JP2013081333A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】補助巻線がなくても二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】本発明に係るスイッチング電源装置１は、二次巻線Ｔ_２に接続された主直流化回路２と、一次側回路２のスイッチングに対する動作が主直流化回路３とは対称的となるように二次巻線Ｔ_２に接続された制御用直流化回路４と、二次側直流電圧Ｖ_２の供給ライン上に介装された出力遮断手段Ｑ_２と、外部指令信号に応じて出力遮断手段Ｑ_２を導通状態と非導通状態とに切り替える遮断制御手段Ｑ_３と、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値が予め設定された設定電圧値に維持されるよう、一次側回路２のスイッチングを帰還制御するスイッチング制御部５とを備え、二次側直流電圧Ｖ_２の設定電圧値が、制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値よりも低く設定されていることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、外部指令信号に応じて、負荷に対する電力供給を遮断するか否かが切り替わるスイッチング電源装置に関する。

各種電子機器の消費電力に対する各国の規制は、年々厳しくなってきている。例えば、欧州では、エネルギー使用製品に対して「ＥｕＰ指令」による電力使用量などの環境配慮設計が義務付けられる。また、米国の消費電力規格である「ＥＮＥＲＧＹ ＳＴＡＲ」も、規制値（上限）が引き下げられてきている。このような消費電力に対する規制は今後もさらに厳しくなっていくことが予想される。

上記規制に適合するために、電源分野においては、外部指令信号に応じて負荷に対する電力供給を遮断するか否かが切り替わるスイッチング電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。このスイッチング電源装置では、負荷に供給すべき主出力電圧の供給ライン上にＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴが介装されており、外部指令信号としての省電力制御信号ＥＭに基づいてこのＭＯＳＦＥＴを非導通状態とすることで、負荷への電力供給が遮断される。

ところで、上記スイッチング電源装置で使用されているＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴは、一般にＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗が大きく、損失の増大を招くという問題がある。また、Ｎｃｈ型のＭＯＳＦＥＴと同程度のオン抵抗を有するＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴは高価なので、該ＭＯＳＦＥＴを採用すると部品コストが増大してしまう。このため、Ｐｃｈ型のＭＯＳＦＥＴの代わりにＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴを用い、このＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴにより電力供給を遮断するスイッチング電源装置も種々検討されている。

かかるスイッチング電源装置としては、例えば、図２に示すスイッチング電源装置１００がある。同図に示すように、このスイッチング電源装置１００は、一次側直流電圧Ｖ_１をスイッチングしてトランスＴの二次巻線Ｔ_２に交流電圧を誘起させる一次側回路２、該交流電圧を整流および平滑して負荷１１に供給する二次側直流電圧Ｖ_２を生成する主整流平滑回路３、および二次側直流電圧Ｖ_２の供給ライン上に介装されたスイッチ素子Ｑ_２（Ｎｃｈ型のＭＯＳＦＥＴ）の他、スイッチ素子Ｑ_２を制御するために必要となる、二次側直流電圧Ｖ_２よりも電圧値が高い制御用直流電圧Ｖ_４を生成するための補助巻線Ｔ_３および制御用整流平滑回路６を備えている。

このスイッチング電源装置１００は、Ｌレベルの外部指令信号が入力されるとスイッチ素子Ｑ_３がオフし、制御用整流平滑回路６から出力された電流が抵抗Ｒ_１、Ｒ_２およびＲ_３を流れる。これにより、抵抗Ｒ_３の電圧降下が発生、すなわちスイッチ素子Ｑ_２のゲート−ソース間電圧が増大し、スイッチ素子Ｑ_２がオン状態（導通状態）となる。

一方、このスイッチング電源装置１００は、Ｈレベルの外部指令信号が入力されるとスイッチ素子Ｑ_３がオンし、制御用整流平滑回路６から出力された電流がスイッチ素子Ｑ_３を介して基準電位ラインに流れる。このため、スイッチ素子Ｑ_２のゲート−ソース間電圧が低下し、スイッチ素子Ｑ_２がオフ状態（非導通状態）となる。

