JP5687524B2 - 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路に関する。

＜ＭＩＭＯ＞
近年、無線データ通信の高速化を限られた周波数帯域で実現するため、周波数利用効率向上のための研究が多くなされてきた。その中でも、複数のアンテナを同時に利用することにより、単位周波数当たりの伝送容量を増やすＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）技術は注目されている。

＜ＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ＞
ＭＩＭＯには、基地局装置（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ： ＢＳ）が１つの端末装置（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＭＳ）に同一時刻・同一周波数で複数の信号を送信するＳｉｎｇｌｅ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）と、異なる端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信するＭｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）がある。

ＳＵ−ＭＩＭＯは、端末装置が持つアンテナ数より多くのストリームを多重できないため、最大ストリーム数は端末装置の物理的なアンテナ数により制限される。一方で、基地局装置は端末装置よりも多くのアンテナを持つことができるため、基地局装置の余ったアンテナを最大限活かすためには、ＭＵ−ＭＩＭＯも必須となる。既にＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）やＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄでは、線形プレコーディング（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ：ＬＰ）を用いたダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ：ＤＬ）ＭＵ−ＭＩＭＯが仕様化されている（下記非特許文献１参照）。

＜ＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ＞
しかし、ＬＰを用いたＭＵ−ＭＩＭＯ（ＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ）は、基地局装置が線形フィルタを乗算することで、送信信号を直交させて、端末装置間の干渉（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＵＩ）を除去しなければならず、空間多重できる端末装置の組み合わせの柔軟性が低下してしまう。

一方で、空間多重を実現する別の方法として、非線形プレコーディング（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ：ＮＬＰ）ＭＵ−ＭＩＭＯが提案されている。ＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯにおいて、端末装置は、受信信号を同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｉ−ｃｈ）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｑ−ｃｈ）の方向に、一定の幅（Ｍｏｄｕｌｏ幅）の整数倍だけ平行移動した点を同一の点とみなすＭｏｄｕｌｏ演算を行う。これにより、基地局装置は、Ｍｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号（摂動ベクトル）を変調信号に加算可能となり、摂動ベクトルを適切に選択して各端末装置宛の信号に加算して送信電力を低減する（下記非特許文献２参照）。

＜ＶＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ＞
端末装置が受信信号に対してＭｏｄｕｌｏ演算を施すことによって、基地局装置は、各変調信号に対してＭｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号を加算する自由度を得る。この加算可能な信号を摂動ベクトル（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）と呼ぶ。そして、この摂動ベクトルのうち最も電力効率を改善するものを、空間多重する全ての端末装置の伝搬路状態を考慮して、全探索する方法がＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である。ＶＰ ＭＵ−ＭＩＭＯは基地局装置の演算量が大きいものの、フル送信ダイバーシチ利得を得ることができ、非常に良好な特性を示すＮＬＰ
ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である（下記非特許文献２参照）。

＜ＴＨＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ＞
ＶＰ ＭＵ−ＭＩＭＯと異なり、各端末装置が受けるユーザ間干渉を考慮して、逐次的に各端末装置宛の信号に加算する摂動ベクトルを算出する方法をＴＨＰ（Ｔｏｍｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）ＭＵ−ＭＩＭＯと呼ぶ。ＴＨＰ ＭＵ−ＭＩＭＯは、基地局装置の送信処理の複雑度が低いものの、全端末装置でフル送信ダイバーシチを得ることができない（下記非特許文献３参照）。

＜ＬＲ−ＴＨＰ＞
また、ＴＨＰ ＭＵ−ＭＩＭＯに、格子基底縮小（Ｌａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ：ＬＲ）という処理を加えることで、ＶＰ ＭＵ−ＭＩＭＯより少ない演算量でフル送信ダイバーシチ利得を得ることができる方法がＬＲ−ＴＨＰである（下記非特許文献３参照）。

＜ＤＭＲＳ＞
ＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯシステムにおいては、基地局装置が、ＤＭＲＳ（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：復調用参照信号）を各端末装置に対して送信する必要がある。しかし、基地局装置がデータ信号と同じ非線形プレコーディングをＤＭＲＳに施して送信しても、端末装置は、伝搬路推定することができないという問題がある。

ＤＭＲＳは、基地局装置が、ＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯによってプレコーディングを施したデータ信号の振幅と位相を予め各端末装置に通知するための信号である。ＤＭＲＳに非線形プレコーディングを施したとすると基地局装置は、ＤＭＲＳに対して摂動ベクトルを加算して（またはＭｏｄｕｌｏ演算を施して）から送信するため、端末装置においてもＤＭＲＳに対してＭｏｄｕｌｏ演算を施す必要がある。そのため、端末装置は、Ｍｏｄｕｌｏ演算に必要なＭｏｄｕｌｏ幅をあらかじめ知っておく必要がある。Ｍｏｄｕｌｏ幅は、受信信号における変調信号の振幅に比例するため、端末装置は、非線形プレコーディング後のデータ信号の受信ゲイン（伝搬路の複素複素利得）を知る必要がある。しかし、端末装置は、ＤＭＲＳを用いて伝搬路推定をしなければ、受信ゲイン（伝搬路の複素複素利得）を知ることができない。つまり、端末装置は、「ＤＭＲＳから伝搬路推定しなければ受信ゲイン（伝搬路の複素複素利得）が得られないが、その受信ゲインを知らなければ、ＤＭＲＳを伝搬路推定できない。」という状態となるため、上記問題が起こる。

そこで、特許文献１に記載の技術では、直交した無線リソース（時間方向および周波数方向に分割した領域であって、異なるデータ信号や参照信号を割り当てても互いに干渉しない領域）で、各端末装置にＤＭＲＳを送信する。この場合、端末装置は、ＤＭＲＳにＭｏｄｕｌｏ演算を施す必要が無いため、受信ゲインを得ることが出来る。

特開２００９−１８２８９４号公報

３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ３６．２１１ ｖ８．９．０ Ｂ．Ｍ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｃ．Ｂ．Ｐｅｅｌ，Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ，"Ａ Ｖｅｃｔｏｒ−Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｎｅａｒ−Ｃａｐａｃｉｔｙ ＭＵＭＩＭＯ Ｐａｒｔ ＩＩ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ，" ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ， ＶＯＬ．５３，ＮＯ．３，ＭＡＲＣＨ ２００５ Ｆ. Ｌｉｕ, Ｌ. Ｊｉａｎｇ, Ｃ. Ｈｅ, "Ｌｏｗ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｌａｔｔｉｃｅ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ａｉｄｅｄ ＭＭＳＥ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍｓ," Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＣＣ ２００７, ｐｐ. ２５９８ − ２６０３, Ｊｕｎｅ ２００７.

しかしながら、上記特許文献１に示したように、直交した無線リソースに各端末装置宛のＤＭＲＳを配置する方法は、ＤＭＲＳ専用の無線リソースが端末装置数分だけ必要であるため、ＤＭＲＳ挿入によるオーバーヘッドの増加が大きくなるという問題があった。

本発明は、係る事情に鑑みてなされたものであり、ＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯシステムにおいてＤＭＲＳを空間多重してＤＭＲＳ挿入によるオーバーヘッドの増加を最小限に抑えながら、端末装置において正常にデータ信号の振幅および位相（複素利得・受信ゲイン）を推定できる技術を提供することを目的とする。

本発明の一観点によれば、複数の受信装置に対して同一時刻・同一周波数でデータ信号を送信する送信装置であって、第１の受信装置宛の復調用参照信号と、前記第１の受信装置とは異なる第２の受信装置宛の復調用参照信号とを、同一時刻・同一周波数で送信する送信部、を有することを特徴とする送信装置が提供される。

送信装置において、空間多重された復調用参照信号（DMRS）は、一つの無線リソースで全移動局装置に対して復調用参照信号を送信できるので、データ信号を配置するための無線リソースを十分確保しながら、複数の復調用参照信号を全移動局装置に送信することができる。また各移動局装置（下記受信装置）は、複数の復調用参照信号を用いて伝搬路推定することができる。そのため本発明を用いれば復調用参照信号の挿入損を大きく低減できる。

前記復調用参照信号に対して、あらかじめ決めた所定の信号の整数倍の信号を加算する非線形プレコーディング部を有することが好ましい。また、前記復調用参照信号に対して、非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部を有するようにしても良い。

前記送信部は、同一時刻・同一周波数で複数のデータ信号を送信し、前記非線形プレコーディング部は、前記復調用参照信号を、前記データ信号と同じ非線形プレコーディング処理することが好ましい。これにより、データ信号と全く同じフィルタを用いて同じ原理で非線形プレコーディングを行うことができる。

また、復調用参照信号を補正するＤＭＲＳ補正部を有するようにしても良い。前記ＤＭＲＳ補正部は、前記復調用参照信号に２次元ユークリッド互除法を適用する２次元ユークリッド互除法部を有することが好ましい。また、前記２次元ユークリッド互除法部は、第１の前記復調用参照信号から、第２の前記復調用参照信号、第２の前記復調用参照信号の位相を９０度回転させた信号、第２の前記復調用参照信号の位相を１８０度回転させた信号、および第２の前記復調用参照信号の位相を２７０度回転させた信号を減算して、差分ベクトル算出部を有するようにすると良い。

また、本発明は、復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算する摂動ベクトル加算部を有することを特徴とする受信装置である。前記信号を加算した復調用参照信号を用いて伝搬路推定する仮伝搬路推定部を有することが好ましい。複数の異なる前記信号を選択する摂動ベクトル候補選択部と、前記信号それぞれを用いて前記仮伝搬路推定部で伝搬路推定した伝搬路推定結果に基づいて、１つの前記信号を選択する摂動ベクトル推定部を有するようにすると良い。また、複数の異なる前記信号に対応する前記伝搬路推定結果それぞれに基づいてデータ信号を軟推定して対数尤度比をそれぞれ算出する復調部と、前記対数尤度比ぞれぞれの分散を算出する摂動ベクトル評価値算出部と、を有し、前記摂動ベクトル推定部は、前記分散のうち最も大きいものに対応する前記信号を選択することが好ましい。複数の前記復調用参照信号に対して２次元ユークリッドの互除法を適用し、既約ベクトルを算出する２次元ユークリッドの互除法部を有することが好ましい。前記既約ベクトルを用いて伝搬路の複素利得を算出する複素利得算出部を有することが好ましい。

また、本発明は、復調用参照信号に対して、あらかじめ決めた所定の信号の整数倍の信号を加算する非線形プレコーディング部と、復調用参照信号と他の信号を、同一時刻・同一周波数で送信する送信部とを有する送信装置と、復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算する摂動ベクトル加算部を有する受信装置と、を有することを特徴とする通信システムである。

また、本発明は、復調用参照信号に対して、あらかじめ決めた所定の信号の整数倍の信号を加算するステップと、復調用参照信号と他の信号を、同一時刻・同一周波数で送信するステップを有する送信方法と、復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算するステップを有する受信方法と、を有することを特徴とする通信方法である。

