を生成する。変調部３２２は、生成したデータ信号を非線形プレコーディング部３３に出力する。

非線形プレコーディング部３３は、変調部３２２から入力された端末装置Ｄ１宛のデータ信号に対して、送信電力を低く抑えながら予めＩＳＩを除去する処理を行う。非線形プレコーディング部３３の詳細な構成を図１８に、動作を示すフローチャートを図１９にそれぞれ示す。

ここで、変調部３２２から入力された各データ信号（時系列の各シンボル）をｓ_ｋとおき、全ｓ_１〜ｓ_Ｋを各成分に持つＫ次元列ベクトルをｓとする。またＫを送信すべきデータ信号の数（時系列のシンボル数）とする。

（ステップＳ３１）干渉算出部３３１はｈ_ＩＳＩをフィルタ算出部３１から取得する。
（ステップＳ３２）計算中のデータ信号を示す番号ｋに１を代入する。
（ステップＳ３３）１つ目（１シンボル目）のデータ信号ｓ_１をｖ_１とおく。
（ステップＳ３４）ｋにｋ＋１を代入する（ｋ＝２となる）。
（ステップＳ３５）干渉算出部３３１はｖ_１を用いて２つ目のデータ信号ｓ_２が受ける干渉信号ｆ_２を式（５−３）により算出する。ここで、ｈ_ＩＳＩ（２）は行列ｈ_ＩＳＩの第２成分を表す。

（ステップＳ３６）干渉減算部３３３はデータ信号ｓ_２からｆ_２を減算し、信号ｓ_２−ｆ_２を算出する。
（ステップＳ３７）Ｍｏｄｕｌｏ演算部３３２がｓ_２−ｆ_２に対してＭｏｄｕｌｏ演算（式（１−７））を適用し、信号ｖ_２を算出する。また、ｓ_２−ｆ_２−ｖ_２はＭｏｄｕｌｏ演算により加算された摂動ベクトルに相当し、摂動ベクトルＺ_１τ＋ｊＺ_２τの第２成分に相当する。Ｍｏｄｕｌｏ演算部３３２はｓ_２−ｆ_２−ｖ_２を整数ベクトル構成部３３５に入力する。
（ステップＳ３８）ｋ＝２なので、ステップＳ３４から再び次のデータ信号の演算（ステップＳ３４〜ステップＳ３７）を行う。

以降、ステップＳ３４〜Ｓ３８の処理をｋ＝Ｋになるまで繰り返す。一例としてｋ番目のデータ信号を算出する処理を説明する。
（ステップＳ３４）ｋにｋ＋１を代入する。
（ステップＳ３５）干渉算出部３３１はｖ_１〜ｖ_{（ｋ−１）}を用いて第ｋ番目のデータ信号ｓ_ｋが受ける干渉信号ｆ_ｋを式（５−４）により算出する。

ここで、ｈ_ＩＳＩ（２：ｋ）は、ｈ_ＩＳＩの第２〜第ｋ成分を示す行ベクトルである。なお、式（５−３）では、説明の簡単のために、ｈ_ＩＳＩの次元数Ｌはデータ信号数Ｋより大きいものとして示している。ＬがＫより小さい場合、ｋ＝Ｌ以降の干渉信号ｆ_ｋは式（５−５）により算出する。