特開２０１０−２０６９８２号公報

しかしながら、図２に示す従来のスイッチング電源装置１００は、二次側直流電圧Ｖ_２よりも電圧値が高い制御用直流電圧Ｖ_４を生成するために補助巻線Ｔ_３が必要となるので、トランスＴの大型化が避けられないという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、補助巻線がなくても二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、トランスの一次側に設けられたスイッチ素子により一次側直流電圧をスイッチングしてトランスの二次巻線に交流電圧を誘起させる一次側回路と、二次巻線の一方端側に接続され、交流電圧を直流化することで二次側直流電圧を生成して負荷に供給する主直流化回路と、二次側直流電圧の電圧値が予め設定された設定電圧値に維持されるよう、一次側回路のスイッチ素子を帰還制御するスイッチング制御部とを備え、外部指令信号に応じて、負荷に対する二次側直流電圧の供給を遮断するか否かを切り替えるスイッチング電源装置であって、
スイッチ素子のスイッチングに対する動作が主直流化回路とは対称的となるように、二次巻線の他方端側に接続され、交流電圧を直流化して制御用直流電圧を生成する制御用直流化回路と、導通状態と非導通状態とに切り替えられることで、負荷に対する二次側直流電圧の供給／供給停止を切り替える出力遮断手段と、外部指令信号に応じて制御用直流電圧が出力遮断手段に入力されるか否かを切り替えることにより、出力遮断手段を導通状態と非導通状態とに切り替える遮断制御手段とをさらに備え、設定電圧値が、制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定されていることを特徴とする。

この構成では、二次巻線の一方端側に接続された主直流化回路と、スイッチングに対する動作が主直流化回路とは対称的となるように二次巻線の他方端側に接続された制御用直流化回路とが備えられているので、スイッチングの状態が切り替わる度に主直流化回路および制御用直流化回路が交互に動作し、二次側直流電圧および制御用直流電圧が生成される。また、二次側直流電圧の電圧値は、制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定された設定電圧値に維持される。したがって、この構成によれば、トランスに補助巻線を設けなくても、二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができる。

上記スイッチング電源装置は、出力遮断手段が、ドレイン端子が主直流化回路に接続され、ソース端子が負荷に接続され、かつゲート端子が制御用直流化回路に接続されたＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴである場合に特に有益である。

上記スイッチング電源装置の主直流化回路は、例えば、二次巻線の一方端にアノードが接続された主ダイオードと、主ダイオードのカソードと二次巻線の他方端との間に接続された主平滑コンデンサとで構成することができる。また、制御用直流化回路は、例えば、二次巻線の他方端にアノードが接続された制御用ダイオードと、制御用ダイオードのカソードと二次巻線の他方端との間に接続された制御用平滑コンデンサとで構成することができる。

本発明によれば、補助巻線がなくても二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができるスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。

図１に、本発明に係るスイッチング電源装置１を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１は、直流電源１０から供給された一次側直流電圧Ｖ_１をスイッチングしてトランスＴの二次巻線Ｔ_２に交流電圧を誘起させる一次側回路２を備えている。一次側回路２は、トランスＴの一次巻線Ｔ_１およびスイッチ素子Ｑ_１を有し、スイッチ素子Ｑ_１の制御端子は後述するスイッチング制御部５に接続されている。直流電源１０としては、例えば、商用交流電圧を整流および平滑する回路が考えられるが、本発明では直流電源１０の構成は特に限定されない。

この他、スイッチング電源装置１は、主整流平滑回路３（本発明の「主直流化回路」に相当）、制御用整流平滑回路４（本発明の「制御用直流化回路」に相当）、出力遮断手段としてのスイッチ素子Ｑ_２、遮断制御手段としてのスイッチ素子Ｑ_３、および二次側の状況に応じて一次側回路２におけるスイッチングを帰還制御するスイッチング制御部５を備えている。

主整流平滑回路３は、トランスＴの二次巻線Ｔ_２に接続され、該二次巻線Ｔ_２に誘起された交流電圧を整流および平滑して負荷１１に供給するための二次側直流電圧Ｖ_２を生成する。主整流平滑回路３は、二次巻線Ｔ_２の一方端にアノードが接続された主ダイオードＤ_１と、主ダイオードＤ_１のカソードおよび二次巻線Ｔ_２の他方端の間に接続された主平滑コンデンサＣ_１とを有する。