また、本発明は、復調用参照信号に対して、あらかじめ決めた所定の信号の整数倍の信号を加算する非線形プレコーディング部と、復調用参照信号と他の信号を、同一時刻・同一周波数で送信するステップを有する送信部と、を有することを特徴とする集積回路である。

また、本発明は、復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算する摂動ベクトル加算部を有することを特徴とする集積回路である。

まあ、本発明は、上記に記載の通信方法を、コンテンツに実行させるためのプログラムであっても良く、当該プログラムを記録するコンピュータ読み取り可能な記録媒体であっても良い。

本発明の第１の実施形態に係る通信システムの一構成例を示す概念図である。 本実施形態に係る通信システムの動作の一例を示すシーケンス図である。 本実施形態に係る基地局装置の概略構成例を示す機能ブロック図である。 本実施形態に係る固有信号の構成の一例を示す概略図である。 本実施形態に係るフレームの構成の一例を示す概略図である。 第１から第Ｎまでの各アンテナａ１０１−ｎで送信するフレームの第１の構成例を示す図である。 第１から第Ｎまでの各アンテナａ１０１−ｎで送信するフレームの第２の構成例を示す図である。 本実施形態に係る端末装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 ＤＭＲＳ伝搬路推定部の詳細な構成を示す機能ブロック図である。 ２つのＤＭＲＳ（ＤＭＲＳ１およびＤＭＲＳ２と呼ぶ。）の位置の一例を信号点平面上に示す図である。 既約ベクトルが、ＱＰＳＫの信号点と一致しない位置の一例を信号点平面上に示す図である。 ２次元ユークリッドの互除法部の一構成例を示す図である。 ＤＭＲＳ補正部の一構成例を示す図である。 ＤＭＲＳ伝搬路推定部（ａ）と、複素利得算出部（ｂ）、とを示す図である。 非線形プレコーディング部の一構成例を示す図である。 非線形プレコーディング部の動作を示すフローチャート図である。 本発明の第２の実施の形態による基地局装置の概略構成例を示す機能ブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態： 対数尤度比の分散ベース）
＜通信システム１について＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る通信システム１の一構成例を示す概念図である。通信システム１は、基地局装置Ａ１、および、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１Ｎを具備する（図１は、基地局装置Ａ１が、第１から第４までの端末装置Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ１３、およびＢ１４を選択した場合の一例（Ｎ＝４）を示す図である。）。

基地局装置Ａ１は、共通参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ：ＣＲＳ）を送信する。なお、ＣＲＳは、基地局装置Ａ１と第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４とが、その基準信号を予め記憶する信号である。第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４各々は、基地局装置Ａ１が送信したＣＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を、基地局装置Ａ１に通知する。

基地局装置Ａ１は、第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４に対して、ＤＭＲＳおよびデータ信号を送信する。ここで、基地局装置Ａ１は、ＤＭＲＳおよびデータ信号に対して、プレコーディングを施し、乗算後のＤＭＲＳおよびデータ信号を送信する。

多重された第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、基地局装置Ａ１から受信したＤＭＲＳに基づいて、プレコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路（以下、単に等価伝搬路と称する。）の伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいてデータ信号を取得する。

図２は、本実施形態に係る通信システム１の動作の一例を示すシーケンス図である。この図は、図１の場合の通信システム１の動作の例を示す図である。

（ステップＳ１０１） 基地局装置Ａ１は、第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４に、ＣＲＳを送信する。その後、ステップＳ１０２に進む。
（ステップＳ１０２） 第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、ステップＳ１０１で送信されたＣＲＳに基づいて伝搬路状態を推定する。その後、ステップＳ１０３に進む。
（ステップＳ１０３） 第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、ステップＳ１０２で推定した伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を算出する。その後、ステップＳ１０４に進む。
（ステップＳ１０４） 第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、ステップＳ１０３で算出した伝搬路状態情報を、基地局装置Ａ１へ通知する。その後、ステップＳ１０５に進む。

（ステップＳ１０５） 基地局装置Ａ１は、ステップＳ１０４で通知された伝搬路状態情報に基づいて、非線形プレコーディングに用いるフィルタを算出する。基地局装置Ａ１は、生成したＤＭＲＳおよびデータ信号に対して、当該フィルタを用いて非線形プレコーディングを行い、ＤＭＲＳおよびデータ信号を生成する。その後、ステップＳ１０６に進む。
（ステップＳ１０６） 基地局装置Ａ１は、ステップＳ１０５で生成したＤＭＲＳの信号を、第１から第４までの端末装置Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ１３、およびＢ１４へ送信する。その後、ステップＳ１０７に進む。
（ステップＳ１０７） 第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、ステップＳ１０６で送信されたＤＭＲＳの信号に基づいて、等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。その後、ステップＳ１０８に進む。
（ステップＳ１０８） 基地局装置Ａ１は、ステップＳ１０５で生成したデータ信号を、各端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４へ送信する。その後、ステップＳ１０９に進む。
（ステップＳ１０９） 第１から第４までの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４は、ステップＳ１０８で推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいて、データ信号を検出して取得する。

以下、図１・２では端末装置Ｂ１１〜Ｂ１４まで４個多重したが、以降Ｎ個の第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１１〜Ｂ１Ｎを多重するとする。また、端末装置Ｂ１１〜Ｂ１Ｎを総称して端末装置Ｂ１ｎと呼ぶ。

＜基地局装置Ａ１について＞
図３は、本実施形態に係る基地局装置Ａ１の概略構成例を示す機能ブロック図である。この図において、基地局装置Ａ１は、第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−１〜ａ１０１−Ｎ、第１から第Ｎまでの受信部ａ１０２−１〜ａ１０２−Ｎ、第１から第ＮまでのＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ；ガードインターバル）除去部ａ１０３−１〜ａ１０３−Ｎ、第１から第ＮまでのＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）部ａ１０４−１〜ａ１０４−Ｎ、伝搬路状態情報取得部ａ１０５、フィルタ算出部ａ１１、第１から第Ｎまでの符号部ａ１２１−１〜ａ１２１−Ｎ、第１から第Ｎまでの変調部ａ１２２−１〜ａ１２２−Ｎ、ＤＭＲＳ生成部ａ１２４、固有信号構成部ａ１２５、非線形プレコーディング部ａ１３、ＣＲＳ生成部ａ１４１、フレーム構成部ａ１４２、第１から第ＮまでのＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆高速フーリエ変換）部ａ１４３−１〜ａ１４３−Ｎ、第１から第ＮまでのＧＩ挿入部ａ１４４−１〜ａ１４４−Ｎ、および、第１から第Ｎまでの送信部ａ１４５−１〜ａ１４５−Ｎを含んで構成される。

なお、図３の基地局装置Ａ１は、Ｎ本のアンテナａ１０１−１〜ａ１０１−Ｎを備え、Ｎ個の端末装置を多重する場合の基地局装置である（例えば、図１、２の例では、Ｎ＝４）。また、図３の基地局装置Ａ１では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、基地局装置Ａ１は、上りリンクおよび下りリンクの一方又は両方で、時間分割多重（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＴＤＭ）方式や周波数分割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＦＤＭ）方式を用いてもよい。

第１から第Ｎまでの受信部ａ１０２−ｎ（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）は、第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−ｎを介して、各端末装置Ｂ１ｎから送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。この信号には、伝搬路状態情報が含まれる。第１から第Ｎまでの受信部ａ１０２−ｎは、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。第１から第Ｎまでの受信部ａ１０２−ｎは、生成したデジタル信号を第１から第ＮまでのＧＩ除去部ａ１０３−ｎに出力する。

第１から第ＮまでのＧＩ除去部ａ１０３−ｎは、第１から第Ｎまでの受信部ａ１０２−ｎから入力されたデジタル信号からＧＩを除去し、除去後の信号を第１から第ＮまでのＦＦＴ部ａ１０４−ｎに出力する。

第１から第ＮまでのＦＦＴ部ａ１０４−ｎは、第１から第ＮまでのＧＩ除去部ａ１０３−ｎから入力された信号に対して、ＦＦＴを行うことで、周波数領域の信号を生成する。第１から第ＮまでのＦＦＴ部ａ１０４−ｎは、生成した周波数領域の信号を伝搬路状態情報取得部ａ１０５に出力する。

伝搬路状態情報取得部ａ１０５は、第１から第ＮまでのＦＦＴ部ａ１０４−ｎから入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報を抽出する。伝搬路状態情報取得部ａ１０５は、抽出した伝搬路状態情報をフィルタ算出部ａ１１に出力する。なお、第１から第ＮまでのＦＦＴ部ａ１０４−ｎが出力する信号のうち伝搬路状態情報の信号以外の信号は、制御部（図示せず）で復調される。復調された情報のうち制御情報は基地局装置Ａ１の制御に用いられ、また、制御情報以外のデータは他の基地局装置やサーバ装置等へ送信される。

フィルタ算出部ａ１１は、伝搬路状態情報取得部ａ１０５から入力された伝搬路状態情報に基づいて、非線形プレコーディングに用いるフィルタを算出する。フィルタ算出部ａ１１が行うフィルタ算出処理の詳細については、後述する。フィルタ算出部ａ１１は、算出したフィルタを非線形プレコーディング部ａ１３に入力する。

第１から第Ｎまでの符号部ａ１２１−ｎには、各端末装置Ｂ１ｎ宛（例えば、図１、２の例では、Ｎ＝４）の情報ビット（データ）が入力される。第１から第Ｎまでの符号部ａ１２１−ｎは、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを第１から第Ｎまでの変調部ａ１２２−ｎに出力する。

第１から第Ｎまでの変調部ａ１２２−ｎは、第１から第Ｎまでの符号部ａ１２１−ｎから入力された符号化ビットを変調することで、端末装置Ｂ１ｎ宛のデータ信号を生成する。第１から第Ｎまでの変調部ａ１２２−ｎは、生成したデータ信号を固有信号構成部ａ１２５に出力する。なお、基地局装置Ａ１は、伝搬路状態情報に基づいて第１から第Ｎまでの変調部ａ１２２−ｎで用いる変調方式を決定し、決定した変調方式を示す変調情報を、変調部ａ１２２−ｎに出力し、基地局装置Ａ１から第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎへ通知する。

ＤＭＲＳ生成部ａ１２４は、第１から第Ｎまでの各端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳを生成する。ＤＭＲＳ生成部ａ１２４は、生成したＤＭＲＳを、固有信号構成部ａ１２５に出力する。

固有信号構成部ａ１２５は、第１から第Ｎまでの各変調部１２２−ｎから入力された第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛のデータ信号とＤＭＲＳ生成部ａ１２４から入力された第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳとを関係付ける。固有信号構成部ａ１２５が関係付けた第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛の情報各々を、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎの固有信号という。固有信号構成部ａ１２５は、関係付けることで生成した第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎの固有信号各々を、非線形プレコーディング部ａ１３に出力する。

非線形プレコーディング部ａ１３は、固有信号構成部ａ１２５から入力された第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎの固有信号（データ信号およびＤＭＲＳ）に対して非線形プレコーディングを行う。非線形プレコーディング部ａ１３が行う非線形プレコーディングの詳細については、後述する。非線形プレコーディング部ａ１３は、非線形プレコーディングを行った固有信号を、フレーム構成部ａ１４２に出力する。

