JP2012164594A - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で色温度を制御できる半導体発光素子の点灯装置を提供する。
【解決手段】色温度が異なる半導体発光素子１、２をそれぞれ駆動するスイッチング電源回路１０、２０のオンオフスイッチング信号となる高周波の矩形波信号ＨＦを一方の入力とし、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２をそれぞれ他方の入力とするゲート回路Ａ１、Ａ２を備え、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のデューティに応じて各スイッチング電源回路１０、２０を間欠動作させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

従来、特許文献１（特開２００６−２０２４９４号公報、図２１、０１０８、０１１１）によれば、補完色相を有する２種類のＬＥＤ、例えば、発光色が青−緑のＬＥＤと発光色がアンバーのＬＥＤを組み合わせて、第１の発光色のＬＥＤ直列回路に一定電流を流す第１の点灯回路と、第２の発光色のＬＥＤ直列回路に一定電流を流す第２の点灯回路をそれぞれ独立したデューティ・サイクル制御で動作させることにより、白色照明の色温度並びに明るさを可変としたＬＥＤ調色・調光点灯装置が開示されている。

特許文献２（特開２００２−２０３９８８公報、図１〜図４）によれば、ＬＥＤ直列回路を駆動するスイッチング電源回路を間欠的に発振動作させることにより、ＬＥＤ直列回路に流れる平均電流を制御可能とした半導体発光素子の点灯装置が開示されている。

特許文献３（特開２０００−１７３３０４号公報、図１１、図１２、００８６）によれば、ＡＮＤ回路により高周波の矩形波信号と低周波の矩形波信号の論理積をとり、ＬＥＤ直列回路に流れる電流を制御するスイッチング素子の制御電極に前記ＡＮＤ回路の出力信号を供給する構成が開示されている。この特許文献３は調光機能と点滅機能を有するＬＥＤ標識灯に関するものであり、調色機能は有していない。

特開２００６−２０２４９４号公報（図２１、０１０８、０１１１） 特開２００２−２０３９８８公報（図１〜図４） 特開２０００−１７３３０４号公報（図１１、図１２、００８６）

特許文献１では、第１の発光色のＬＥＤ直列回路に一定電流を流す第１の点灯回路と、第２の発光色のＬＥＤ直列回路に一定電流を流す第２の点灯回路がバイポーラトランジスタを用いた定電流回路で構成されており、定電流制御のための回路損失が大きく、効率が悪かった。特許文献２のようなスイッチング電源回路を用いれば、効率を改善できると考えられるが、２系統のＬＥＤ直列回路を制御することは想定していなかった。特許文献２のスイッチング電源回路では、スイッチング素子を一定周波数でオン制御する高周波発振回路と、スイッチング素子に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御する尖頭電流制御回路と、ＬＥＤ直列回路に流れる平均電流を検出し調光目標値よりも多いときは高周波発振回路を間欠的に発振停止させる発振制御回路を備えている。このように、構成が複雑であるうえに、高周波発振回路を間欠的に発振停止させるので、２系統のＬＥＤ直列回路の制御について、１つの高周波発振回路を兼用することは出来なかった。したがって、例えば特許文献１のような発光色の異なる２系統のＬＥＤ直列回路の制御に特許文献２の技術をそのまま適用しようとすると、構成が複雑で高価なものとなるという問題があった。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、発光色の異なる２系統の半導体発光素子を駆動する２系統のスイッチング電源回路を共通の高周波発振回路により制御可能とすることにより、簡単な構成で色温度を制御できる半導体発光素子の点灯装置を提供することを課題とする。

