JP2010088241A - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、予め記憶すべきデータ量を抑制した上で実現する。
【解決手段】モータ変数を含む所定のトルク演算式Ｔ（ω，ＶＨ，θ）に従って演算された、所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）のそれぞれでのトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）のうちから、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟むトルク値Ｔ（４），Ｔ（５）が抽出される。トルク値Ｔ（４），Ｔ（５）および電圧位相θ（４），θ（５）を用いた線形補間によって、上記モータ変数を引数とするマップを準備することなく、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆを算出できる。
【選択図】図８

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加するモータ制御に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御するモータ制御システムが一般的に用いられている。このようなモータ制御システムでは、一般的には交流電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。

しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、高速領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な制御方式の採用が提案されている。

特開２００６−３２００３９号公報（特許文献１）には、コンバータによって可変制御される電圧を振幅とする矩形波電圧が交流電動機へ印加される制御方式が記載されている。特に、特許文献１では、矩形波電圧によるトルク制御について、基本的にはトルク偏差に応じて電圧位相を変化させる一方で、モータ回転速度が急激に変化した場合には、モータ回転数の変化比に応じてコンバータの出力電圧の電圧指令値を設定することが記載されている。このようにすると、制御応答性があまり高くないトルクフィードバック制御を待つことなく、モータ回転数の急変に対応させてモータ印加電圧を変化させることが可能なモータ制御が実現できる。

また、特許第３７６４３３７号公報（特許文献２）にも、電力変換器により同期電動機の可変速駆動を行なう同期電動機の制御装置において、電力変換器の出力電圧の振幅を一定に保ったまま、出力電圧の位相を変化させることが記載されている。特に、出力電圧の位相について、電流基準値、電圧振幅基準値および、同期電動機の定数に応じて変化させるフィードフォワード制御が記載されている。
特開２００６−３２００３９号公報 特許第３７６４３３７号公報 特開２００４−８０９２４号公報 特開２００６−１６６４９９号公報

特許文献２にも記載されるように、矩形波電圧制御では、フィードバック制御の制御応答性があまり高くないため、交流電動機の動作指令値やモータ定数等に従って、矩形波電圧の位相をフィードフォワード制御することが行なわれる。

しかしながら、このようなフィードフォワード制御において、動作指令に対応した適切な電圧位相を求めるには、交流電動機のモータ定数のみならず、交流電動機の運転状態を示す変数（回転速度等）とトルクとの対応関係に従って電圧位相を設定する必要がある。したがって、変数およびトルク指令値を引数として電圧位相を求めるマップを予め構成すると、フィードフォワード制御の精度を確保するために変数を増やすことにより、マップ点数の増大によって当該マップの記憶容量が大きくなることが懸念される。特に、フィードバック制御およびフィードフォワード制御を組合せたり、矩形波電圧制御とＰＷＭ制御とを交流電動機の状態に応じて使い分けるような制御を採用する場合には、モータ制御全体で必要となる記憶容量の増大に伴い、フィードフォワード制御による記憶容量を抑制することが求められる。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機の運動状態に変数および動作指令値に応じて、交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、予め記憶すべきデータ量を抑制した上で実現することである。

この発明による交流電動機の制御システムは、直流電圧を交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、インバータへ入力される直流電圧を電圧指令値に従って可変制御するコンバータと、第１のモータ制御部とを備える。第１のモータ制御部は、交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数と、トルク指令値とに基づいて、インバータから交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を設定するように構成される。そして、第１のモータ制御部は、位相トルク特性演算部と、位相算出部とを含む。位相トルク特性演算部は、モータ変数および電圧位相を変数とするトルク演算式に従って、トルク指令値よりも低い第１のトルク値に対応する電圧位相である第１の位相と、トルク指令値よりも高い第２のトルク値における電圧位相である第２の位相とを求めるように構成される。位相算出部は、第１および第２のトルク値の差分と第１および第２の位相の差分との比率と、第１および第２の位相の一方とに基づいて、トルク指令値に対応する電圧位相を算出するように構成される。

上記交流電動機の制御システムによれば、交流電動機の運転状態に関連するモータ変数とトルク指令値とを引数とするマップの参照を行なうことなく、上記変数の現在値を代入したトルク演算式に従う演算に基づいて、トルク指令値に対応する電圧位相を設定できる。したがって、複数の引数による多次元マップを記憶することなく、交流電動機の運転状態を反映した上でトルク指令値に対応した電圧位相を設定するフィードフォワード制御を実現することができる。