ＣＲＳ生成部ａ１４１は、基地局装置Ａ１と第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎで既知の基準信号を有するＣＲＳを生成し、生成したＣＲＳをフレーム構成部ａ１４２に出力する。

フレーム構成部ａ１４２は、非線形プレコーディング部ａ１３から入力された固有信号、および、ＣＲＳ生成部ａ１４１から入力されたＣＲＳをマッピングする。なお、フレーム構成部ａ１４２は、固有信号とＣＲＳとを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。例えば、ＣＲＳのみをあるフレームにマッピングし、ＣＲＳおよび固有信号を他のフレームにマッピングしてもよい。なお、基地局装置Ａ１は、あらかじめ決められたマッピングに従ってＣＲＳと固有信号をフレームにマッピングし、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎは、マッピングをあらかじめ把握しているものとする。

フレーム構成部ａ１４２は、マッピング後の信号のうちアンテナａ１０１−ｎで送信する信号を、第１から第ＮまでのＩＦＦＴ部ａ１４３−ｎに、フレーム単位で出力する。

第１から第ＮまでのＩＦＦＴ部ａ１４３−ｎは、フレーム構成部ａ１４２から入力された信号に対して、ＩＦＦＴを行うことで、時間領域の信号を生成する。第１から第ＮまでのＩＦＦＴ部ａ１４３−ｎは、生成した時間領域の信号を第１から第ＮまでのＧＩ挿入部ａ１４４−ｎに出力する。

第１から第ＮまでのＧＩ挿入部ａ１４４−ｎは、第１から第ＮまでのＩＦＦＴ部ａ１４３−ｎから入力された信号に対して、ガードインターバルを付与し、付与後の信号を第１から第Ｎまでの送信部ａ１４５−ｎに出力する。

第１から第Ｎまでの送信部ａ１４５−ｎは、第１から第ＮまでのＧＩ挿入部ａ１４４−ｎから入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。第１から第Ｎまでの送信部ａ１４５−ｎは、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。第１から第Ｎまでの送信部ａ１４５−ｎは、生成した信号を第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−ｎを介して送信する。

図４は、本実施形態に係る固有信号の構成の一例を示す概略図である。この図において、横軸は時間を表す。この図は、固有信号構成部ａ１２５が出力した固有信号を表す。また、この図は、同一の周波数で送信する、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎの固有信号の配置を時間軸を揃えて表したものである。

なお、図４では、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳを「ＤＭＲＳ−ＭＳｎ」との表記で表している。この図は、固有信号が、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ毎の信号であってＤＭＲＳとデータ信号とから構成されることを示す。例えば、符号Ｓ１１を付した信号は、端末装置Ｂ１１宛のＤＭＲＳ（ＤＭＲＳ−ＭＳ１１）を示す。

図４は、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳ各々が、固有信号構成部ａ１２５から全て同じ時間に出力されることを示す。また、この図は、第１から第Ｎまでの各端末装置Ｂ１ｎ宛のデータ信号も、固有信号構成部ａ１２５から同じ時間に出力されることを示す。なお、上述のように、同時刻に割り当てられたデータ信号同士、ＤＭＲＳ同士はともに非線形プレコーディングａ１３で空間多重され、基地局装置Ａ１から同一時刻・同一周波数（つまり同一ＯＦＤＭシンボルの同一サブキャリア）で送信される。また、図４は、ＤＭＲＳとデータ信号とが、固有信号構成部ａ１２５から異なる時間に出力されることを示す。例えば、第１から第Ｎまでの端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳは時間ｔ_１と時間ｔ_２に出力され、データ信号はｔ_３〜ｔ_Ｌに出力される。

なお、図４における固有信号の構成は一例であり、本発明はこれに限られない。例えば、図４では、端末装置Ｂ１ｎ宛のＤＭＲＳが出力された後（ｔ_３以降）にデータ信号が出力されているが、固有信号構成部ａ１２５は、データ信号を出力後にＤＭＲＳを出力してもよい。また、固有信号構成部ａ１２５は、データ信号とＤＭＲＳを時間軸上で交互に出力してもよいし、その他の順序で出力してもよい。

また、図５Ａは、本実施形態に係るフレームの構成の一例を示す概略図である。この図は、フレーム構成部ａ１４２が信号をマッピングしたフレームの構成を示す。また、この図は、第１から第Ｎまでの各アンテナａ１０１−ｎで送信するフレームの構成を、時間軸を揃えて表したものである。

なお、図５Ａでは、第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−ｎから送信するＣＲＳを「ＣＲＳ−Ｔｘｎ」との表記で表している。この図は、第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−ｎ毎のフレーム各々が、ＣＲＳと固有信号（データ信号とＤＭＲＳから構成される非線形プレコーディング後の固有信号）とから構成されることを示す。例えば、符号Ｓ２１を付した信号は、アンテナａ１０１−１で送信するＣＲＳ（ＣＲＳ−Ｔｘ１）を示す。また、符号Ｓ２２を付した信号は、アンテナａ１０１−１で送信する固有信号であって、非線形プレコーディング後の固有信号を示す。

図５Ａは、アンテナａ１０１−ｎで送信するＣＲＳ各々が、フレーム構成部ａ１４２で互いに異なる時間帯域に配置され、基地局装置Ａ１から送信されることを示す。例えば、アンテナａ１０１−１で送信されるＣＲＳは時間ｔ_１に送信され、アンテナａ１０１−２で送信されるＣＲＳは時間ｔ_２に送信される。

また、図５Ａは、ＣＲＳと固有信号とが、フレーム構成部ａ１４２で異なる時間帯域に配置されることを示す。例えば、アンテナａ１０１−ｎで送信するＣＲＳは時間ｔ_１〜ｔ_Ｎに送信される時間帯域に配置され、固有信号はｔ_Ｎ＋１以降の帯域に配置される。また、この図は、第１から第Ｎまでのアンテナａ１０１−ｎで送信する固有信号が、全てフレーム構成部ａ１４２で同じ時間帯域に配置されることを示す。

なお、図５Ａにおけるフレームの構成は一例であり、本発明はこれに限られない。例えば、図５Ａでは、アンテナａ１０１−ｎで送信するＣＲＳの全てが先の時間帯域（ｔ_Ｎ＋１より前）に配置され、後の時間帯域（ｔ_Ｎ＋１以降）に固有信号が配置されているが、フレーム構成部ａ１４２は、固有信号を先の時間帯域に配置してＣＲＳを後の時間帯域に配置してもよい。また、フレーム構成部ａ１４２は、固有信号とＣＲＳとを交互する時間帯域に配置してもよいし、他の順序で配置してもよい。例えば、フレーム構成部ａ１４２は、アンテナａ１０１−１で送信するＣＲＳを時間ｔ_Ｎ＋１以降の時間帯域に配置し、固有信号を時間ｔ_Ｎ＋１より前の時間帯域に配置してもよい。なお、基地局装置Ａ１は、固有信号の送信を開始する前には、ＣＲＳのみを配置したフレームを送信する。

さらに図５Ｂおよび図５Ｃに、第１から第Ｎまでの各アンテナａ１０１−ｎで送信するフレームの一構成例を示す。図４および図５Ａでは、ＤＭＲＳとデータ信号、または、ＣＲＳと固有信号（ＤＭＲＳとデータ信号が含まれる。）を時間方向に並べた例を図示したが、図５Ｂおよび図５Ｃに示すように、時間方向（ｔ）および周波数方向（ｆ）の２次元マトリックス上にＣＲＳ、ＤＭＲＳ、およびデータ信号を配置してもよい。

＜端末装置Ｂ１ｎについて＞
図６は、本実施形態に係る端末装置Ｂ１ｎの一構成例を示す機能ブロック図である。この図において、端末装置Ｂ１ｎは、アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、信号分離部ｂ１０５、ＣＲＳ用伝搬路推定部ｂ１０７、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２、伝搬路補償部ｂ１０６、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９、復調部ｂ１１０、復号部ｂ１１１、伝搬路状態情報生成部ｂ１０８、ＩＦＦＴ部ｂ１３１、ＧＩ挿入部ｂ１３２、および、送信部ｂ１３３を含んで構成される。

受信部ｂ１０２は、アンテナｂ１０１を介して、各端末装置Ｂ１ｎから送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部ｂ１０２は、生成したデジタル信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力する。

ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力されたデジタル信号からＧＩを除去し、除去後の信号をＦＦＴ部ｂ１０４に出力する。

ＦＦＴ部ｂ１０４は、ＧＩ除去部ｂ１０３から入力された信号に対して、高速フーリエ変換を行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部ｂ１０４は、生成した周波数領域の信号を信号分離部ｂ１０５に出力する。

信号分離部ｂ１０５は、基地局装置Ａ１から通知されたマッピング情報に基づいて、ＦＦＴ部ｂ１０４から入力された信号をデマッピングする。信号分離部ｂ１０５は、デマッピングした信号のうち、ＣＲＳをＣＲＳ用伝搬路推定部ｂ１０７に出力し、ＤＭＲＳをＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２に出力する。信号分離部ｂ１０５は、データ信号を伝搬路補償部ｂ１０６に出力する。さらに信号分離部ｂ１０５は、データ信号をＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２に入力する。

ＣＲＳ用伝搬路推定部ｂ１０７は、信号分離部ｂ１０５から入力されたＣＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報を伝搬路状態情報生成部ｂ１０８に出力する。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２は、信号分離部ｂ１０５から入力されたＤＭＲＳに基づいて非線形プレコーディングに用いるフィルタを伝搬路の一部とみなした等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。なお、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２の詳細については後述する。ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２は、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部ｂ１０６に出力する。伝搬路補償部ｂ１０６は、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部ｂ１０５から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。伝搬路補償部ｂ１０６は、伝搬路補償後の信号をＭｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９に出力する。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９は、基地局装置Ａ１から通知された変調情報に基づいて、伝搬路補償部ｂ１０６から入力された信号に対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行う。Ｍｏｄｕｌｏ演算は、下式で表すことが出来る。
mod(α)=α-floor((α+τ/2)/τ)τ-i×floor((α+τ/2)/τ)τ （１−１）

ここで、式（１−１）は信号αにＭｏｄｕｌｏ幅τのＭｏｄｕｌｏ演算を施した場合を示している。また、ｆｌｏｏｒ（ｘ）はｘを超えない最大の整数を示し、ｉは虚数単位である。また、τはＭｏｄｕｌｏ幅を表す。データ信号の変調方式がＱＰＳＫならばτは、ＱＰＳＫ信号の平均振幅の２√２倍、１６ＱＡＭならば１６ＱＡＭ信号の８／√１０倍、６４ＱＡＭならば６４ＱＡＭ信号の１６／√４２倍にすることが望ましい。ただし、基地局装置と端末装置とで共通の値を用いればＭｏｄｕｌｏ幅は他の値でもよい。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９は、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号を復調部ｂ１１０に出力する。
復調部ｂ１１０は、基地局装置Ａ１から通知された変調情報が示す変調方式で、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９から入力された信号を復調する。復調部ｂ１１０は、復調後の情報（硬判定した符号化ビット又は符号化ビットの軟推定値）を復号部ｂ１１１に出力する。