（ステップＳ３６）干渉減算部３３３はデータ信号ｓ_ｋからｆ_ｋを減算し、信号ｓ_ｋ−ｆ_ｋを算出する。
（ステップＳ３７）Ｍｏｄｕｌｏ演算部３３２がｓ_ｋ−ｆ_ｋに対してＭｏｄｕｌｏ演算（式（１−７））を適用し、信号ｖ_ｋを算出する。このＭｏｄｕｌｏ演算によって送信信号電力を低減する。また、ｋ＝２のときと同様にｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋはＭｏｄｕｌｏ演算により加算された摂動ベクトルに相当し、摂動ベクトルＺ_１τ＋ｊＺ_２τの第ｋ成分に相当する。Ｍｏｄｕｌｏ演算部３３２はｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋを整数ベクトル構成部３３５に入力する。
（ステップＳ３８）ｋ＜Ｋのときは、再びステップＳ３４を行う。またｋ＝Ｋのときは信号ｖ＝［ｖ_１，ｖ_２，．．．，ｖ_Ｋ］^Ｔ（非線形プレコーティング後データ信号）をフレーム構成部３４２に入力する。
（ステップＳ３９）また、整数ベクトル構成部３３５は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部３３２から入力されたｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋ（ｋ＝２〜Ｋ）の実部をτで除算して整数Ｚ_１ｋを算出し、ｓ_ｋ−ｆ_ｋ−ｖ_ｋ（ｋ＝２〜Ｋ）の虚部をτで除算して整数Ｚ_２ｋを算出する。そして、Ｚ_１ｋを第ｋ成分に持つＫ次元整数ベクトルＺ_１と、Ｚ_２ｋを第ｋ成分に持つＫ次元整数ベクトルＺ_２を算出する。また本実施形態では１つ目の信号ｓ_１に対してはＭｏｄｕｌｏ演算を施さないので摂動ベクトルＺ_１とＺ_２の第１成分は常に０とする。このようにして算出した２つのＫ次元整数ベクトル（Ｚ_１，Ｚ_２）を摂動ビット生成部に３２５入力する。

摂動ビット生成部３２５は、第１から第３の実施形態の摂動ビット生成部１２５の動作として説明した方法でＫ次元整数ベクトル（Ｚ_１，Ｚ_２）から摂動ビットを生成し、摂動ビット通知信号生成部３２６に入力する。

摂動ビット通知信号生成部３２６は、摂動ビットを変調して摂動ビット通知信号を生成して非線形プレコーディング３３に入力する。ここで、所望のデータから生成されたデータ信号と、摂動ビット通知信号に変調された摂動ビットとの対応関係を予め基地局装置Ｃ１と端末装置Ｄ１とで把握しておく。

また、非線形プレコーディング部３３は、入力された端末装置Ｄ１宛の摂動ビット通知信号に対して、変調部３２２から入力されたデータ信号と同様の方法で非線形プレコーディングを施す。摂動ビット通知信号に対して非線形プレコーディングを施して生成した信号を非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号と呼ぶ。非線形プレコーディング部３３は、非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号をフレーム構成部３４２に入力する。

このとき、１つのデータ信号に対応する摂動ビットは（ｄ_１，ｄ_２）の２ビットであるため、摂動ビットの変調方式として、例えばＱＰＳＫ変調などの多値数が２の変調方式を用いても良い。また、あるデータ信号に対応する摂動ビット２ビットと、同じ端末装置宛の他のデータ信号に対応する摂動ビット２ビットとを併せた４ビットを用いて１つの摂動ビット通知信号を生成しても良い。このとき変調方式は例えば１６ＱＡＭを用いる。さらに同じ端末装置宛の３つのデータ信号に対応する摂動ビット６ビットを６４ＱＡＭで変調しても良い。しかし、摂動ビット通知信号に対する摂動ビット通知は行われないため、摂動ビット通知信号に用いられる変調方式は、データ信号よりも多値数の少ない変調方式が用いられることが望ましい。

ＣＲＳ生成部３４１は、基地局装置Ｃ１と端末装置Ｄ１で既知の信号点（基準信号）を有するＣＲＳを生成し、生成したＣＲＳをフレーム構成部３４２に出力する。

フレーム構成部３４２は、非線形プレコーディング部３３から入力された非線形プレコーディング後データ信号、非線形プレコーディング後摂動ビット通知信号、およびＣＲＳ生成部３４１から入力されたＣＲＳを、フレームにマッピングする。

送信部３４５は、フレーム構成部３４２から入力されたフレーム（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。送信部３４５は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部３４５は、生成した信号をアンテナ３０１を介して端末装置Ｄ１宛に送信する。

＜端末装置Ｄ１について＞
図１７は、本実施形態に係る端末装置Ｄ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、端末装置Ｄ１は、アンテナ４０１、受信部４０２、信号分離部４０５、ＣＲＳ用伝搬路推定部４０６、伝搬路補償部４０８、摂動ビット通知信号復調部４０９、データ信号復調部４１０、復号部４１１、伝搬路状態情報生成部４１２、および、送信部４１５を含んで構成される。