請求項１の半導体発光素子の点灯装置は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、入力直流電源に並列に接続され、色温度が異なる第１及び第２の半導体発光素子１、２をそれぞれ駆動する第１及び第２のスイッチング電源回路１０、２０と、前記各スイッチング電源回路１０、２０のオンオフスイッチング信号となる高周波の矩形波信号ＨＦを発生させる高周波発振回路と、前記高周波の矩形波信号ＨＦを一方の入力とし、前記高周波の矩形波信号ＨＦに比べて周波数が低く且つ点滅が認識できない程度に周波数が高い第１及び第２の低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２をそれぞれ他方の入力とし、前記高周波の矩形波信号ＨＦを第１及び第２のスイッチング電源回路１０、２０にオンオフスイッチング信号として供給するか否かをそれぞれ第１及び第２の低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２に応じて選択する第１及び第２のゲート回路Ａ１、Ａ２とを備えることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図３に示すように、前記高周波発振回路ＯＳＣが発生させる高周波の矩形波信号ＨＦ１、ＨＦ２はオンオフデューティが不均等であり、第１及び第２の半導体発光素子１、２は負荷電圧が異なり、負荷電圧が高い方の半導体発光素子２を駆動するスイッチング電源回路２０のオンパルス幅が他方のスイッチング電源回路１０のオンパルス幅よりも長くなるように第１及び第２のゲート回路Ｇ１、Ｇ２が接続されていることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図２〜図５に示すように、４素子または６素子の論理回路を１チップに内蔵した集積回路を備え、第１及び第２の論理回路によりそれぞれ第１及び第２のゲート回路を構成し、残りの論理回路により前記高周波の矩形波信号ＨＦまたは低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を発生させることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、それにより駆動される第１及び第２の半導体発光素子を備える照明器具である（図６）。

本発明によれば、色温度が異なる第１及び第２の半導体発光素子をそれぞれ駆動する第１及び第２のスイッチング電源回路のオンオフスイッチング信号となる高周波の矩形波信号を第１及び第２のゲート回路を介して共通の高周波発振回路から供給するように構成したから、第１及び第２のゲート回路に与える低周波の矩形波信号のデューティを制御することにより、簡単な構成で色温度を制御できる。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態４の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態５の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係るＬＥＤ調色・調光点灯装置の回路図である。入力直流電源としての平滑コンデンサＣ１には、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１及び回生ダイオードＤ１よりなる第１の降圧チョッパ回路１０と、スイッチング素子Ｑ２とインダクタＬ２及び回生ダイオードＤ２よりなる第２の降圧チョッパ回路２０が並列接続されている。

以下、第１の降圧チョッパ回路１０の構成について説明するが、第２の降圧チョッパ回路２０についても同様である。

第１の降圧チョッパ回路１０のスイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＭＯＳＦＥＴよりなる。そのソース電極は、入力直流電源としての平滑コンデンサＣ１の負極に接続されており、ドレイン電極はダイオードＤ１のアノード電極と、インダクタＬ１の一端に接続されている。平滑コンデンサＣ１の正極は、ダイオードＤ１のカソード電極に接続されると共に、出力端子ａ１に接続されている。インダクタＬ１の他端は出力端子ｂ１に接続されている。出力端子ａ１−ｂ１間には、出力電圧を平滑化するための平滑コンデンサ（図示せず）が接続されていても良い。

負荷端子ｃ１−ｄ１間には、複数個のＬＥＤの直列回路よりなる第１の半導体発光素子１が接続されている。第１の半導体発光素子１は、複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ）を直列接続して構成されているが、並列接続あるいは直並列接続して構成されていても良い。出力端子ａ１と負荷端子ｃ１の間、出力端子ｂ１と負荷端子ｄ１の間は、後述の図６に示すように、電源ユニット５とＬＥＤモジュール４を配線するリード線８を介してそれぞれ接続されている。

第１の降圧チョッパ回路１０の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、平滑コンデンサＣ１の正極→半導体発光素子１→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→半導体発光素子１→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。第２の降圧チョッパ回路２０についても同様の動作である。

第１の降圧チョッパ回路１０の出力に接続される第１の半導体発光素子１は、寒色系（例えば、青−緑）の発光色を有しているものとする。また、第２の降圧チョッパ回路２０の出力に接続される第２の半導体発光素子２は、暖色系（例えば、アンバー）の発光色を有しているものとする。各半導体発光素子１、２は必ずしも単一色のＬＥＤの直列回路である必要は無く、全体の混合色がそれぞれ寒色系（高い色温度）、暖色系（低い色温度）の白色となるように、発光色の異なる複数個のＬＥＤを適宜組み合わせて構成しても良い。

次に、第１及び第２の降圧チョッパ回路１０、２０のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する制御回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御電極には、ＡＮＤ回路Ａ１、Ａ２の出力信号がそれぞれ入力されている。ＡＮＤ回路Ａ１、Ａ２の一方の入力には、高周波の矩形波信号ＨＦが入力されており、他方の入力には、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２がそれぞれ入力されている。

高周波の矩形波信号ＨＦは、例えば無安定マルチバイブレータのような高周波発振回路（図示せず）から出力され、十数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの周波数でＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを繰り返すものとする。