復号部ｂ１１１は、復調部ｂ１１０から入力された情報を復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。

伝搬路状態情報生成部ｂ１０８は、ＣＲＳ用伝搬路推定部ｂ１０７から入力された伝搬路状態から伝搬路状態情報を生成する（伝搬路状態情報生成処理という）。ここで、推定した伝搬路状態を行ベクトルｈ_ｎ＝［ｈ_ｎ１，ｈ_ｎ２，…，ｈ_ｎＮ］とおく。ｈ_ｎ１，ｈ_ｎ２，…ｈ_ｎＮはそれぞれアンテナａ１０１−１、アンテナａ１０１−２、…、アンテナａ１０１−Ｎと端末装置Ｂ１ｎの間の伝搬路状態である。伝搬路状態情報生成部ｂ１０８は、必ずしも行ベクトル｜ｈ_ｎ｜をそのまま伝搬路状態情報にして基地局装置Ａ１に通知する必要は無い。例えば、行ベクトルのノルム｜ｈ_ｎ｜を、所定の数Ｃに正規化した行ベクトルＣ×ｈ_ｎ／｜ｈ_ｎ｜を伝搬路状態情報として、基地局装置Ａ１に通知しても良いし、あらかじめ決められた値に近似したものを伝搬路状態情報として基地局装置Ａ１に通知してもよい。

伝搬路状態情報生成部ｂ１０８は、生成した伝搬路状態情報を変調し、変調後の伝搬路状態情報の信号をＩＦＦＴ部ｂ１３１に出力する。

ＩＦＦＴ部ｂ１３１は、伝搬路状態情報生成部ｂ１０８から入力された信号に対して、逆高速フーリエ変換を行うことで、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ｂ１３１は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ｂ１３２に出力する。

ＧＩ挿入部ｂ１３２は、ＩＦＦＴ部ｂ１３１から入力された信号に対して、ガードインターバルを付与し、付与後の信号を送信部ｂ１３３に出力する。

送信部ｂ１３３は、ＧＩ挿入部ｂ１３２から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。送信部ｂ１３３は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部ｂ１３３は、生成した信号を、アンテナｂ１０１を介して送信する。

＜フィルタ算出部ａ１１＞
図３に示すフィルタ算出部ａ１１は、伝搬路状態情報取得部ａ１０５から入力された伝搬路状態情報から伝搬路行列Ｈを構成する。Ｈは、Ｎ行Ｎ列の行列であり、ｐ行ｑ列成分が、ｐ番目の端末装置Ｂ１ｐと基地局装置のｑ番目のアンテナａ１０１−ｑの間の伝搬路の複素利得を示す（ここでｐとｑは１からＮまでの任意の整数である。）。つまり、各端末装置Ｂ１ｐから通知された伝搬路状態情報から取得した伝搬路状態が行ベクトルとなり、全端末装置に対応する行ベクトルを各行に持つ行列を生成することで伝搬路行列Ｈを生成できる。また端末装置Ｂ１ｎで伝搬路状態情報のノルムが正規化されていても基地局装置Ａ１は、端末装置Ｂ１ｎから通知された伝搬路状態情報をそのまま、つまり、正規化後の伝搬路状態を各行に用いて伝搬路行列Ｈを生成する。

フィルタ算出部ａ１１は、伝搬路行列Ｈの逆行列Ｗ（＝Ｈ^−１）を算出し、非線形プレコーディング部ａ１３に入力する。

＜非線形プレコーディング部ａ１３詳細＞
固有信号構成部ａ１２５から入力された各固有信号をｓｎとおき、全ｓ１〜ｓＮを各成分に持つ縦ベクトルをｓとする。ここで固有信号とは、テータ信号およびＤＭＲＳ生成部ａ１２４で生成されたＤＭＲＳを示す。ここでＤＭＲＳ信号はデータ信号とは独立にτの値を決めることが出来るが、基地局装置と端末装置とで共通の値を用いる必要がある。例えばＤＭＲＳ信号がＱＰＳＫ信号の１点に一致するとすれば、データ信号が１６ＱＡＭで変調されていてもτ＝２√２とする。非線形プレコーディング部ａ１３は、フィルタＷを乗算後の送信信号のノルムが最小となるようなＮ次元整数縦ベクトルｚ１とｚ２の組み合わせを探索する。これを式で表すと以下のようになる。
（Ｚ１，Ｚ２）＝ａｒｇｍｉｎ_{（ｚ１，ｚ２）}｜Ｗ（ｓ＋ｚ１τ＋ｉｚ２τ）｜ （１−２）

右辺のノルム｜Ｗ（ｓ＋ｚ１τ＋ｉｚ２τ）｜を最小にする（ｚ１，ｚ２）の組み合わせを（Ｚ１，Ｚ２）とおく。ｚ１とｚ２の各成分はいかなる整数をも取り得るので、総当たりで探索するのは不可能である。そこで、ｚ１とｚ２の各成分の探索範囲を、あらかじめ決められた範囲（たとえば絶対値がＬ_ＢＳ以下の整数：［−Ｌ_ＢＳ，−Ｌ_ＢＳ＋１，．．．，−２，−１，０，１，２，．．．，Ｌ_ＢＳ−１，Ｌ_ＢＳ］）に限定する。このように信号点Ｗｓを中心とした点を候補にして探索を行うのが望ましいが、これ以外の方法で、ノルムを最小とする点を探索してもよい。いまｚ１τ＋ｉｚ２τを摂動ベクトルと呼ぶ。算出した（Ｚ１，Ｚ２）を用いた信号ｘ＝Ｗ（ｓ＋Ｚ１τ＋ｉＺ２τ）の、電力正規化を行う。

基地局装置Ａ１は、送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のＯＦＤＭシンボル（「電力正規化単位」と呼ぶ。）内のデータ信号の総送信電力を正規化しなければならない。電力正規化単位は、例えば図５Ｂや図５Ｃに示したフレーム単位全体を示す。まず、非線形プレコーディングにより算出したデータ信号ｘの電力の電力正規化単位に亘る総和Ｐ_ｘを算出する。１つの電力正規化単位のデータ信号の送信に基地局装置Ａ１が割り当てられる総電力がＰ_ｔｒであるとすると、電力正規化係数ｇ（ ＝（Ｐ_ｘ／Ｐ_ｔｒ）^１／２ ）を算出する。非線形プレコーディング部ａ１３は電力正規化係数ｇの逆数を固有信号ｘ（データ信号およびＤＭＲＳ）に乗算し、乗算後のデータ信号をフレーム構成部ａ１４２に入力する。ここで、信号ｘの各成分は、順番に第１から第Ｎまでの各アンテナａ１０１−１〜ａ１０１−Ｎで送信する送信信号を示す。

なお、端末装置Ｂ１ｎでは、ＤＭＲＳ信号自体がｇ^−１倍されているので、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部ｂ１２で伝搬路推定し、伝搬路補償部ｂ１０６で、データ信号に対して振幅をｇ倍して補償することが出来る。すなわち受信したデータ信号をｇ倍することで正しく信号を検出できる。

以上のように、本発明に係る非線形プレコーディング部ａ１３は電力の正規化も含めてデータ信号と同じ非線形プレコーディングをＤＭＲＳに対しても施す。

＜ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２詳細＞
基地局装置Ｂ１でＷ（＝Ｈ^−１）をデータ信号に乗算しているので理想的な環境では受信信号がＨＷｓ＝ｓとなり、データ信号を伝搬路補償する必要が無い。しかし、１）基地局装置Ａ１で電力の正規化を行っており、２）端末装置Ｂ１ｎが伝搬路状態情報をフィードバックした時と基地局装置Ａ１がデータ信号を送信する時とで伝搬路状態が変動するため、あらためて、データ信号受信時に、データ信号と同じプレコーディング処理が施されたＤＭＲＳを使ってデータ信号の受信ゲイン（プレコーディングも含めた等価的な伝搬路の複素利得）を推定する必要がある。

ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２の詳細な構成を図７に示す。ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２は、摂動ベクトル候補選択部ｂ１２１、摂動ベクトル加算部ｂ１２２、仮伝搬路推定部ｂ１２３、伝搬路補償部ｂ１２４、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１２５、復調部ｂ１２６、摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７、および摂動ベクトル推定部ｂ１２８から構成される。

（ステップＳ２１） まず、摂動ベクトル候補選択部ｂ１２１が、候補となる摂動ベクトル候補を選択して、選択した摂動ベクトルを摂動ベクトル加算部ｂ１２２に入力する。ここで候補となる摂動ベクトルＺａは、
Ｚａ＝（ｚ１ａ＋ｉｚ２ａ）τ （１−３）
で表される。ここでｚ１ａとｚ２ａは、Ｎ次元縦ベクトルであり、各成分があらかじめ決められた範囲（たとえば絶対値がＬ_ＭＳ以下の整数：［−Ｌ_ＭＳ，−Ｌ_ＭＳ＋１，．．．，−２，−１，０，１，２，．．．，Ｌ_ＭＳ−１，Ｌ_ＭＳ］）をとる。そのため式（１−３）の摂動ベクトルの候補は、（２Ｌ_ＭＳ＋１）^２Ｎ個存在する。ここでは、基地局装置Ａ１と端末装置Ｂ１ｎで共通のＤＭＲＳ用のＭｏｄｕｌｏ幅を用いる。

なお、式（１−３）において、基地局装置でも摂動ベクトルの候補を同様に制限したが、ここではＬ_ＢＳ＝Ｌ_ＭＳであることが望ましいが、端末装置Ｂ１ｎの演算量低減のためＬ_ＢＳ＞Ｌ_ＭＳとしても良い。

また、第３の実施形態で後述するＴＨＰやＬＲ−ＴＨＰの場合においては、Ｌ_ＢＳを決めることが出来ないので、端末装置Ｂ１ｎの演算量によってＬ_ＭＳを決めても良い。

（ステップＳ２２） 次に、摂動ベクトル加算部ｂ１２２は、基準信号ｇ（基地局装置から送信される信号であって、非線形プレコーディング前のＤＭＲＳ信号）ｑに摂動ベクトル候補Ｚａ＝（Ｚ１ａ＋ｉＺ２ａ）τを加算して信号ｑ＋Ｚａを算出する。摂動ベクトル加算部ｂ１２２は、信号ｑ＋Ｚａを仮伝搬路推定部ｂ１２３に入力する。