制御用整流平滑回路４は、一次側回路２のスイッチングに対する動作が主整流平滑回路３とは対称的となるようにトランスＴの二次巻線Ｔ_２に接続され、該二次巻線Ｔ_２に誘起された交流電圧を整流および平滑してスイッチ素子Ｑ_２を制御するための制御用直流電圧Ｖ_３を生成する。制御用整流平滑回路４は、二次巻線Ｔ_２の他方端にアノードが接続された制御用ダイオードＤ_２と、制御用ダイオードＤ_２のカソードおよび二次巻線Ｔ_２の他方端の間に接続された制御用平滑コンデンサＣ_２とを有する。後述するが、本発明に係るスイッチング電源装置１では、制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値が二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値よりも必ず高くなる。

出力遮断手段としてのスイッチ素子Ｑ_２は、二次側直流電圧Ｖ_２の供給ライン上に介装されている。より詳しくは、スイッチ素子Ｑ_２はＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が主ダイオードＤ_１のカソードに接続され、ソース端子が負荷１１に接続され、かつゲート端子が抵抗Ｒ_２およびＲ_１を介して制御用ダイオードＤ_２のカソードに接続されている。また、スイッチ素子Ｑ_２のゲート端子とソース端子の間には抵抗Ｒ_３が接続されている。

スイッチ素子Ｑ_２がオン状態（導通状態）になると、該スイッチ素子Ｑ_２を介して二次側直流電圧Ｖ_２が負荷１１に供給される。一方、スイッチ素子Ｑ_２がオフ状態（非導通状態）になると、負荷１１に対する二次側直流電圧Ｖ_２の供給は遮断される。

遮断制御手段としてのスイッチ素子Ｑ_３はＮＰＮ型のトランジスタであり、コレクタ端子が抵抗Ｒ_１およびＲ_２の接続点に接続され、エミッタ端子が二次巻線Ｔ_２の他方端に接続されている。スイッチ素子Ｑ_３のエミッタ端子は、負荷１１にも接続されている。また、スイッチ素子Ｑ_３のベース端子には、外部から供給された外部指令信号が入力される。

外部指令信号は、二次側直流電圧Ｖ_２の供給を遮断しない通常モードにおいてはＬレベルである。Ｌレベルの外部指令信号が入力されると、スイッチ素子Ｑ_３はオフし、制御用整流平滑回路４の出力電流が抵抗Ｒ_３、Ｒ_２、Ｒ_１を流れ、抵抗Ｒ_３における電圧降下の発生、すなわち、スイッチ素子Ｑ_２のゲート−ソース間電圧が増大する。その結果、スイッチ素子Ｑ_２はオンする。

一方、二次側直流電圧Ｖ_２の供給を遮断する省電力モードにおいては、外部指令信号はＨレベルである。Ｈレベルの外部指令信号が入力されると、スイッチ素子Ｑ_３はオンし、制御用整流平滑回路４の入力と出力とが短絡された状態となる。その結果、スイッチ素子Ｑ_２のゲート−ソース間電圧が低下し、スイッチ素子Ｑ_２はオフする。

スイッチング制御部５は、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値に応じて一次側回路２のスイッチ素子Ｑ_１をオン状態またはオフ状態に制御する。より詳しくは、スイッチング制御部５は、予め設定された目標電圧値（本発明の「設定電圧値」に相当）と二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値とを比較し、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値の方が高い場合はスイッチ素子Ｑ_１のオン期間を短くし、目標電圧値の方が高い場合はスイッチ素子Ｑ_１のオン期間を長くする。この帰還制御により、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値は目標電圧値に維持される。

なお、目標電圧値は、“一次側直流電圧Ｖ_１の電圧値×Ｎ”（ただし、ＮはトランスＴの巻数比）よりも低く設定されている。

スイッチング制御部５の制御下でスイッチ素子Ｑ_１がオンすると、制御用整流平滑回路４の制御用ダイオードＤ_２がオンし、制御用平滑コンデンサＣ_２が充電される。この動作が繰り返されることにより、制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値は、“一次側直流電圧Ｖ_１の電圧値×Ｎ”まで上昇する。

一方、このとき、主整流平滑回路３の主ダイオードＤ_１はオンしないので、主平滑コンデンサＣ_１は充電されない。負荷１１に対する電力供給は、主平滑コンデンサＣ_１が放電することにより行われる。主平滑コンデンサＣ_１が放電すると、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値は低下する。