低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２は、例えば調光・調色用のマイコン（図示せず）の出力ポートからＨｉｇｈレベルまたはＬｏｗレベルの２値信号として出力され、人間の目に点滅が認識できない程度の周波数、例えば百Ｈｚ〜数千Ｈｚの周波数でＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを繰り返すものとする。

ＡＮＤ回路Ａ１に入力される低周波の矩形波信号ＰＷＭ１がＨｉｇｈレベルのときには、高周波の矩形波信号ＨＦによりスイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされ、Ｌｏｗレベルのときには、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。同様に、ＡＮＤ回路Ａ２に入力される低周波の矩形波信号ＰＷＭ２がＨｉｇｈレベルのときには、高周波の矩形波信号ＨＦによりスイッチング素子Ｑ２が高周波でオンオフされ、Ｌｏｗレベルのときには、スイッチング素子Ｑ２はオフとなる。

これにより、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のデューティに応じて、各降圧チョッパ回路１０、２０が間欠的に動作するから、各半導体発光素子１、２に流れる平均電流が個別に制御され、それぞれの発光色の明るさが調節されることにより、混合された発光色を調節できる。また、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のデューティの比率を一定に保ったままで、これらを同時に増減させることにより、発光色を一定に保ったまま、明るさを増減することも出来る。

なお、入力直流電源となる平滑コンデンサＣ１は、例えば商用交流電源を全波整流器（図示せず）により全波整流した直流電圧を充電されているものとする。ＡＮＤ回路Ａ１、Ａ２などで構成される制御回路の制御電源電圧Ｖｃｃは、例えば、降圧用の抵抗と電圧規制用のツェナーダイオードの直列回路を平滑コンデンサＣ１に並列接続することで生成しても良い。他の実施形態でも同様である。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。主回路の構成は図１と同じで良い。本実施形態では、図１のＡＮＤ回路Ａ１、Ａ２に代えて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御電極に、ゲート回路としてのＮＯＲ回路Ｇ１、Ｇ２の出力信号がそれぞれ入力されている。ＮＯＲ回路Ｇ１、Ｇ２の一方の入力には、高周波の矩形波信号ＨＦが入力されており、他方の入力には、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２がそれぞれ入力されている。

図中の点線で囲まれた回路は、高周波の矩形波信号ＨＦを発生させる高周波発振回路ＯＳＣである。この高周波発振回路ＯＳＣは、縦続接続されたＮＯＲ回路Ｇ３、Ｇ４に抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ２を外付けして構成されている。ＮＯＲ回路Ｇ３の一方の入力は、発振停止／発振開始の制御入力となっている。ＮＯＲ回路Ｇ３の他方の入力は、抵抗Ｒ１を介して抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の各一端に接続されている。コンデンサＣ２の他端はＮＯＲ回路Ｇ４の出力に接続されている。抵抗Ｒ２の他端はＮＯＲ回路Ｇ３の出力とＮＯＲ回路Ｇ４の一方の入力に接続されている。ＮＯＲ回路Ｇ４の他方の入力はＬｏｗレベルに固定されている。

この高周波発振回路ＯＳＣは、ＮＯＲ回路Ｇ３の前記一方の入力がＨｉｇｈレベルのときは、発振停止状態となる。例えば、図示しない異常検出回路が何らかの異常を検出した場合に、ＮＯＲ回路Ｇ３の前記一方の入力端子がＨｉｇｈレベルに設定されると、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力は常にＬｏｗレベルとなるから、ＮＯＲ回路Ｇ４の出力は常にＨｉｇｈレベルとなる。これにより、ＮＯＲ回路Ｇ１、Ｇ２の出力は常にＬｏｗレベルとなるから、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はオフ状態に維持される。

高周波発振回路ＯＳＣが発振停止状態であるとき、ＮＯＲ回路Ｇ４の出力はＨｉｇｈレベル、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力はＬｏｗレベルであるから、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の接続点の電位はＬｏｗレベルとなっている。

次に、ＮＯＲ回路Ｇ３の前記一方の入力がＬｏｗレベルに設定されると、高周波発振回路ＯＳＣはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の時定数により決まる高周波の矩形波信号ＨＦを発振する。抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２に接続されたＮＯＲ回路Ｇ３の入力端子は高インピーダンスであるから、コンデンサＣ２の充放電は抵抗Ｒ２を介して行われる。