（ステップＳ２３） 次に、仮伝搬路推定部ｂ１２３は、信号ｑ＋Ｚａで受信したＤＭＲＳｐを除算する。すると複素利得は、ｈ＝ｐ／（ｑ＋Ｚａ）と推定できる。

仮伝搬路推定部ｂ１２３は、複素利得ｈの振幅｜ｈ｜と位相ａｒｇ（ｈ）とを伝搬路補償部ｂ１２４、および、摂動ベクトル推定部ｂ１２８に入力する。

（ステップＳ２４） 伝搬路補償部ｂ１２４は、仮伝搬路推定部ｂ１２３から入力された振幅および位相を用いて、当該ＤＭＲＳが配置されたフレーム内のデータ信号を伝搬路補償する。つまり受信信号を複素利得ｈで除算する。伝搬路補償後のデータ信号をＭｏｄｕｌｏ演算部ｂ１２５に入力する。

（ステップＳ２５） Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１２５は、伝搬路補償部ｂ１２４が伝搬路補償したデータ信号に対してＭｏｄｕｌｏ演算を行う。基地局装置Ａ１と端末装置Ｂ１ｎで共通のデータ信号用のＭｏｄｕｌｏ幅を用いる。Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１２５はＭｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号を復調部ｂ１２６に入力する。

（ステップＳ２６） 復調部ｂ１２６は、入力されたＭｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号に対して、軟推定を行い、軟推定値を摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７に入力する。

なお、復調部ｂ１２６は軟推定値を対数尤度比（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ：ＬＬＲ）で算出するとする。ＬＬＲは次式で算出する。

復調部ｂ１２６は式（１−４）と式（１−５）に基づいて、各データ信号に割り当てられた各ビットに対応するＬＬＲを摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７に入力する。すなわち、ＱＰＳＫの場合はデータ信号の数×２個、１６ＱＡＭの場合はデータ信号の数×４個のＬＬＲを算出して、摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７に入力する。

（ステップＳ２７） 摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７は、入力されたＬＬＲの分散を算出し、算出したＬＬＲの分散および対応するＬＬＲを摂動ベクトル推定部ｂ１２８に入力する。なおＬＬＲの分散は下式で算出する。

ここで、Ｖは摂動ベクトルの候補毎に軟推定したデータ信号の個数である。またＭは各変調方式に割り当てられたビット数であり、ＱＰＳＫで２、１６ＱＡＭで４となる。またＬ^ｖ _ｍは第ｖ番目のデータ信号に割り当てられたｍ番目のビットのＬＬＲを示す。

（ステップＳ２８） 摂動ベクトル推定部ｂ１２８は、摂動ベクトル評価値算出部ｂ１２７から入力された各摂動ベクトル候補に対応するＬＬＲの分散の中で最も大きいものを選択し、最大の分散を有する摂動ベクトルに対応するデータ信号の振幅と位相（「等価伝搬路状態情報」と呼ぶ。）を出力し、ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２の外の伝搬路補償部ｂ１０６（図６）に入力する。

ＬＬＲの分散が大きいということは、各摂動ベクトル候補を仮定した時に、基地局装置Ａ１から伝わった相互情報量が最も大きいということを示す。ＬＬＲは、各ビットが１か０かという「確からしさ・確率」が高いほど、絶対値が大きくなる。そのため、各摂動ベクトル候補を仮定した中で、それぞれのＬＬＲの分散を算出し、ＬＬＲの分散が最も大きい摂動ベクトルを選ぶことで、その摂動ベクトルが最も「確からしさ・確率」が高い摂動ベクトルであると推定できる。

尚、ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２内の伝搬路補償部ｂ１２４、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１２５、および復調部ｂ１２６は、ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２外の伝搬路補償部ｂ１０６、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｂ１０９、および復調部ｂ１１０とそれぞれ同じ動作を行うので、回路規模低減のため、両構成部分を共通の回路としても良い。また、一度復調部ｂ１２６で算出した軟推定値のうち摂動ベクトル推定部ｂ１２８で推定された摂動ベクトルに対応する軟推定値を復号部ｂ１１１で用いることで、二重に軟推定値を算出することを避けて演算量を低減しても良い。

＜効果＞
本実施形態で示したように、基地局装置がＤＭＲＳをＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯにより、空間多重して送信することで、電力効率良く、ＤＭＲＳ挿入によるオーバーヘッドを低減できる。

尚、摂動ベクトルの推定のために軟推定するデータ信号は、フレームの一部のデータ信号でもよい。また、ＬＬＲの分散以外の指標を用いて摂動ベクトルを推定してもよい。

（第２の実施形態： ２次元ユークリッドの互除法）
第１の実施形態では、端末装置Ｂ１ｎが摂動ベクトルの候補から最尤な摂動ベクトルを推定した。これによりＤＭＲＳをＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯによって空間多重することが可能となった。本実施形態では、本実施形態に係る基地局装置Ａ２と本実施形態に係る端末装置Ｂ２ｎの両装置が、「２次元ユークリッドの互除法」という処理を導入することで、端末装置Ｂ２ｎの演算量を第１の実施形態よりも低減する。

また本実施形態に係る基地局装置Ａ２はＤＭＲＳ補正部ａ２２６を有すること以外、本実施形態に係る端末装置Ｂ２ｎにおいてはＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ２２の動作以外、第１の実施形態の基地局装置Ａ１、端末装置Ｂ１ｎと全く同じ構成を有するので、相違する部分を除き詳細な説明は省略する。図１５に基地局装置Ａ２の構成を示す。上述の通り、図３に対して、ＤＭＲＳ補正部ａ２２６が新たに追加されている。

以降、基地局装置Ａ２のＤＭＲＳ補正部ａ２２６と端末装置Ｂ２ｎのＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ２２について詳細に説明する。

＜２次元ユークリッドの互除法＞
本実施形態に係る基地局装置Ａ２および端末装置Ｂ２ｎは、両方とも「２次元ユークリッドの互除法」という処理を行う２次元ユークリッドの互除法部を有する。２次元ユークリッドの互除法部は、本実施形態の特徴部分の１つであるため、原理を先に説明する。

２次元ユークリッドの互除法は、通常のユークリッドの互除法を２次元に拡張したアルゴリズムである。ここでは通常のユークリッドの互除法を１次元ユークリッドの互除法と呼ぶ。１次元ユークリッドの互除法は、異なる２つの整数の最大公約数を求めるアルゴリズムである。一例として１５と３６の最大公約数を求める。まず、１５と３６のうち大きい方から小さい方を減算する。すると、３６−１５＝２１となり、２１が得られる。次は１５と３６のうち小さい方である１５と２１を対象として、大きい方から小さい方を減算する。すると２１−１５＝９となる。この処理を順に繰り返す。すると、以下のように算出できる。
（３６，１５）⇒（２１，１５）⇒（１５，６）⇒（９，６）⇒（６，３）⇒（３，３）⇒（３，０）

最後に０が出てきたところでアルゴリズムは終了する。残った数の０以外の数「３」が最大公約数となる。以上が１次元ユークリッドの互除法である。

次に、これを複素数に拡張する。複素数に拡張したものが、２次元ユークリッドの互除法である。対象とするのは、実部および虚部が整数の複素数（ガウス整数）が２つ有る場合に、両ガウス整数の最大公約数に対応する「基底ベクトル」を算出する方法である。一例として、ガウス整数３＋ｉと−１＋ｉに２次元ユークリッドの互除法を適用する例について説明する。

まず、３＋ｉと−１＋ｉのノルム（絶対値）が大きいガウス整数と、＋１倍、−１倍、＋ｉ倍および−ｉ倍した小さいガウス整数を加算する（ガウス整数を−１倍、＋ｉ倍および−ｉ倍することは、それぞれガウス整数の位相を＋１８０度、＋９０度、＋２７０度回転させることに対応する。）。
すると、
（３＋ｉ）＋（＋１）（−１＋ｉ）＝２＋２ｉ
（３＋ｉ）＋（−１）（−１＋ｉ）＝４
（３＋ｉ）＋（＋ｉ）（−１＋ｉ）＝２
（３＋ｉ）＋（−ｉ）（−１＋ｉ）＝４＋２ｉ
となる。この４つの値（２＋２ｉ、４、２、４＋２ｉ）の中で最もノルムが小さいガウス整数は２となる。次に、３＋ｉと−１＋ｉのノルムが小さい方と２を用いて同様の処理を繰り返す。

２＋（＋１）（−１＋ｉ）＝１＋ｉ
２＋（−１）（−１＋ｉ）＝３−ｉ
２＋（＋ｉ）（−１＋ｉ）＝１−ｉ
２＋（−ｉ）（−１＋ｉ）＝３＋ｉ
この４つの値の中で最もノルムが小さいのは１＋ｉと１−ｉである。ノルムが同じものが２つ以上ある時は、どちらを選択しても良い。例えば１＋ｉを選択したとして、−１＋ｉと１＋ｉで同様の処理を行うと、
（−１＋ｉ）＋（＋１）（１＋ｉ）＝２ｉ
（−１＋ｉ）＋（−１）（１＋ｉ）＝−２
（−１＋ｉ）＋（＋ｉ）（１＋ｉ）＝−２＋２ｉ
（−１＋ｉ）＋（−ｉ）（１＋ｉ）＝０
となる（２つのガウス整数のノルムが等しい時はどちらを、＋１倍、−１倍、＋ｉ倍および−ｉ倍してもよい。）。

よって、０が出てきたので、１＋ｉまたは−１＋ｉが１次元ユークリッドの互除法における最大公約数に相当するもの（「既約ベクトル」と呼ぶ。）であり、以上で２次元ユークリッドの互除法は終了となる。

本実施形態は、前に述べたように２次元ユークリッドの互除法を使ってＤＭＲＳの伝搬路推定を行うことが特徴であるが、この伝搬路推定の原理を説明する。本実施形態では基準となるＤＭＲＳは、必ずＱＰＳＫ信号の各点のうち１つであるとする。

図８に、２つのＤＭＲＳ（ＤＭＲＳ１およびＤＭＲＳ２と呼ぶ。）の位置の一例を信号点平面上に示す。ここで、基地局装置は、ＤＭＲＳ１を３＋ｉの位置で送信し、ＤＭＲＳ２が−１＋ｉの位置で送信したとする。また本信号点平面の単位は、ＱＰＳＫ信号の振幅が√２となるようにする。すなわち、ＱＰＳＫの各信号点は、（±１±ｉ）の点であり、Ｍｏｄｕｌｏ幅は４となる（便宜上、実施形態１と振幅の単位を変えている。）。また、ＤＭＲＳ１およびＤＭＲＳ２を示す●とそれ以外の点○はすべてＱＰＳＫの信号点、およびＱＰＳＫの信号点に対して任意の摂動ベクトルが加算された点であり、図８に示したように格子点上に整列した点となっている。ＤＭＲＳ１は、ＱＰＳＫ信号の−１＋ｉに摂動ベクトル＋４が加算された信号である。

このような信号点平面において、３＋ｉと−１＋ｉに対して、先ほどの２次元ユークリッドの互除法を実行すれば、「最大公約数」の複素数１＋ｉを得ることが出来る。これは、図８に示した格子点群（○および●）の最小の格子ベクトル（既約ベクトル）を算出したことを意味する。そして、この既約ベクトルルはＱＰＳＫの４点のうちいずれかに相当する。また、最初の信号がａ（３＋ｉ）とａ（−１＋ｉ）というように、「ａ」という複素数の共通因数が乗算されている場合は、既約ベクトルもａ倍されて、ａ（１＋ｉ）という既約ベクトルを得ること出来る。