受信部４０２は、アンテナ４０１を介して、基地局装置Ｃ１から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。受信部４０２は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部４０２は、生成したベースバンドのデジタル信号を信号分離部４０５に出力する。

信号分離部４０５は、受信部４０２から入力されたベースバンドのデジタル信号をＣＲＳ、データ信号、および摂動ビット通知信号に分離する。分離した信号のうち、ＣＲＳをＣＲＳ用伝搬路推定部４０６に出力し、残りのデータ信号と摂動ビット通知信号を伝搬路補償部４０８に入力する。

ＣＲＳ用伝搬路推定部４０６は、信号分離部４０５から入力されたＣＲＳに基づいて、基地局装置Ｃ１のアンテナ３０１と、自端末装置Ｄ１のアンテナ４０１との間の伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を表す情報を伝搬路状態情報生成部４１２に出力する。

伝搬路状態情報生成部４１２は、ＣＲＳ用伝搬路推定部４０６から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する。ここでは、伝搬路状態は、基地局装置Ｃ１と端末装置Ｄ１間の伝搬路応答ベクトルであり、式（５−１）で表すことができる。

伝搬路状態情報生成部４１２は、伝搬路応答ベクトルｈを表す伝搬路状態情報を変調し、変調後の伝搬路状態情報の信号を送信部４１５に出力する。また伝搬路状態情報生成部４１２は、第１波の伝搬路応答ｈ_１を伝搬路補償部４０８に入力する。

送信部４１５は、伝搬路状態情報生成部４１２から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。送信部４１５は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部４１５は、生成した信号を、アンテナ４０１を介して送信する。

伝搬路補償部４０８は、ＣＲＳ用伝搬路推定部４０６から入力された第１波の伝搬路応答ｈ_１を用いて、信号分離部４０５から入力されたデータ信号に対して伝搬路補償を行う。データ信号をｙ_ｄとすると、伝搬路補償後のデータ信号ｙ_ｄｃはｙ_ｄｃ＝ｙ_ｄ／ｈ_１となる。伝搬路補償部４０８は、伝搬路補償後の信号ｙ_ｄｃをデータ信号復調部４１０に出力する。また、データ信号と同様の処理を用いて、摂動ビット通知信号ｙ_ｒを伝搬路補償し、伝搬路補償後の摂動ビット通知信号ｙ_ｒｃ（＝ｙ_ｒ／ｈ_１）を摂動ビット通知信号復調部４０９に入力する。

摂動ビット通知信号復調部４０９は、伝搬路補償部４０８から入力された摂動ビット信号ｙ_ｒｃに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算（式（１−７））を行う。摂動ビット通知信号自体は、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減する方法を用いていない。しかし、摂動ビット通知信号生成部３２６の動作説明のときに述べたように、摂動ビット通知信号の変調多値数をデータ信号よりも低くすることによって、Ｍｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを受けても、摂動ビット通知信号復調部４０９は十分に良好な誤り率で正しく摂動ビットを検出できる。

データ信号復調部４１０は、伝搬路補償部４０８から入力されたデータ信号を、摂動ビット通知信号復調部４０９から入力された摂動ビットを用いて復調して、復調後のビットを復号部４１１に出力する。摂動ビットを用いることで、データ信号を復調する時に生じるＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減できる。データ信号復調部４１０の動作は、第１から第３の実施形態のデータ信号復調部２１０と同じである。詳細は後述する。

以上の方法で、シングルキャリア通信における符号間干渉（ＩｎｔｅｒＳｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）除去にＴＨＰを用いた場合においても、送信レートの低下を抑えながらＭｏｄｕｌｏ−Ｌｏｓｓを低減できる。

また、本実施の形態で説明した機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。尚、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また前記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