スイッチング制御部５の制御下でスイッチ素子Ｑ_１がオフすると、主整流平滑回路３の主ダイオードＤ_１がオンし、主平滑コンデンサＣ_１が充電される。この動作が繰り返されることにより二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値は上昇するが、スイッチング制御部５による帰還制御が行われているので、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値は目標電圧値を超えることはない。

一方、このとき、制御用整流平滑回路４の制御用ダイオードＤ_２はオンしないので、制御用平滑コンデンサＣ_２は充電されない。制御用平滑コンデンサＣ_２は、抵抗Ｒ_１、Ｒ_２およびＲ_３、または抵抗Ｒ_１およびスイッチ素子Ｑ_３を介して放電する。しかしながら、抵抗Ｒ_２およびＲ_３は高抵抗なので、放電による制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値の低下は微小である。つまり、制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値は、一旦“一次側直流電圧Ｖ_１の電圧値×Ｎ”まで上昇すると、その後はほとんど変動しない。

以上をまとめると、本発明に係るスイッチング電源装置１では、制御用直流電圧Ｖ_３の電圧値が“一次側直流電圧Ｖ_１の電圧値×Ｎ”に維持され、二次側直流電圧Ｖ_２の電圧値が目標電圧値に維持される。また、目標電圧値は“一次側直流電圧Ｖ_１の電圧値×Ｎ”よりも低く設定されている。したがって、本発明に係るスイッチング電源装置１によれば、補助巻線を有していないトランスＴを用いているにもかかわらず、二次側直流電圧Ｖ_２よりも高い電圧値を有する制御用直流電圧Ｖ_３を容易に生成することができる。

以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではなく、種々の変形例が存在することは言うまでもない。

１ スイッチング電源装置
２ 一次側回路
３ 主整流平滑回路（主直流化回路）
４ 制御用整流平滑回路（制御用直流化回路）
５ スイッチング制御部
１０ 直流電源
１１ 負荷
Ｄ_１ 主ダイオード
Ｄ_２ 制御用ダイオード
Ｃ_１ 主平滑コンデンサ
Ｃ_２ 制御用平滑コンデンサ
Ｑ_１ スイッチ素子
Ｑ_２ スイッチ素子（出力遮断手段）
Ｑ_３ スイッチ素子（遮断制御手段）
Ｖ_１ 一次側直流電圧
Ｖ_２ 二次側直流電圧
Ｖ_３ 制御用直流電圧

Claims (3)

1. トランスの一次側に設けられたスイッチ素子により一次側直流電圧をスイッチングして前記トランスの二次巻線に交流電圧を誘起させる一次側回路と、前記二次巻線の一方端側に接続され、前記交流電圧を直流化することで二次側直流電圧を生成して負荷に供給する主直流化回路と、前記二次側直流電圧の電圧値が予め設定された設定電圧値に維持されるよう、前記一次側回路のスイッチ素子を帰還制御するスイッチング制御部とを備え、外部指令信号に応じて、前記負荷に対する前記二次側直流電圧の供給を遮断するか否かを切り替えるスイッチング電源装置であって、
   前記スイッチ素子のスイッチングに対する動作が前記主直流化回路とは対称的となるように、前記二次巻線の他方端側に接続され、前記交流電圧を直流化して制御用直流電圧を生成する制御用直流化回路と、
   導通状態と非導通状態とに切り替えられることで、前記負荷に対する前記二次側直流電圧の供給／供給停止を切り替える出力遮断手段と、
   前記外部指令信号に応じて前記制御用直流電圧が前記出力遮断手段に入力されるか否かを切り替えることにより、前記出力遮断手段を導通状態と非導通状態とに切り替える遮断制御手段と
   をさらに備え、
   前記設定電圧値が、前記制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記出力遮断手段は、ドレイン端子が前記主直流化回路に接続され、ソース端子が前記負荷に接続され、かつゲート端子が前記制御用直流化回路に接続されたＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記主直流化回路は、前記二次巻線の一方端にアノードが接続された主ダイオードと、前記主ダイオードのカソードと前記二次巻線の他方端との間に接続された主平滑コンデンサとを有し、
   前記制御用整流平滑回路は、前記二次巻線の前記他方端にアノードが接続された制御用ダイオードと、前記制御用ダイオードのカソードと前記二次巻線の前記他方端との間に接続された制御用平滑コンデンサとを有する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。

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