好ましくは、位相トルク特性演算部は、モータ変数の現在値をトルク演算式に代入することによって、複数個の所定電圧位相に対する複数個のトルク値を算出するとともに、複数個のトルク値のうちの、トルク指令値よりも低いトルク値のうちでトルク指令値との差が最小である１つを第１のトルク値に設定するとともに、トルク指令値よりも高いトルク値のうちでトルク指令値との差が最小である他の１つを第２のトルク値に設定する。

このようにすると、トルク演算式に従って複数個算出された電圧位相−トルク値の組のうちの、トルク指令値を挟んでトルク差が最小となる２組のトルク値−電圧位相の線形補間によって、フィードフォワード制御による電圧位相を精度良く求めることができる。

さらに好ましくは、第１のモータ制御部は、交流電動機の運転状態に応じて、交流電動機でのトルク損失を推定するように構成された損失推定部をさらに含む。そして、位相トルク特性演算部は、トルク演算式と、損失推定部により推定されたトルク損失とに従って、第１および第２のトルク値を設定する。

このようにすると、交流電動機の現在の運転状態に応じたトルク損失推定をフィードフォワード制御に反映することができるので、電圧位相をさらに高精度に設定できる。

また、さらに好ましくは、第１のモータ制御部は、交流電動機の運転状態に応じて、トルク演算式の定数パラメータを修正するように構成されたパラメータ推定部をさらに含む。そして、位相トルク特性演算部は、パラメータ推定部により修正された定数パラメータが適用されたトルク演算式に従って、第１および第２のトルク値を設定する。

このようにすると、フィードフォワード制御のためのトルク演算式のパラメータ定数を交流電動機の運転状態に応じて修正できるので、電圧位相の設定精度をさらに向上できる。なお、パラメータ定数の推定マップは、基本的には一次元（代表的にはモータ電流）に対するマップとして構成できるので、記憶容量が膨大になることも回避できる。

あるいは好ましくは、交流電動機の制御システムは、第２のモータ制御部をさらに備える。第２のモータ制御部は、交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、交流電動機のトルク指令値に対するトルク偏差に基づいて矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成される。そして、第１および第２のモータ制御部のそれぞれによる設定値の和に従って、電圧位相の指令値は設定される。

このようにすると、トルク偏差に基づくフィードバック制御と、交流電動機の運転状態に関連する変数を反映したトルク演算式に基づくフィードフォワード制御との組合せにより矩形波電圧制御を高精度化できるとともに、両制御を併用しても、予め記憶すべきデータ量の増大を軽減することができる。

また好ましくは、交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される。

上記電動車両によれば、交流電動機の高速領域の出力向上に寄与する矩形波電圧制御を、電子制御ユニット（ＥＣＵ）の記憶領域を過度に占有することなく実現することができる。

この発明によると、交流電動機の運動状態に変数および動作指令値に応じて、交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を設定するフィードフォワード制御を、予め記憶すべきデータ量を抑制した上で実現できる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）ＶＨをインバータ１４へ供給する。また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。昇圧動作時および降圧動作時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）によって示されるものとする）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流電動機Ｍ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ制御システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の一部については、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧに基づいて、後述する方法により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低速度域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中速度域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高速度域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

次に、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の詳細について説明する。
図４は、制御装置３０によって実行される、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御における制御ブロック図である。なお、図４中の各ブロックは、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路による制御演算処理によって実現される。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応した、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

なお、過変調ＰＷＭ制御時には、モータ印加電圧の基本波成分に相当する交流電圧指令、すなわち電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。しかしながら、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、過変調ＰＷＭ制御時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する振幅補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。図４の構成例では、座標変換部２５０によって、過変調ＰＷＭ制御適用時における振幅補正処理が併せて実行されるものとする。

さらに、制御モード判定部３００と、ＶＨ指令値生成部３１０とが設けられる。制御モード判定部３００は、システム電圧ＶＨ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて変調率を算出し、算出した変調率に従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。たとえば、変調率の演算は下記（ａ）式により実行できる。

ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（ａ）
ＶＨ指令値生成部３１０は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍに応じて、システム電圧ＶＨの制御指令値ＶＨ♯（以下、電圧指令値ＶＨ♯とも称する）を生成する。

ＰＷＭ信号生成部３５０は、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、昇降圧コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯となるように、所定のＰＷＭ制御に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

以上のような構成とすることにより、ＰＷＭ制御時には、交流電動機Ｍ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍと一致するように、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のフィードバック制御が行なわれる。

（本実施の形態による矩形波電圧制御）
次に、図５〜図１０を用いて、本発明の実施の形態による矩形波電圧制御での制御動作を説明する。なお、以下の説明で明らかになるように、本実施の形態による交流電動機の制御システムは、矩形波電圧制御、特にフィードフォワード制御の制御構成に特徴点を有するものである。すなわち、矩形波電圧制御のフィードフォワード制御以外の部分については、周知の制御構成を任意に適用可能であることを確認的に記載する。

図５を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０と、フィードフォワード制御部４４０と、加算部４５０と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。フィードフォワード制御部４４０は、位相・トルク特性演算部４４２と、ＦＦ（フィードフォワード）位相算出部４４５とを含む。

なお、図５中の各ブロックについても、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
なお、トルク推定値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定方式に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク推定値Ｔｑを求めてもよい。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて電圧位相θｆｂを算出する。

具体的には、図６にも示されるように、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑに基づいて、フィードバック制御による電圧位相θｆｂを算出する。

このようにして、トルク偏差に基づくフィードバック制御により設定される矩形波電圧位相が求められる。すなわち、電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０により、トルク偏差に基づくフィードバック制御が実行される。すなわち、電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０により、フィードバック制御のための「第２のモータ制御部」が構成される。

ただし、矩形波電圧制御ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は相対的に低下する。さらに、電力演算部４１０における電力演算（式（１））の際には、検出されたモータ電流値からノイズ等を除去するためのフィルタ処理が不可避であるので、この点からもフィードバック制御のみで十分な制御応答性を確保することが困難となる。

フィードフォワード制御部４４０は、交流電動機Ｍ１の運転状態に関連した変数（以下、モータ変数とも称する）としてのモータ回転速度Ｎｍおよびシステム電圧ＶＨと、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとに応じて、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆを設定する。すなわちフィードフォワード制御部４４０は、「第１のモータ制御部」に対応する。

なお、回転速度Ｎｍは、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出できる。また、システム電圧ＶＨについては、電圧センサ１３による検出電圧に代えて、その電圧指令値ＶＨ♯を用いてもよい。

加算部４５０は、ＰＩ演算部４３０により設定されたフィードバック制御による電圧位相φｆｂと、フィードフォワード制御部４４０によって設定された電圧位相φｆｆとの加算に従って、矩形波電圧の位相指令に相当する電圧位相φｖを設定する。

矩形波発生器４６０は、加算部４５０において設定された電圧位相φｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。

このように構成すると、フィードフォワード制御とフィードバック制御との組合せによって、上述したフィードバック制御の制御応答性をカバーし、かつ、フィードバック制御によってオフセット的な定常偏差を解消するように、交流電動機Ｍ１のトルクを制御することができる。

フィードフォワード制御では、電圧位相−トルクの特性関係を予め把握した上で、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応させて電圧位相φｆｆを決定する必要がある。しかしながら、図７に示すように、電圧位相−トルクの特性関係は、交流電動機の運転状態に応じて変化することが知られている。

図７を参照して、交流電動機Ｍ１の出力トルクは、電圧位相φｖ、モータ回転速度Ｎｍおよびシステム電圧ＶＨ（すなわち矩形波電圧の振幅）の組合せによって変化する。

たとえば、図７（ａ）には、回転速度Ｎｍ＝Ｎ１であるときの、電圧位相φｖおよびシステム電圧ＶＨの変化に対応した出力トルクの特性が示される。同様に、図７（ｂ）には、それよりも高速である回転速度Ｎｍ＝Ｎ２のときの、電圧位相φｖおよびシステム電圧ＶＨに対応する出力トルクの特性が示される。