コンデンサＣ２の充放電による発振動作について説明する。ＮＯＲ回路Ｇ３の前記一方の入力がＬｏｗレベルになると、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力は反転してＨｉｇｈレベルとなり、ＮＯＲ回路Ｇ４の出力も反転してＬｏｗレベルとなる。すると、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の接続点の電位はさらに低下するから、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力はＨｉｇｈレベルに維持される。

その後、ＮＯＲ回路Ｇ３のＨｉｇｈレベルの出力→抵抗Ｒ２→コンデンサＣ２→ＮＯＲ回路Ｇ４のＬｏｗレベルの出力という経路で電流が流れることにより、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の接続点の電位が上昇し、抵抗Ｒ１を介して検出されるＮＯＲ回路Ｇ３の入力電圧がしきい値電圧（通常はＶｃｃ／２）を上回ると、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力は反転してＬｏｗレベルとなり、ＮＯＲ回路Ｇ４の出力も反転してＨｉｇｈレベルとなる。すると、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の接続点の電位はさらに上昇するから、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力はＬｏｗレベルに維持される。

その後、ＮＯＲ回路Ｇ４のＨｉｇｈレベルの出力→コンデンサＣ２→抵抗Ｒ２→ＮＯＲ回路Ｇ３のＬｏｗレベルの出力という経路で電流が流れることにより、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の接続点の電位が低下して行き、抵抗Ｒ１を介して検出されるＮＯＲ回路Ｇ３の入力電圧がしきい値電圧（通常はＶｃｃ／２）を下回ると、ＮＯＲ回路Ｇ３の出力は反転してＨｉｇｈレベルとなり、ＮＯＲ回路Ｇ４の出力も反転してＬｏｗレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

この実施形態では、高周波発振回路ＯＳＣの発振周波数は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の充放電の時定数により決定され、発振される高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティは略５０％となる。

図１の主回路において、電源電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）と負荷電圧（半導体発光素子１、２の電圧）の比率が２：１である場合には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝電源電圧−負荷電圧）と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝負荷電圧）が等しくなるので、図２の制御回路のように、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティが５０％であるときに都合良くゼロクロススイッチング動作が実現される。

図１の主回路において、負荷電圧（半導体発光素子１、２の電圧）が電源電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）の１／２よりも大きい場合、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝電源電圧−負荷電圧）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝負荷電圧）よりも小さくなるので、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流の上昇速度は降下速度よりも遅くなる。したがって、図２の制御回路のように、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティが５０％であるときには、毎回のオンオフスイッチングのたびにインダクタＬ１、Ｌ２のエネルギーが完全に放出される不連続モードのスイッチング動作が実現される。

図１の主回路において、負荷電圧（半導体発光素子１、２の電圧）が電源電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）の１／２よりも小さい場合、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝電源電圧−負荷電圧）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時にインダクタＬ１、Ｌ２に印加される電圧（＝負荷電圧）よりも大きくなるので、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる電流の上昇速度は降下速度よりも速くなる。したがって、図２の制御回路のように、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティが５０％であるときには、インダクタＬ１、Ｌ２のエネルギー放出が完了する前にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンされる連続モードのスイッチング動作となる。

連続モードのスイッチング動作では、インダクタのエネルギー放出が完了しないうちに、次回のスイッチング素子のオンによりインダクタにさらにエネルギーが蓄積されるから、インダクタが磁気飽和しないように、スイッチング素子の間欠動作の休止期間を設定するような配慮が必要となる。

以上の検討から明らかなように、図２の制御回路は、図１の主回路において、負荷電圧（半導体発光素子１、２の電圧）が電源電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）の１／２以上である場合に特に適していると言える。負荷電圧が電源電圧の１／２以上であれば、図２の制御回路のように、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティが５０％であっても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時にインダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時に速やかに放出され、次回のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時にはインダクタＬ１、Ｌ２のエネルギー放出が完了しているから、特許文献２のような尖頭電流制御回路を省略してもインダクタＬ１、Ｌ２が磁気飽和する恐れは無い。これにより制御回路の構成を大幅に簡略化できる。