ここで、端末装置においては、ＤＭＲＳ１およびＤＭＲＳ２は伝搬路の複素利得ｈが乗算されたｈ（３＋ｉ）とｈ（−１＋ｉ）である。ここで雑音は無視している。この２つの信号に対して、前述の２次元ユークリッドの互除法を適用すると既約ベクトルｈ（１＋ｉ）が得られる。これは、摂動ベクトルが加算されていないＱＰＳＫ信号の４点のうち１点に伝搬路の複素利得が乗算された信号である。ＱＰＳＫの各点はノルムが√２であることが分かっているので、伝搬路の複素利得の絶対値｜ｈ｜を求めることが出来る。またａｒｇ（ｈ）も求めることが出来るので、伝搬路の複素利得ｈの位相を求めることが出来る。

ただし、端末装置はＤＭＲＳ伝搬路推定時に２次元ユークリッドの互除法で得た信号ｈ（１＋ｉ）は、ＱＰＳＫの４点（±１±ｉ）とｈが乗算されたものか判断できないので、仮に（１＋ｉ）とおいて位相ａｒｇ（ｈ）を求める。もし、他の３点（−１＋ｉ）、（１−ｉ）および（−１−ｉ）であったとしても、実際の複素利得の位相差は必ず＋９０度、＋１８０度または＋２７０度のうちいずれかとなる。

次に、ＤＭＲＳ１とＤＭＲＳ２に対してＭｏｄｕｌｏ演算を行う。ここでＭｏｄｕｌｏ演算は、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈともに同様の処理を行い、各軸に線対称な処理であって、９０度の回転に対称な演算である。そのためａｒｇ（ｈ）が９０度×整数倍だけ回転しても問題無く、ＤＭＲＳ１とＤＭＲＳ２に対してＭｏｄｕｌｏ演算を施すことが出来る。

この場合、Ｍｏｄｕｌｏ演算後のＤＭＲＳ１はｈ（１＋ｉ）に、ＤＭＲＳ２はｈ（−１＋ｉ）となる。雑音μ１、μ２を考慮すれば、ＤＭＲＳ１はｈ（１＋ｉ）＋μ１、ＤＭＲＳ２はｈ（−１＋ｉ）＋μ２となる。ここで端末装置は、非線形プレコーディング前、ＤＭＲＳ１は（１＋ｉ）、ＤＭＲＳ２は（−１＋ｉ）という形となっていることを知っているので、各ＤＭＲＳにより、
｛ｈ（１＋ｉ）＋μ１｝／（１＋ｉ）＝ｈ＋μ１／（１＋ｉ）
｛ｈ（−１＋ｉ）＋μ２｝／（−１＋ｉ）＝ｈ＋μ１／（−１＋ｉ）
という形で伝搬路推定をすることができる。μ１／（１＋ｉ）とμ１／（−１＋ｉ）は伝搬路推定誤差であり、ＤＭＲＳ１とＤＭＲＳ２の伝搬路推定結果を最大比合成することで伝搬路推定誤差を低減できる。

ここで、注意すべきなのが、一部のＤＭＲＳの組み合わせにおいては、２次元ユークリッドの互除法によって、既約ベクトルに対応するｈ（±１±ｉ）を算出することができないことがある点である。ＤＭＲＳが図９のような配置になったときは、既約ベクトルが３＋３ｉとなり、ＱＰＳＫの信号点と一致しない。このような状態を回避すべく、基地局装置においても、２次元ユークリッドの互除法を用いて、図９のような場合が起こることを判断し、信号点を変えて問題のない２点を送信する。

以上が、本実施形態の２次元ユークリッド互除法部の処理の概要である。これらの処理を、２次元ユークリッドの互除法部の構成を示した図１０を用いて再度説明する。前述のように、２次元ユークリッドの互除法部３００は、基地局装置と端末装置との両方に存在するが、まず、端末装置の２次元ユークリッドの互除法部について説明する。

図１０に示した２次元ユークリッドの互除法部３００は、ベクトル保存部３０１、差分ベクトル算出部３０３、差分ベクトルノルム算出部３０５、収束判定部３０７、ノルム算出部３０９からなる。

（ステップＳ３１） まず、ベクトル保存部３０１は、入力された２つのＤＭＲＳをノルム算出部３０９に入力する。ここで２つのＤＭＲＳには、基地局装置から送信されたＤＭＲＳに、伝搬路の複素利得ｈが乗算され、さらに雑音が加算されている。

（ステップＳ３２） ノルム算出部３０９は、入力された２つのＤＭＲＳのノルムをそれぞれ算出し、各ノルムをベクトル保存部３０１に入力する。

（ステップＳ３３） ベクトル保存部３０１は、入力された２つのＤＭＲＳと対応するノルムを差分ベクトル算出部３０３に入力する。

（ステップＳ３４） 差分ベクトル算出部３０３は、入力された２つのベクトル（以降、ＤＭＲＳおよびＤＭＲＳに対して再帰的に差分ベクトル算出部３０３で算出した信号を「ベクトル」と呼ぶ。）のうちノルムが大きいベクトルをａとし、小さいベクトルをｂとして、ｃ１=ａ＋ｂ, ｃ２=ａ−ｂ, ｃ３＝ａ＋ｉｂ，ｃ４＝ａ−ｉｂの４つのベクトルを算出し、差分ベクトルノルム算出部３０５に入力する。またベクトルｂとベクトルｂのノルムをベクトル保存部３０１に入力する。

（ステップＳ３５） 差分ベクトルノルム算出部３０５は、入力された４つのベクトルｃ１〜ｃ４のノルムを算出し、最もノルムが小さいベクトルとそのベクトルに対応するノルムをベクトル保存部３０１に入力し、最もノルムが小さいベクトルのノルムを収束判定部３０７に入力する。

（ステップＳ３６） 収束判定部３０７は、入力されたノルムと所定の正の数Ｔとの大小関係を比較する。Ｔよりノルムが大きい場合、入力されたノルムとベクトルをベクトル保存部３０１に入力する。Ｔよりノルムが小さい場合、ベクトル保存部３０１に、２次元のユークリッドの互除法が終了したことを示す情報を入力する。

ここで、前述の２次元ユークリッド互除法の原理のように、ノルムが０になったときを収束条件としないのは、端末装置側では、ＤＭＲＳが雑音を含むことから、最終的に、収束判定部３０７のノルムが０にならないからである。しかし、雑音は、ＤＭＲＳよりも通常小さいので、所定の定数Ｔを用いて、ノルムがＴより小さくなったときに収束したと判定する。

Ｔの値は、次の２つの要素のトレードオフで、事前にコンピュータシミュレーションによってあらかじめ決定しておく。
１）Ｔが大きくなると、収束判定条件が緩くなり、雑音による誤差が無い時に０でないのに収束していると判定してしまう確率が上昇する。
２）Ｔが小さくなると、収束判定条件が厳しくなり、雑音による誤差のために、収束したと判定すべきであるにもかかわらず、まだ収束していないと判定してしまうことがある。
そのため、この２つの要素のトレードオフで事前に決めておく。

（ステップＳ３７） ベクトル保存部３０１は、
１）差分ベクトル算出部３０３から入力されたベクトルと対応するノルム、
２）差分ベクトルノルム算出部３０５から入力されたベクトルと対応するノルム
の２つを差分ベクトル算出部３０３に入力し、再びステップＳ３４から処理を繰り返す。

（ステップＳ３８） ベクトル保存部３０１は、収束判定部３０７から、２次元のユークリッドの互除法が終了したことを示す情報が入力された場合、ベクトルｂ（既約ベクトル）を出力する。

また、基地局装置における２次元ユークリッドの互除法部３００は、ＤＭＲＳに対して伝搬路の複素利得ｈが乗算されておらず、雑音も加算されていないので収束判定部３０７は判定条件としているＴ＝０とする。

＜ＤＭＲＳ補正部ａ２２６詳細＞
次に、基地局装置Ａ２において２次元ユークリッドの互除法を行うＤＭＲＳ補正部ａ２２６の詳細な構成と動作を説明する。図１１は、ＤＭＲＳ補正部ａ２２６の構成を示したものである。ＤＭＲＳ補正部ａ２２６は、２次元ユークリッドの互除法部３００、既約ベクトル確認部３２０、および摂動ベクトル加算部３４０、からなる。

このＤＭＲＳ補正部ａ２２６は、前述の、既約ベクトルが最小の格子ベクトルと一致しない問題を、基地局装置Ａ２で処理することで、あらかじめ回避することを目的とする。

ＤＭＲＳ補正部ａ２２６は、まず非線形プレコーディング部ａ１３から摂動ベクトルが加算されたＤＭＲＳを取得する。ここで、ＤＭＲＳ補正部ａ２２６が取得するＤＭＲＳは、摂動ベクトルが加算されている。フィルタＷを加算する前の信号（ｑ＋ｚ１τ＋ｉｚ２τ）とする。また、取得するＤＭＲＳは１度に２つであり、この２つは、あらかじめ２つずつ対になっており、どの２つを対にするかは基地局装置Ａ２と端末装置Ｂ２ｎとで既知である。

次に２次元ユークリッドの互除法部３００が、この２つのＤＭＲＳに対して２次元ユークリッドの互除法を適用して得た既約ベクトル（「ｄ」とおく。）と非線形プレコーディング部ａ１３から取得した２つのＤＭＲＳを既約ベクトル確認部３２０に入力する。

既約ベクトル確認部３２０は、既約ベクトルｄが摂動ベクトル加算前のＤＭＲＳ信号ｑすなわちＱＰＳＫ信号のうちの１つ（±１±ｉ）であれば、非線形プレコーディング部ａ１３から取得した２つのＤＭＲＳを再び非線形プレコーディング部ａ１３に入力する。

一方、既約ベクトル確認部３２０は、既約ベクトルｄが摂動ベクトル加算前のＤＭＲＳすなわちＱＰＳＫ信号のうちの１つ（±１±ｉ）でない場合、非線形プレコーディング部ａ１３から取得したＤＭＲＳを２つとも摂動ベクトル加算部３４０に入力する。

摂動ベクトル加算部３４０は、非線形プレコーディング部ａ１３から取得したＤＭＲＳのうちどちらか一方に対して摂動ベクトルτ（または−τ、ｉτ、−ｉτ）を加算する。ここで、どの摂動ベクトルτをどちらのＤＭＲＳに加算するかは、乱数などを用いてランダムに選択する。摂動ベクトル加算部３４０は、摂動ベクトルを加算したＤＭＲＳを含む２つのＤＭＲＳを再び２次元ユークリッド互除法部３００に入力する。

２次元ユークリッド互除法部３００は、新たなＤＭＲＳを用いて再び２次元ユークリッドの互除法を行う。以降、既約ベクトル確認部３２０が、既約ベクトルｄが摂動ベクトル加算前のＤＭＲＳすなわちＱＰＳＫ信号のうちの１つ（±１±ｉ）であると判定するまで、２次元ユークリッドの互除法部３００、既約ベクトル確認部３２０、摂動ベクトル加算部３４０の処理を続ける。