概略的には、同一の電圧位相に対して、システム電圧ＶＨ（矩形波電圧振幅）の上昇に従って出力トルクが増加する一方で、回転速度の上昇に従って出力トルクが減少する特性を示す。なお、図７（ａ），（ｂ）には、図６での力行領域の特性が示されているが、図示しない回生領域においても同様に、同一の電圧位相に対して、システム電圧の上昇に従って出力トルクの絶対値が増加する一方で、回転速度の上昇に従って出力トルクの絶対値が減少する特性を示す。

すなわち、フィードフォワード制御の精度を確保するためには、運転状態を示すモータ変数（代表的には、上記のＮｍ，ＶＨ）の現在値を反映した電圧位相−トルク特性に従って、電圧位相θｆｆを設定する必要がある。モータ変数の反映については、種々の運転条件下での電圧位相−トルク特性の測定実験結果に基づいて、モータ変数を引数に含むマップを作成することにより実現できる。しかしながら、このマップは、トルク指令値とモータ変数とを引数とするため、必然的に多次元マップとなる。そして、制御精度を向上するためにはマップ点数を増やす必要があるため、マップデータが膨大なものとなってＥＣＵの記憶領域を過度に占有することが懸念される。

特に、本実施の形態のように、矩形波電圧制御でのフィードバック制御との組合せ、あるいは、さらにＰＷＭ制御との組合せを行なう制御構成では、他制御が必要とするデータ、プログラム等の記憶容量との兼ね合いで上記懸念が増加することになる。

したがって、本実施の形態では、フィードフォワード制御部４４０を以下のように構成することにより、膨大なマップデータを記憶することなく、モータの電圧方程式（ｄ−ｑ軸）に従ったトルク演算式の演算に基づいて、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆを算出することとする。

まず、フィードフォワード制御に用いる、電圧位相−トルクの特性関係を示すトルク演算式の導出を説明する。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（３）〜（５）式で示される。

（３），（４）式において、Ｒａは電気子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。

なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用される（図２）ことを考慮すると、（３），（４）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（４），（５）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（６），（７）式で示される。

さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧の基本波成分振幅が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（６）式，（７）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（８）を得ることができる。

（８）式から理解されるように、モータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、（８）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、定数項Ｋａ，Ｋｂは、予め固定されるので、上記（８）式は、下記（９）式のように変形できる。すなわち、（８），（９）式は、モータ変数ＶＨ，ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。

（９）式中の定数Ｋａ，Ｋｂの各々については、１つの定数として予め求めることができるので、制御装置３０（ＥＣＵ）内に記憶することができる。

次に、トルク演算式（８）に従った、フィードフォワード制御による電圧位相θｆｆの設定方法について説明する。

図８を参照して、位相・トルク特性演算部４４２（図６）は、複数個（ｎ個，ｎ：３以上の整数）の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）について、交流電動機Ｍ１の現在の電気角速度ωおよびシステム電圧ＶＨを（８）式に代入することによって、対応するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）をそれぞれ算出する。たとえば、電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）は、等間隔に予め設定された所定の電圧位相である。

トルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）には、トルク指令値Ｔｑｃｏｍよりも低いトルク値Ｔ（ｋ）と、トルク指令値Ｔｑｃｏｍよりも高いトルク値Ｔ（ｋ＋１）、すなわち、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟んだ２個のトルク値が含まれる。好ましくは、トルク値Ｔ（ｋ）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍよりも低いトルク値のうちでトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの差が最小であるトルク値とされ、トルク値Ｔ（ｋ＋１）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍよりも高いトルク値のうちでトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの差が最小であるトルク値とされる。図９の例では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対して、Ｔ（４）およびＴ（５）が、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟み、かつ、隣接する２個のトルク値に相当する。

位相・トルク特性演算部４４２は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟んだ２個のトルク値Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）および電圧位相θ（ｋ），θ（ｋ＋１）を抽出して、ＦＦ位相算出部４４５（図６）へ出力する。

ＦＦ位相算出部４４５は、抽出されたトルク値Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）および電圧位相θ（ｋ），θ（ｋ＋１）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆを算出する。図８の例では、トルク値Ｔ（４）およびＴ（５）、ならびに、電圧位相θ（４）およびθ（５）を用いた線形補間によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相θｆｆが算出される。

次に、図９および図１０により、本発明の実施の形態による交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御の処理手順を説明する。図９，１０に示したフローチャートに従う処理手順を実行するためのプログラムは、制御装置３０内に予め格納されており、矩形波電圧制御の適用時に、制御装置内のＣＰＵにより所定周期で実行される。