なお、実施形態２において、ＮＯＲ回路Ｇ１〜Ｇ４は、１チップに４素子が内蔵された汎用のロジックＩＣを用いて安価に実現できる。実施形態３についても同様である。

（実施形態３）
図３は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、第１の半導体発光素子１の負荷電圧と第２の半導体発光素子２の負荷電圧が相違している。例えば、第１の半導体発光素子１の負荷電圧が電源電圧の１／２よりも低く、第２の半導体発光素子２の負荷電圧が電源電圧の１／２よりも高い場合、前者を駆動する第１の降圧チョッパ回路１０のスイッチング素子Ｑ１のオン時間はオフ時間よりも短く設定することが好ましく、後者を駆動する第２の降圧チョッパ回路２０のスイッチング素子Ｑ２のオン時間はオフ時間よりも長く設定することが好ましい。

そこで、図３の回路では、上述の図２に示した高周波発振回路ＯＳＣにおける発振周波数設定用の抵抗Ｒ２を、抵抗Ｒ３とダイオードＤ３の直列回路と、抵抗Ｒ４とダイオードＤ４の直列回路の並列回路に置き換えて、コンデンサＣ２の充放電の時定数をアンバランスとすることにより、オンオフデューティが不均等な高周波の矩形波信号ＨＦ１、ＨＦ２を発振し、ＮＯＲ回路Ｇ３から出力される矩形波信号ＨＦ１をＮＯＲ回路Ｇ１を介してスイッチング素子Ｑ１に供給し、ＮＯＲ回路Ｇ４から出力される矩形波信号ＨＦ２をＮＯＲ回路Ｇ２を介してスイッチング素子Ｑ２に供給するように構成している。

一例として、第１の半導体発光素子１の負荷電圧が電源電圧の１／４である場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に印加される電圧は電源電圧の３／４となり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は電源電圧の１／４となるから、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間の比率が１：３であれば、第１の降圧チョッパ回路１０はゼロクロススイッチング動作となる。

また、これも一例として、第２の半導体発光素子２の負荷電圧が電源電圧の３／４である場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時にインダクタＬ２に印加される電圧は電源電圧の１／４となり、スイッチング素子Ｑ２のオフ時にインダクタＬ２に印加される電圧は電源電圧の３／４となるから、スイッチング素子Ｑ２のオン時間とオフ時間の比率が３：１であれば、第２の降圧チョッパ回路２０はゼロクロススイッチング動作となる。

この場合、高周波発振回路ＯＳＣから出力される第１の矩形波信号ＨＦ１のオンオフデューティを３：１とし、これを反転させた第２の矩形波信号ＨＦ２のオンオフデューティを１：３とし、それぞれをＮＯＲ回路Ｇ１、Ｇ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給すれば、第１及び第２の降圧チョッパ回路１０、２０は共にゼロクロススイッチング動作となる。

なお、半導体発光素子１、２の負荷電圧や、高周波の矩形波信号ＨＦ１、ＨＦ２のオンオフデューティには、ばらつきがあるので、完全なゼロクロススイッチング動作になるとは限らない。そこで、ゼロクロススイッチング動作となる条件よりも少し大きめの負荷電圧となるように半導体発光素子１、２の負荷電圧（ＬＥＤの直列個数）を設計しておけば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時にインダクタＬ１、Ｌ２のエネルギー放出時間が少し早まるので、ゼロクロススイッチング動作に近い不連続モードとすることができる。

本実施形態では、実施形態２とは異なり、高周波発振回路ＯＳＣの発振を停止させても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を同時にオフさせることは出来ないが、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を同時にＨｉｇｈレベルとすることでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を同時にオフさせることは出来る。

なお、副次的な効果として、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は同時にオンしないので、入力直流電源となる平滑コンデンサＣ１のリップルを軽減できる。実施形態４、５でも同様である。

（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の制御回路の構成を示している。主回路の構成は図１と同じで良い。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御電極には、インバータ回路Ｎ１、Ｎ２の出力信号がそれぞれ入力されている。

インバータ回路Ｎ１は、ダイオードＤ１１、Ｄ１２と抵抗Ｒ１１よりなるダイオードＯＲ回路と共に、第１のＮＯＲ回路ＮＯＲ１を構成している。インバータ回路Ｎ２は、ダイオードＤ２１、Ｄ２２と抵抗Ｒ１２よりなるダイオードＯＲ回路と共に、第２のＮＯＲ回路ＮＯＲ２を構成している。

第１及び第２のＮＯＲ回路ＮＯＲ１、ＮＯＲ２には、高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈから出力される高周波の矩形波信号ＨＦと、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌから出力される低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２が入力されている。本実施形態では、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のオンオフデューティは相補的に変化する。つまり、一方の矩形波信号ＰＷＭ１のＨｉｇｈレベル期間が長くなると、他方の矩形波信号ＰＷＭ２のＨｉｇｈレベル期間は短くなる。逆もまた真であり、Ｌｏｗレベル期間についても同様である。