最終的に、既約ベクトル確認部３２０が、補正後のＤＭＲＳを２つ出力し、非線形プレコーディング部ａ１３に入力する。

また、非線形プレコーディング部ａ１３は、ＤＭＲＳ補正部ａ２２６でＤＭＲＳが補正された場合、新たに摂動ベクトルを探索することなく、当該ＤＭＲＳにフィルタＷを乗算し、電力正規化係数ｇの逆数ｇ^−１を乗算する。

＜ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１０７詳細＞
次に、端末装置ｂ２に係るＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２の詳細な構成と動作とを説明する。図１２（ａ）は、ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２の詳細な構成を示したものである。ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２は、２次元ユークリッドの互除法部３００と複素利得算出部３５０から構成される。

また複素利得算出部３５０は，図１２（ｂ）に示したように、内部に仮複素利得算出部３５１、ＤＭＲＳ伝搬路補償部３５２、ＤＭＲＳ−Ｍｏｄｕｌｏ部３５３、およびベクトル除算部３５４を有する。

まず、ＤＭＲＳ伝搬路推定部ｂ１２は、端末装置Ｂ２ｎが受信した２つのＤＭＲＳを取得する。この２つは、基地局装置におけるＤＭＲＳ補正部ａ２２６でも説明した対となるＤＭＲＳ（ここではｐ_１とｐ_２とおく。）である。

この２つのＤＭＲＳに対して２次元ユークリッドの互除法部３００で２次元ユークリッドの互除法を行い、既約ベクトルｐ_ｒｅｄを算出する。なお、既約ベクトルｐ_ｒｅｄは、複素利得ｈが乗算されているため、ＤＭＲＳ補正部ａ２２６で算出した既約ベクトルｄとは異なる。ここで前述のように、既約ベクトルｐ_ｒｅｄは、摂動ベクトルが加算されていないＱＰＳＫ信号の４点のうち１点に伝搬路の複素利得ｈが乗算され、さらに雑音による誤差を加算した信号である。

仮複素利得算出部３５１は、この既約ベクトルｐ_ｒｅｄが、ＱＰＳＫ信号の４点のうち（１＋ｉ）に複素利得が乗算されたものと仮定して、位相θ（ ＝ａｒｇ（ｐ_ｒｅｄ／（１＋ｉ）） ）を求める（前述のように、もし、他の（−１＋ｉ）、（１−ｉ）および（−１−ｉ）であったとしても、実際の複素利得の位相差は必ず＋９０度、−９０度または＋１８０度となる。）。ＱＰＳＫの各点はノルムが√２であることが分かっているので、伝搬路の複素利得の絶対値｜ｈ｜（＝ｐ_ｒｅｄ／√２）も求めることが出来る。仮複素利得算出部３５１は、ここで算出した伝搬路の複素利得の絶対値｜ｈ｜と位相θ（ ＝ａｒｇ（ｐ_ｒｅｄ／（１＋ｉ）） ）をＤＭＲＳ伝搬路補償部３５２に入力する。

ＤＭＲＳ伝搬路補償部３５２は、入力された伝搬路の複素利得の絶対値｜ｈ｜と位相θとを用いて各ＤＭＲＳｐ_１とｐ_２の伝搬路補償を行う。具体的には、ＤＭＲＳの振幅を１／｜ｈ｜倍し、位相を−θだけ回転する。つまり、
ｑ_１＝ｐ_１／｜ｈ｜×ｅｘｐ（−２πｉθ）
ｑ_２＝ｐ_２／｜ｈ｜×ｅｘｐ（−２πｉθ）
とする。ＤＭＲＳ伝搬路補償部３５２は、伝搬路補償後のＤＭＲＳｑ_１とｑ_２、伝搬路の複素利得の絶対値｜ｈ｜、および位相θをＤＭＲＳ−Ｍｏｄｕｌｏ部３５３に入力する。
ＤＭＲＳ−Ｍｏｄｕｌｏ部３５３は、入力された伝搬路補償後の各ＤＭＲＳｑ_１とｑ_２に対してＭｏｄｕｌｏ演算を行って信号ｅ_１、ｅ_２を算出する。ＤＭＲＳは振幅・位相ともに伝搬路補償されているため、通常のＱＰＳＫ信号に対応するＭｏｄｕｌｏ幅τ（＝２√２）を用いたＭｏｄｕｌｏ演算を行うことができる。ＤＭＲＳ−Ｍｏｄｕｌｏ部３５３はＭｏｄｕｌｏ演算を行った信号ｅ_１、ｅ_２に対して、ＤＭＲＳ伝搬路補償部３５２から入力された複素利得の絶対値｜ｈ｜と位相θを用いて、信号ｐ_ｍｏｄ１（ ＝｜ｈ｜×ｅ_１×ｅｘｐ（２πｉθ） ）およびｐ_ｍｏｄ２（ ＝｜ｈ｜×ｅ_２×ｅｘｐ（２πｉθ） ）を算出する。その後信号ｐ_ｍｏｄ１とｐ_ｍｏｄ２をベクトル除算部３５４に入力する。

ベクトル除算部３５４は、信号ｐ_ｍｏｄ１とｐ_ｍｏｄ２を、端末装置が受信したＤＭＲＳをあらかじめ端末装置が把握している各ＤＭＲＳの基準信号ｑ（すなわち基地局装置で摂動ベクトルが加算される前のＤＭＲＳの信号点であり、ここではＱＰＳＫの信号点４点のうちいずれか１つ。）で除算することで伝搬路の複素利得ｈ（＝ｐ_ｍｏｄ１／ｑまたはｐ_ｍｏｄ２／ｑ）を推定する。ここでＤＭＲＳが２つあるため、同じ伝搬路の複素利得ｈに対する推定値が２つ得られるが、最大比合成することで雑音の影響による誤差を抑えてもよい。ベクトル除算部３５４は、推定した伝搬路の複素利得ｈを、伝搬路補償部ｂ１０６に入力する。

＜効果＞
本実施形態に示したように基地局装置Ａ２と端末装置Ｂ２ｎでそれぞれ２次元ユークリッド互除法に基づく処理を行うことにより、比較的少ない端末装置Ｂ２ｎの演算量によってＤＭＲＳをＮＬＰ ＭＵ−ＭＩＭＯによる空間多重することが可能となる。これによりＤＭＲＳを挿入することによるオーバーヘッドを低減することが可能となる。

（第３の実施形態： ＶＰ⇒ＴＨＰなど）
第１の実施形態、第２実施形態に係る基地局装置Ｂ１ｎ、Ｂ２ｎは、いずれも非線形プレコーディング部ａ１３およびフィルタ算出部ａ１１でＶＰを行っていた。本実施形態は、ＶＰより演算量の低いＴＨＰを用いた方式である。本実施形態に係る基地局装置を基地局装置Ａ３とし、本実施形態に係る端末装置を端末装置Ｂ３１〜Ｂ３Ｎと呼び、任意の１つを端末装置Ｂ３ｎと呼ぶ。

本実施形態に係る非線形プレコーディング部を非線形プレコーディング部ａ３３と呼び、本実施形態に係るフィルタ算出部をフィルタ算出部ａ３１と呼ぶ。

まず、フィルタ算出部ａ３１では、実施形態１と同じ伝搬路行列Ｈを算出した後、ＨをＱＲ分解する。
Ｈ^Ｈ＝ＱＲ （３−１）

ここでＲは上三角行列、Ｑはユニタリ行列である。また^Ｈを行列の共役転置とする。Ｒの対角成分だけ取り出した対角行列をＡとおく。ＡとＱを用いて線形フィルタＰ_０を下式により算出する。
Ｐ_０＝ＱＡ^−１ （３−２）

また、ＡとＲを用いて干渉係数フィルタＦを下式により算出する。
Ｆ＝Ｒ^ＨＡ^−１−Ｉ （３−３）
ここで、Ｉはｎ行ｎ列の単位行列とする。最後に、フィルタ算出部ａ３１は線形フィルタＰと干渉係数フィルタＦを非線形プレコーディング部ａ３３に入力する。

なお、電力正規化を行うために、フィルタ算出部ａ３１で、
ｇ＝ｔｒａｃｅ｛（（Ｐ_０ ^ＨＣ_ｖＰ_０）／Ｐ_ｔｒ）^１／２｝ （３−４）
により電力正規化係数ｇを算出する。ここで、Ｐ_ｓを変調信号の平均電力、Ｐ_ｖをＭｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号の平均電力とすると、Ｃ_ｖは対角成分が左上から順に
［Ｐ_ｓ，Ｐ_ｖ，Ｐ_ｖ，…Ｐ_ｖ］ （３−５）
となる対角行列である。なお、Ｐ_ｖはＭｏｄｕｌｏ幅τによって変化し、Ｐ_ｓ＝１とすると、ＱＰＳＫ（τ＝２√２）では４／３、１６ＱＡＭ（τ＝８／√１０）では１６／１５、６４ＱＡＭ（τ＝１６／√４２）では６４／６３となる。これは、Ｍｏｄｕｌｏ演算後のデータ信号が統計的に原点を中心とするＭｏｄｕｌｏ幅の範囲に、等確率で分布することを利用したものである。フィルタ算出部ａ３１は、式（３−２）で算出した線形フィルタＰ_０にｇ^−１を乗算した行列を新たに線形フィルタＰとして非線形プレコーディング部ａ３３に入力する。このときは第１の実施形態に示したような電力の正規化は行わない。

非線形プレコーディング部ａ３３の構成を、図１３に、その動作を示すフローチャートを図１４に示した。以下、順番に非線形プレコーディング部ａ３３内の動作を説明する。

（ステップＳ１） 干渉算出部ａ１３１と線形フィルタ乗算部ａ１３４は、それぞれ干渉係数フィルタＦと線形フィルタ乗算部Ｐとをフィルタ算出部ａ３１から取得する。
（ステップＳ２） 送信信号を計算中の端末装置の番号を示す番号ｎに１を代入する。
（ステップＳ３） 端末装置Ｂ３１宛の固有信号ｓ１をｖ１とおく。
（ステップＳ４） ｎにｎ＋１を代入する。すなわちｎ＝２とする。
（ステップＳ５） 干渉算出部ａ１３１は、ｖ１を用いて端末装置Ｂ３２が受ける干渉信号ｆ２を下式により算出する。
ｆ２＝Ｆ（２，１）＊ｖ１ （３−６）
ここで、Ｆ（ｐ，ｑ）は行列Ｆの２行１列成分を表す。

（ステップＳ６） 干渉減算部ａ１３３−２は端末装置Ｂ３２宛の固有信号ｓ２からｆ２を減算し、信号ｓ２−ｆ２を算出する。
（ステップＳ７） 第１のＭｏｄｕｌｏ演算部ａ１３２−２がｓ２−ｆ２に対してＭｏｄｕｌｏ演算を適用し、信号ｖ２を算出する。
（ステップＳ８） ｎ＝２なので、ステップＳ４から再び次の端末装置Ｂ３３宛の信号の演算（ステップＳ４〜ステップＳ７）を行う。