図１０を参照して、矩形波電圧制御の適用時に、制御装置３０は、ステップＳ１００により、トルク偏差に基づくフィードバック制御により電圧位相θｆｂ（フィードフォワード項）を演算する。ステップＳ１００による処理は、図５に示した電力演算部４１０、トルク演算部４２０およびＰＩ演算部４３０の機能に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、モータ変数（ＶＨ，ω）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づくフィードフォワード制御により電圧位相θｆｆ（フィードフォワード項）を演算する。ステップＳ１２０による処理は、図５に示したフィードフォワード制御部４４０の機能に相当する。

制御装置３０は、さらにステップＳ１５０により、フィードフォワード項θｆｆおよびフィードバック項θｆｂの和に従って矩形波電圧の電圧位相φｖを演算する。ステップＳ１５０による処理は、図５に示した加算部４５０の機能に相当する。

図１０は、図９のステップＳ１２０によるフィードフォワード制御での処理手順を詳細に説明するフローチャートである。

図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１２５により、現在のモータ変数（代表的にはシステム電圧ＶＨおよび電気角速度ω）が代入された（８）式に従って、Δθ間隔の複数個の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）に対するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）を演算する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２６では、ステップＳ１２５で求められたトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）から、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟む２個のトルク値Ｔ（ｋ）およびＴ（ｋ＋１）と、それぞれのトルク値に対応する電圧位相θ（ｋ）およびθ（ｋ＋１）を抽出する。すなわちステップＳ１２５，Ｓ１２６による処理は、図５での位相・トルク特性演算部４４２の機能に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１２７では、ステップＳ１２６で抽出したトルク値Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）および電圧位相θ（ｋ），θ（ｋ＋１）の間での傾きΔθ／ΔＴ、すなわち、傾き：（θ（ｋ＋１）−θ（ｋ））／（Ｔ（ｋ＋１）−Ｔ（ｋ））を算出する。図８の例では、Δθ／ΔＴ＝（θ（５）−θ（４））／（Ｔ（５）−Ｔ（４））である。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１２８により、電圧位相θ（ｋ）およびθ（ｋ＋１）のいずれか一方と、傾きΔθ／ΔＴを用いることにより、電圧位相θｆｆを算出する。たとえば、電圧位相θ（ｋ）を用いて、θｆｆ＝θ（ｋ）＋｛Ｔｑｃｏｍ−Ｔ（ｋ）｝・（Δθ／ΔＴ）の算出式を適用することができる。

このように、本実施の形態による交流電動機の制御システムでの矩形波電圧制御によれば、交流電動機の運転状態に関連するモータ変数とトルク指令値とを引数とするマップの参照を行なうことなく、モータ変数の現在値を代入したトルク演算式（（８）式）に従う演算に基づいて、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する電圧位相（フィードフォワード項）を設定できる。したがって、複数の引数による多次元マップを記憶することなく、交流電動機の運転状態を反映した上でトルク指令値に対応した電圧位相を設定するフィードフォワード制御を実現することができる。

（矩形波電圧制御の変形例１）
図１１は、本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。

図１１を図５と比較して、本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御部４００では、フィードフォワード制御部４４０は、位相・トルク特性演算部４４２およびＦＦ位相算出部４４５に加えて、トルク損失推定部４４６をさらに含む。

トルク損失推定部４４６は、現在のモータ状態、代表的には回転速度Ｎｍに基づいて、交流電動機Ｍ１でのトルク損失Ｔｌｏｓｓを推定する。

図１２には、モータ状態に対するトルク損失特性の代表例として、交流電動機Ｍ１におけるモータ回転速度Ｎｍとトルク損失Ｔｌｏｓｓとの関係が示される。トルク損失Ｔｌｏｓｓは、交流電動機Ｍ１でのロータ回転抵抗等による損失に起因するトルク減少分に相当する。トルク損失Ｔｌｏｓｓは、モータ回転速度Ｎｍの上昇に従って単調に増大するような特性を示している。このため、モータ状態を引数とするマップを用いたとしても、マップ記憶容量がそれ程増大することのない１次元マップ（モータ回転速度−トルク損失）によって、図１２の特性を反映したトルク損失推定部４４６を構成することができる。