高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈは、明るさを変化させる調光制御回路として機能し、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌは、色温度を変化させる調色制御回路として機能する。

高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈは、インバータ回路Ｎ３、Ｎ４に抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、ダイオードＤ３、Ｄ４、コンデンサＣ２を外付け接続して構成されている。可変抵抗ＶＲ１の摺動子の位置を調節することにより、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティを５０％よりも大きくしたり、小さくしたりすることができる。

低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌは、インバータ回路Ｎ５、Ｎ６に抵抗Ｒ５、Ｒ６、可変抵抗ＶＲ２、ダイオードＤ５、Ｄ６、コンデンサＣ３を外付け接続して構成されている。可変抵抗ＶＲ２の摺動子の位置を調節することにより、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１のオンオフデューティを５０％よりも大きくしたり、小さくしたりすることができる。このとき、低周波の矩形波信号ＰＷＭ２のオンオフデューティは、１００％−（低周波の矩形波信号ＰＷＭ１のオンオフデューティ）となる。

例えば、スイッチング素子Ｑ１が寒色系の発光色を有する半導体発光素子１に流れる電流を制御しており、スイッチング素子Ｑ２が暖色系の発光色を有する半導体発光素子２に流れる電流を制御している場合、寒色系の半導体発光素子１に流れる電流と暖色系の半導体発光素子２に流れる電流が拮抗していれば、混合色は中立的な白色系の発光色となり、また、前者が後者よりも勝っていれば青みがかった白色系の発光色となり、後者が前者よりも勝っていれば赤みがかった白色系の発光色となる。これにより、蛍光灯の分野で広く用いられている昼光色、昼白色、電球色のような色温度を実現できる。

本実施形態では、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のオンオフデューティは相補的に変化するので、全体の明るさを低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌのオンオフデューティにより変化させることは出来ない。そこで、高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈから出力される高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティを可変とすることにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の高周波のオンパルス幅を可変とすることで、調光動作を実現している。

本実施形態において、インバータ回路Ｎ１〜Ｎ６は、１チップに６素子が内蔵された汎用のロジックＩＣを用いて安価に実現できる。

（実施形態５）
図５は本発明の実施形態５の制御回路の構成を示している。主回路の構成は図１と同じで良い。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御電極には、シュミットインバータ回路Ｓ１、Ｓ２の出力信号がそれぞれ入力されている。

実施形態４と比較すると、高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈ、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌの構成が異なる。本実施形態で用いるシュミットインバータ回路は、入力電圧しきい値にヒステリシス特性を有しているので、１素子で発振回路を構成することができる。

低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌの構成及び動作について説明する。シュミットインバータ回路Ｓ４の入力端子と出力端子の間には、発振周波数設定用の抵抗Ｒ５が接続されている。シュミットインバータ回路Ｓ４の入力端子と回路グランドの間には発振周波数設定用のコンデンサＣ３が接続されている。抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３の時定数は、低周波の矩形波信号ＰＷＭ１を発振するように設定されている。シュミットインバータ回路Ｓ４の出力をシュミットインバータ回路Ｓ５により論理反転した第２の矩形波信号ＰＷＭ２のオンオフデューティは、第１の矩形波信号ＰＷＭ１のオンオフデューティに対して相補的に変化する。

電源投入時には、コンデンサＣ３の電圧は低いから、シュミットインバータ回路Ｓ４の出力はＨｉｇｈレベルとなる。このため、抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れて、コンデンサＣ３の電圧は上昇して行く。コンデンサＣ３の電圧がシュミットインバータ回路Ｓ４の上側しきい値よりも高くなると、シュミットインバータ回路Ｓ４の出力は反転し、Ｌｏｗレベルとなる。すると、今度はコンデンサＣ３の電荷が抵抗Ｒ５を介して放電されて、コンデンサＣ３の電圧は降下して行く。コンデンサＣ３の電圧がシュミットインバータ回路Ｓ４の下側しきい値よりも低くなると、シュミットインバータ回路Ｓ４の出力は反転し、Ｈｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返し、シュミットインバータ回路Ｓ４の出力は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の時定数で決まる発振周波数でＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを交互に繰り返す。