以降、ステップＳ４〜Ｓ８の処理をｎ＝Ｎになるまで繰り返すので、一例としてｎ番目の端末装置Ｂ３ｎ宛の信号を算出する処理を説明する。

（ステップＳ４） ｎの値を１増やす。
（ステップＳ５） 干渉算出部ａ１３１はｖ１〜ｖ（ｎ−１）を用いて端末装置ｎが受ける干渉信号ｆｎを下式により算出する。
ｆｎ＝Ｆ（ｎ，１：ｎ−１）＊［ｖ１，ｖ２，．．．，ｖ（ｎ−１）］^Ｈ （３−７）
ここで、Ｆ（ｎ，１：ｎ−１）は、行列Ｆのｎ行目の１〜ｎ−１列目の成分を示す横ベクトルを示す。

（ステップＳ６） 第ｎの干渉減算部ａ１３３−ｎは、第ｎの端末装置Ｂ３ｎ宛の固有信号ｓｎからｆｎを減算し、信号ｓｎ−ｆｎを算出する。
（ステップＳ７） Ｍｏｄｕｌｏ演算部ａ１３２−ｎが、ｓｎ−ｆｎに対してＭｏｄｕｌｏ演算を適用し、信号ｖｎを算出する。このＭｏｄｕｌｏ演算によって各端末装置宛の送信信号電力を低減する。
（ステップＳ８） ｎ＜Ｎのときは、再びステップＳ４を行う。またｎ＝ＮのときはステップＳ９に進む。
（ステップＳ９） 信号ｖ＝（ｖ１，ｖ２，．．．，ｖＮ）^ｔに線形フィルタＰを乗算して得た信号をｘとおく。ここで第１の実施形態と同様に信号ｘの各成分は、順番に各アンテナａ１０１−１〜ａ１０１−Ｎで送信する送信信号である。この信号ｘをフレーム構成部ａ１４２に入力する。

ＴＨＰは、ＶＰと同様に摂動ベクトル探索アルゴリズムと考えることが出来ることを説明する。ただし、ＴＨＰの場合は、真に最適な摂動ベクトルを探索するアルゴリズムではなく，ＶＰと比較して少量の演算量で準最適な摂動べクトルを探索するアルゴリズムである。

まず、非線形プレコーディング部ａ３３のＭｏｄｕｌｏ演算部ａ１３２−２〜ａ１３２−Ｎが無いものと仮定して信号を演算すると、電力の正規化係数が１であるとすれば、非線形プレコーディング部ａ３３は、
ｘ＝Ｐ_０（Ｉ＋Ｆ）^−１ｓ （３−８）
という演算を行っている。ここでＰとＦに式（３−２）と（３−３）を代入すると、
ｘ＝ＱＡ^−１｛Ｉ＋（Ｒ^ＨＡ^−１−Ｉ）｝^−１ｓ
＝ＱＡ^−１（Ｒ^ＨＡ^−１）^−１ｓ
＝Ｑ（Ｒ^Ｈ）^−１ｓ＝（Ｑ^ＨＲ^Ｈ）^−１ｓ＝｛（ＱＲ）^Ｈ｝^−１ｓ （
３−９）
＝｛（Ｈ^Ｈ）^Ｈ｝^−１ｓ ＝Ｈ^−１ｓ＝Ｗｓ
となり、式（１−２）において（ｚ１，ｚ２）＝（０，０）とした場合に対応する。

さらに、Ｍｏｄｕｌｏ演算部ｓ１３２−２〜ｓ１３２−Ｎは、固有信号ｓにＭｏｄｕｌｏ幅の整数倍の信号をＩ−ｃｈ又はＱ−ｃｈに加算する処理である。そのため、本実施形態に係る非線形プレコーディング部ａ３３で算出した信号ｘもｘ＝Ｗ（ｓ＋ｚ１τ＋ｉｚ２τ）という式で表すことが出来る。非線形プレコーディング部ａ３３で算出した信号ｘは必ずしも式（１−２）で表される最適な摂動ベクトルを加算した信号ではないが、Ｍｏｄｕｌｏ演算による電力抑圧を行っているため準最適な信号ｘとなり、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合Ｗｓと比較して必ずノルムが小さくなる。

以上、説明したようなアルゴリズムで信号ｘを算出することで、第１の実施形態のＶＰのように、候補となる摂動ベクトルを全探索する必要が無くなるため、演算量を低減することが出来る。

なお、ここではＴＨＰを用いた準最適な摂動ベクトル探索アルゴリズムを用いる場合について説明したが、オーダリングを用いたＴＨＰ、又はＬＲ−ＴＨＰでも同様に適用可能である。

上記の実施の形態において、添付図面に図示されている構成等については、これらに限定されるものではなく、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。その他、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更して実施することが可能である。

また、本実施の形態で説明した機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。尚、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また前記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

本発明は、通信装置に利用可能である。

Ａ１…基地局装置、Ｂ１１〜Ｂ１４…端末装置、ａ１１…フィルタ算出部、ａ１３…非線形プレコーディング部、ａ３１…フィルタ算出部、ａ３３…非線形プリコーディング部、ａ１０１…アンテナ、ａ１０２…受信部、ａ１０３…ＧＩ除去部、ａ１０４…ＦＦＴ部、ａ１０５…伝搬路状態情報取得部、ａ１２１…符号化部、ａ１２２…変調部、ａ１２４…ＤＲＭＳ生成部、ａ１２５…固有信号構成部、ａ１３３…干渉減算部、ａ１３２…Ｍｏｄｕｌｏ演算部、ａ１３４…線形フィルタ乗算部、ａ１４１…ＣＲＳ生成部、ａ１４２…フレーム構成部、ａ１４３…ＩＦＦＴ部、ａ１４４…ＧＩ挿入部、ａ１４５…送信部、ａ２２６…ＣＲＳ補正部、ｂ１２…ＤＭＲＳ用伝搬路推定部、ｂ１０１…アンテナ、ｂ１０２…受信部、ｂ１０３…ＧＩ除去部、ｂ１０４…ＦＦＴ部、ｂ１０５…信号分離部、ｂ１０６…伝搬路補償部、ｂ１０７…ＣＲＳ用伝搬路推定部、ｂ１０８…伝搬路状態情報生成部、ｂ１０９…Ｍｏｄｕｌｏ演算部、ｂ１１０…復調部、ｂ１１１…復号部、ｂ１２１…摂動ベクトル候補選択部、ｂ１２２…摂動ベクトル加算部、ｂ１２３…仮伝搬路推定部、ｂ１２４…伝搬路補償部、ｂ１２５…Ｍｏｄｕｌｏ演算部、ｂ１２６…復調部、ｂ１２７…摂動ベクトル評価値算出部、ｂ１２８…摂動ベクトル推定部、ｂ１３１…ＩＦＦＴ部、ｂ１３２…ＧＩ挿入部、ｂ１３３…送信部、３００…２次元ユークリッドの互除去部、３０１…ベクトル保存部、３０３…差分ベクトル算出部、３０５…差分ベクトルノルム算出部、３０７…収束判定部、３０９…ノルム算出部、３２０…既約ベクトル確認部、３４０…摂動ベクトル加算部、３５０…複素利得算出部、３５１…仮複素利得算出部、３５２…ＤＭＲＳ伝搬路補償部、３５３…ＤＭＲＳ−Ｍｏｄｕｌｏ部、３５４…ベクトル除算部。

Claims (5)

1. 複数の受信装置に対して同一時刻・同一周波数でデータ信号を送信する送信装置であって、
   第１の受信装置宛の復調用参照信号と、前記第１の受信装置とは異なる第２の受信装置宛の復調用参照信号とを、同一時刻・同一周波数で送信する送信部と、
   前記復調用参照信号に対して、非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部と、
   前記非線形プレコーディングが施された前記復調用参照信号に対して、更に摂動ベクトルを加算するＤＭＲＳ補正部と、を有し、
   前記非線形プレコーディング部は、電力の正規化も含めて前記データ信号と同じ非線形プレコーディングを前記復調用参照信号に対しても施し、
   前記ＤＭＲＳ補正部は、
   前記復調用参照信号に２次元ユークリッド互除法を適用し、既約ベクトルを算出する２次元ユークリッド互除法部と、
   前記２次元ユークリッド互除法部が算出する既約ベクトルと前記復調用参照信号の信号候補点を比較する既約ベクトル確認部と、
   前記既約ベクトルが前記復調用参照信号の信号候補点の少なくとも１つと一致するように、前記復調用参照信号の少なくとも１つに対して、更に摂動ベクトルを加算する摂動ベクトル加算部と、を有し、
   前記２次元ユークリッド互除法部は、第１の前記復調用参照信号に対して、第２の前記復調用参照信号、第２の前記復調用参照信号の位相を９０度回転させた信号、第２の前記復調用参照信号の位相を１８０度回転させた信号、および第２の前記復調用参照信号の位相を２７０度回転させた信号を加算する差分ベクトル算出部を有することを特徴とする送信装置。
2. 復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算する摂動ベクトル加算部と、
   前記信号を加算した復調用参照信号を用いて伝搬路推定する仮伝搬路推定部と、
   複数の異なる前記信号を選択する摂動ベクトル候補選択部と、
   前記信号それぞれを用いて前記仮伝搬路推定部で伝搬路推定した伝搬路推定結果に基づいて、１つの前記信号を選択する摂動ベクトル推定部と、
   複数の異なる前記信号に対応する前記伝搬路推定結果それぞれに基づいてデータ信号を軟推定して対数尤度比をそれぞれ算出する復調部と、
   前記対数尤度比それぞれの分散を算出する摂動ベクトル評価値算出部と、
   を有し、
   前記摂動ベクトル推定部は、前記分散のうち最も大きいものに対応する前記信号を選択することを特徴とする受信装置。
3. 複数の前記復調用参照信号に対して２次元ユークリッドの互除法を適用し、既約ベクトルを算出する２次元ユークリッドの互除法部を有することを特徴とする請求項２に記載の受信装置
4. 前記既約ベクトルを用いて伝搬路の複素利得を算出する複素利得算出部を有する請求項３に記載の受信装置。
5. 復調用参照信号にあらかじめ決めた所定の幅の整数倍の信号を加算するステップと、
   前記信号を加算した復調用参照信号を用いて仮伝搬路推定するステップと、
   前記信号それぞれを用いて前記仮伝搬路推定ステップで伝搬路推定した伝搬路推定結果に基づいて、１つの前記信号を選択するステップと、
   複数の異なる前記信号に対応する前記伝搬路推定結果それぞれに基づいてデータ信号を軟推定して対数尤度比をそれぞれ算出するステップと、
   前記対数尤度比それぞれの分散を算出するステップと、を有し、
   前記１つの前記信号を選択するステップは、前記分散のうち最も大きいものに対応する前記信号を選択することであることを特徴とする受信方法。

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