再び図１１を参照して、位相・トルク特性演算部４４２は、上述の式（８）式に、トルク損失推定部４４６によって推定されたトルク損失Ｔｌｏｓｓを加味した下記式（１０）式を用いて、図５と同様の機能を実行する。

位相・トルク特性演算部４４２は、トルク損失Ｔｌｏｓｓを加味したトルク演算式に従って、図５と同様に、複数個の所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）に対するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）を算出するとともに、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟む２個のトルク値Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）および、対応する電圧位相θ（ｋ），θ（ｋ＋１）を抽出する。

ＦＦ位相算出部４４５による電圧位相（フィードフォワード項）θｆｆの算出、および、フィードフォワード制御部４４０以外の制御構成については、図５と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

図１３は、本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。

図１３を図１０と比較して、本実施の変形例１による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御では、制御装置３０は、ステップＳ１２１により、現在のモータ状態（モータ回転速度Ｎｍ）に応じて、図１２の特性に従ってトルク損失Ｔｌｏｓｓを推定する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１２５により、ステップＳ１２１で求めたトルク損失Ｔｌｏｓｓを反映したトルク演算式である（１０）式により、図１０のステップＳ１２５と同様に、所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）に対するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）を演算する。以降のステップＳ１２６〜Ｓ１２８の処理は図１０と同様であるので説明は繰返さない。

本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御によれば、モータ状態（回転速度）に応じたトルク損失をさらに反映してフィードフォワード制御を実行できるので、制御精度を高めることができる。

（矩形波電圧制御の変形例２）
図１４は、本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。

図１４を図５と比較して、本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御部４００では、フィードフォワード制御部４４０は、位相・トルク特性演算部４４２およびＦＦ位相算出部４４５に加えて、パラメータ修正部４４８をさらに含む。

パラメータ修正部４４８は、現在のモータ状態、代表的にはモータ電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、トルク演算式（８）式中のモータ定数パラメータを修正する。

図１５には、モータ状態に対するモータ定数パラメータの変化特性の代表例として、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに対する、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑの関係が示される。図示されるように、インダクタンスＬｄおよびＬｑは、モータ電流ＩｄおよびＩｑがそれぞれ大きくなるに従って、単調に低下するような特性を示している。このため、モータ状態を引数とするマップを用いたとしても、マップ記憶容量がそれ程増大することのない１次元マップ（モータ電流−インダクタンス）によって、図１５の特性を反映したパラメータ修正部４４８を構成することができる。

再び図１４を参照して、位相・トルク特性演算部４４２には、（８）式中のモータ定数パラメータ（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ）がパラメータ修正部４４８によって可変に設定トルク演算式に従って、所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）に対するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）の演算を実行する。そして、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟んだ２個のトルク値Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）および、対応する電圧位相θ（ｋ），θ（ｋ＋１）が抽出される。

ＦＦ位相算出部４４５による電圧位相（フィードフォワード項）θｆｆの算出、および、フィードフォワード制御部４４０以外の制御構成については、図８と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

図１６は、本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。

図１６を図１０と比較して、本実施の変形例２による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御では、制御装置３０は、ステップＳ１２２により、現在のモータ状態（モータ電流Ｉｄ，Ｉｑ）に応じて、（８）式中のモータ定数パラメータを修正する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１２５により、ステップＳ１２２での処理に基づいてモータ定数パラメータが修正された（８）式に従って、所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）に対するトルク値Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ）を演算する。以降のステップＳ１２６〜Ｓ１２８の処理は、図１０と同様であるの詳細説明は繰返さない。

本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御によれば、モータ状態（モータ回転速度）に応じたモータ定数パラメータの変化を反映することによって、トルク演算式の精度を高めることができる。この結果、矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の制御精度を向上することができる。

なお、本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御において、位相・トルク特性演算部４４２（図５，図１１、図１４）による、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを挟む２個のトルク値Ｔ（ｋ）およびＴ（ｋ＋１）の抽出については、上記の例示に限定されるものではない。たとえば、所定の電圧位相θ（１）〜θ（ｎ）について、必ずしも等間隔とする必要はない。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。さらに、トルク演算式に反映するモータ変数についても、上述の説明（ＮｍおよびＶＨ）に限定されるものではない。