シュミットインバータ回路Ｓ４の上側しきい値と下側しきい値の間には、一般的には制御電源電圧Ｖｃｃの２０％程度のヒステリシスが設けられており、上側しきい値が０．６×Ｖｃｃのとき、下側しきい値は０．４×Ｖｃｃとなり、そのときのオンオフデューティは略５０％となる。

以上の動作は、デューティ切替スイッチＳＷが図示された位置に設定されている場合であるが、デューティ切替スイッチＳＷを他の位置に切り換えると、オンオフデューティを５０％よりも大きくしたり、小さくしたりできる。抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３の接続点に一端を接続された抵抗Ｒ８の他端は、デューティ切替スイッチＳＷを介して制御電源電圧Ｖｃｃの電位または回路グランドの電位に接続可能となっており、前者に接続した場合、コンデンサＣ３の充電は早くなり放電は遅くなる。後者に接続した場合、コンデンサＣ３の放電は早くなり、充電は遅くなる。これにより、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌのオンオフデューティを３段階に切り替えることができるから、例えば、蛍光灯の分野で広く用いられている昼光色、昼白色、電球色などの色温度を実現できる。

高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈの構成及び動作については、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌと殆ど同様であるが、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の時定数は、高周波の矩形波信号ＨＦを発振するように設定されている点が異なる。また、本実施形態では、可変抵抗ＶＲ１により制御電源電圧Ｖｃｃを分圧するポテンショメータを構成し、その分圧点の電位と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の接続点を抵抗Ｒ７を介して接続することにより、高周波の矩形波信号ＨＦのオンオフデューティを連続的に可変とし、これにより色温度を変えずに明るさを変える調光動作を実現している点が異なる。

なお、図５の可変抵抗ＶＲ１と切替スイッチＳＷは入れ換えても良く、その場合、段調光と連続的な色温度の可変が実現できる。また、高周波発振回路ＯＳＣ−Ｈ、低周波発振回路ＯＳＣ−Ｌの両方に可変抵抗を用いれば、連続的な調光と連続的な色温度の可変が可能となり、両方に切替スイッチを用いれば、段階的な調光と段階的な色温度の可変が可能となる。

本実施形態において用いるシュミットインバータ回路Ｓ１〜Ｓ５は、１チップに６素子が内蔵された汎用のロジックＩＣを用いて安価に実現できる。

（実施形態６）
上述の実施形態１〜５では、スイッチング電源回路として、降圧チョッパ回路を例示したが、これに限定されるものではなく、昇降圧チョッパ回路、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータ回路、昇圧チョッパ回路などを用いても構わない。これらのスイッチング電源回路は、インダクタやトランスのような誘導性素子と、入力直流電源から誘導性素子に流れる電流を高周波で開閉するスイッチング素子と、スイッチング素子のオフ時に誘導性素子のエネルギーを負荷側に放出する回生ダイオードを有する構成であり、所定の条件が満たされていれば、連続モードにならない。

例えば、スイッチング電源回路が降圧チョッパ回路である場合、スイッチング素子のオン時間／オフ時間の比率が負荷電圧／（電源電圧−負荷電圧）の比率以下であれば、連続モードにはならない。

また、スイッチング電源回路が昇降圧チョッパ回路またはフライバックＤＣ−ＤＣコンバータ回路である場合には、スイッチング素子のオン時間／オフ時間の比率が負荷電圧／電源電圧の比率以下であれば、連続モードにはならない。

さらに、スイッチング電源回路が昇圧チョッパ回路である場合には、スイッチング素子のオン時間／オフ時間の比率が（負荷電圧−電源電圧）／電源電圧の比率以下であれば、連続モードにはならない。

したがって、これらの条件を満たす程度に負荷電圧が大きいか又はオン時間が短いという前提が満たされていれば、いずれの形式のスイッチング電源回路を用いた場合であっても、インダクタが磁気飽和する恐れは無く、特許文献２のような尖頭電流制御回路を設ける必要は無くなる。