本発明は、通信装置に利用可能である。

Ａ１…基地局装置、Ｂ１〜Ｂ４…端末装置、１１…フィルタ算出部、１３…非線形プレコーディング部、１０１…アンテナ、１０２…受信部、１０３…ＧＩ除去部、１０４…ＦＦＴ部、１０５…伝搬路状態取得部、１２１…符号部、１２２…変調部、１２３…電力正規化部、１２４…ＤＭＲＳ生成部、１２５…摂動ビット生成部、１２６…摂動ビット通知信号生成部、１４２…フレーム構成部、１４３…ＩＦＦＴ部、１４４…ＧＩ挿入部、１４５…送信部、２０１…アンテナ、１０２…受信部、２０３…ＧＩ除去部、２０４…ＦＦＴ部、２０５…信号分離部、２０６…ＣＲＳ伝搬路推定部、２０７…ＤＭＲＳ用伝搬路推定部、２０８…伝搬路補償部、２０９…摂動ビット通知信号復調部、２１０…データ信号復調部、２１１…復号部、２１２…伝搬路状態情報生成部、２１３…ＩＦＦＴ部、２１４…ＧＩ挿入部、２１５…送信部。

Claims (16)

1. 各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置とで共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディング部と、
   前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成部と、前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信部と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. １つ以上の前記整数値を０または１に変換して摂動ビットを生成する摂動ビット生成部をさらに備え、
   前記摂動ビット通知信号生成部は、
   前記摂動ビット生成部により生成された摂動ビットに基づいて前記摂動ビット通知信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記摂動ビット生成部は、
   前記整数値を２で除算した余りを摂動ビットとすることを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
4. 前記摂動ビット生成部は、２つ以上の前記整数値の和を０または１に変換することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
5. 前記摂動ビット生成部は、前記整数値の和を２で除算した余りを摂動ビットとすることを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
6. 前記非線形プレコーディング部は、
   さらに、前記摂動ビット通知信号に対して非線形プレコーディングを施すことを特徴とする請求項１から請求項５に記載の送信装置。
7. 前記非線形プレコーディング部は、
   複数の受信装置宛の各データ信号に、前記摂動ベクトルをそれぞれ加算した後、線形フィルタを乗算して非線形プレコーディング後データ信号を生成し、
   前記摂動ビット通知信号生成部は、
   前記データ信号に加算した前記摂動ベクトルを受信装置毎にグループ化して、
   各グループの前記摂動ベクトルに対応する整数毎に摂動ビット通知信号を生成することを
   特徴とする請求項１から請求項６に記載の送信装置。
8. 各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルが加算されたデータ信号と、摂動ビット通知信号とを受信する受信部と、
   前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
9. 前記摂動ビット通知信号は、前記各ガウス整数の実部の整数値および虚部の整数値のうちの１つ以上を０または１に変換した摂動ビットを含むことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
10. 前記摂動ビットは、前記整数値を２で除算した余りであることを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
11. 前記摂動ビットは、２つ以上の前記整数値の和を０または１に変換したビットであることを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
12. 前記摂動ビットは、前記整数値の和を２で除算した余りであることを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
13. 送信装置と受信装置とからなる通信システムであって
    前記送信装置は、
    各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディング部と、
    前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成部と、
    前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信部とを備え、
    前記受信装置は、
    前記摂動ベクトルが加算されたデータ信号と摂動ビット通知信号とを受信する受信部と、
    前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調部とを備えることを特徴とする通信システム。
14. 送信装置と受信装置とからなる通信システムにおける通信方法であって
    前記送信装置は、
    各要素がガウス整数である複素ベクトルに送信装置と受信装置で共有する所定の実数値が乗算された摂動ベクトルをデータ信号に加算して、非線形プレコーディング後データ信号を生成する非線形プレコーディングステップと、
    前記各ガウス整数の実部の整数値と虚部の整数値に基づいて摂動ビット通知信号を生成する摂動ビット通知信号生成ステップと、
    前記非線形プレコーディング後データ信号と前記摂動ビット通知信号とを前記受信装置に送信する送信ステップとを行い、
    前記受信装置は、
    前記摂動ベクトルが加算されたデータ信号と摂動ビット通知信号とを受信する受信ステップと、
    前記摂動ビット通知信号に基づいて前記データ信号を復調するデータ信号復調ステップとを行うことを特徴とする通信方法。
15. コンピュータに、請求項１４に記載の通信方法を実行させるプログラム。
16. 請求項１５に記載のプログラムを記憶する記録媒体と、コンピュータと、前記通信を制御する回路と、を備えた集積回路。

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