特許文献２のような尖頭電流制御回路を設ける理由は、スイッチング電源回路の間欠動作時の定電流性を高めると共に、インダクタが磁気飽和しないようにするためである。しかし、半導体発光素子がＬＥＤの直列回路である場合には、負荷電圧が略一定であるという特有の前提がある。したがって、仮に電源電圧が一定であれば、スイッチング素子のオン期間が決まれば、スイッチング素子のオン時にインダクタに流れる電流のピーク値は一義的に決まる。また、インダクタに流れる電流のピーク値が決まれば、負荷電圧が略一定であるという特有の性質により、スイッチング素子のオフ時にインダクタのエネルギーが放出完了するまでの時間も一義的に決まる。したがって、スイッチング素子のオン時間をインダクタに流れる電流のピーク値を規定するように設定すると共に、スイッチング素子のオフ時間を負荷電圧に応じて決まるインダクタのエネルギー放出に要する時間以上となるように設定すれば、共通の高周波発振回路を用いて、複数系統のスイッチング電源回路を独立して制御することが可能となる。

（実施形態７）
図６は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源一体型のＬＥＤ照明器具の断面図である。ＬＥＤ照明器具の器具筐体３は天井９に埋め込まれている。器具筐体３内に、ＬＥＤモジュール４と電源ユニット５が内蔵されている。器具筐体３は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板６で覆われている。この光拡散板６に対向するように、ＬＥＤモジュール４が配置されている。４０はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４のＬＥＤ１ａ，１ｂ，…；２ａ，２ｂ，…を実装している。

ＬＥＤ１ａ，１ｂ，…は、例えば寒色系のＬＥＤであり、その直列回路が図１または図３の半導体発光素子１に相当する。ＬＥＤ２ａ，２ｂ，…は、例えば暖色系のＬＥＤであり、その直列回路が図１または図３の半導体発光素子２に相当する。なお、寒色系のＬＥＤと暖色系のＬＥＤは、円板状のＬＥＤ実装基板４０の円周方向に沿って交互に配置するなどして、発光色が混ざり易くすることが好ましいことは言うまでも無い。

５０は電源回路基板であり、電源ユニット５の電子部品を実装している。ＬＥＤモジュール４は、器具筐体３内において放熱板７に接触するように設置されており、ＬＥＤ１ａ，１ｂ，…；２ａ，２ｂ，…の発生する熱を器具筐体３に逃がすようになっている。また、ＬＥＤモジュール４と電源ユニット５は、この放熱板７に設けられた穴を介して、リード線８で接続されている。放熱板７はアルミ板や銅板のような金属板であり、放熱効果と遮蔽効果を兼ねている。放熱板７は器具筐体３に電気的に接続されてアースされるが、リード線８とは電気的に分離された非充電部となっている。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｃ１ 平滑コンデンサ（入力直流電源）
１０ 降圧チョッパ回路（第１のスイッチング電源回路）
２０ 降圧チョッパ回路（第２のスイッチング電源回路）
１ 第１の半導体発光素子
２ 第２の半導体発光素子
Ａ１ ＡＮＤ回路
Ａ２ ＡＮＤ回路
ＨＦ 高周波の矩形波信号
ＰＷＭ１ 低周波の矩形波信号
ＰＷＭ１ 低周波の矩形波信号

Claims (4)

1. 入力直流電源に並列に接続され、色温度が異なる第１及び第２の半導体発光素子をそれぞれ駆動する第１及び第２のスイッチング電源回路と、
   前記各スイッチング電源回路のオンオフスイッチング信号となる高周波の矩形波信号を発生させる高周波発振回路と、
   前記高周波の矩形波信号を一方の入力とし、前記高周波の矩形波信号に比べて周波数が低く且つ点滅が認識できない程度に周波数が高い第１及び第２の低周波の矩形波信号をそれぞれ他方の入力とし、前記高周波の矩形波信号を第１及び第２のスイッチング電源回路にオンオフスイッチング信号として供給するか否かをそれぞれ第１及び第２の低周波の矩形波信号に応じて選択する第１及び第２のゲート回路とを備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記高周波発振回路が発生させる高周波の矩形波信号はオンオフデューティが不均等であり、第１及び第２の半導体発光素子は負荷電圧が異なり、負荷電圧が高い方の半導体発光素子を駆動するスイッチング電源回路のオンパルス幅が他方のスイッチング電源回路のオンパルス幅よりも長くなるように第１及び第２のゲート回路が接続されていることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. ４素子または６素子の論理回路を１チップに内蔵した集積回路を備え、第１及び第２の論理回路によりそれぞれ第１及び第２のゲート回路を構成し、残りの論理回路により前記高周波の矩形波信号または低周波の矩形波信号を発生させることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、それにより駆動される第１及び第２の半導体発光素子を備える照明器具。

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