さらに、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 図１に示したモータ制御システムでのインバータにおける電力変換に用いられる制御方式を説明する概念図である。 交流電動機の運転状態と制御モードとの概略的な関係を示す概念図である。 正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。 矩形波電圧制御における電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。 交流電動機の運転状態に対する電圧位相−トルク特性の変化を説明する外延図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御による電圧位相の設定手法を説明する概念図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。 モータ状態に対するトルク損失特性を示す概念図である。 本実施の形態の変形例１による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。 本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御の制御構成を示すブロック図である。 電動機状態に対する電動機定数の変化特性の一例を示す概念図である。 本実施の形態の変形例２による矩形波電圧制御のフィードフォワード制御の処理手順を説明するフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２ 昇降圧コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ ＰＩ演算部、２６０，３５０ ＰＷＭ信号生成部、３００ 制御モード判定部、３１０ 指令値生成部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ フィードフォワード制御部、４４２ 位相・トルク特性演算部、４４５ ＦＦ位相算出部、４４６ トルク損失推定部、４４８ パラメータ修正部、４５０ 加算部、４６０ 矩形波発生器、４７０ 信号発生部、ＡＮＧ 回転角、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｄ，Ｉｑ モータ電流（ｄ軸,ｑ軸）、Ｉｄｃｏｍ,Ｉｑｃｏｍ 電流指令値（ｄ軸,ｑ軸）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（各相電流）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍ モータ回転速度、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ（１）〜Ｔ（ｎ） トルク値、Ｔｌｏｓｓ トルク損失、Ｔｑ トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ 直流電圧（バッテリ電圧）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＨ♯ 電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＩｄ，ΔＩｑ 電流偏差（ｄ軸,ｑ軸）、ΔＴｑ トルク偏差、θ（１）〜θ（ｎ） 電圧位相、θｆｆ 電圧位相（フィードフォワード項）、θｖ 電圧位相（矩形波電圧）、φｆｂ 電圧位相（フィードバック項）、ω 電気角速度。

Claims (6)

1. 直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータへ入力される前記直流電圧を電圧指令値に従って可変制御するコンバータと、
   前記交流電動機がトルク指令値に従ったトルクを出力するように、前記交流電動機の運転状態に関連する少なくとも１つのモータ変数と、前記トルク指令値とに基づいて、前記インバータから前記交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を設定するように構成された第１のモータ制御部とを備え、
   前記第１のモータ制御部は、
   前記モータ変数および前記電圧位相を変数とするトルク演算式に従って、前記トルク指令値よりも低い第１のトルク値に対応する前記電圧位相である第１の位相と、前記トルク指令値よりも高い第２のトルク値における前記電圧位相である第２の位相とを求めるように構成された位相トルク特性演算部と、
   前記第１および第２のトルク値の差分と前記第１および第２の位相の差分との比率と、前記第１および第２の位相の一方とに基づいて、前記トルク指令値に対応する前記電圧位相を算出するように構成された位相算出部とを含む、交流電動機の制御システム。
2. 前記位相トルク特性演算部は、前記モータ変数の現在値を前記トルク演算式に代入することによって、複数個の所定電圧位相に対する複数個のトルク値を算出するとともに、前記複数個のトルク値のうちの、前記トルク指令値よりも低いトルク値のうちで前記トルク指令値との差が最小である１つを前記第１のトルク値に設定するとともに、前記トルク指令値よりも高いトルク値のうちで前記トルク指令値との差が最小である他の１つを前記第２のトルク値に設定する、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記第１のモータ制御部は、
   前記交流電動機の運転状態に応じて、前記交流電動機でのトルク損失を推定するように構成された損失推定部をさらに含み、
   前記位相トルク特性演算部は、前記トルク演算式と、前記損失推定部により推定されたトルク損失とに従って、前記第１および第２のトルク値を設定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記第１のモータ制御部は、
   前記交流電動機の運転状態に応じて、前記トルク演算式の定数パラメータを修正するように構成されたパラメータ推定部をさらに含み、
   前記位相トルク特性演算部は、前記パラメータ推定部により修正された前記定数パラメータが適用された前記トルク演算式に従って、前記第１および第２のトルク値を設定する、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記交流電動機が前記トルク指令値に従ったトルクを出力するように、前記交流電動機の前記トルク指令値に対するトルク偏差に基づいて前記矩形波電圧の電圧位相を制御するように構成された第２のモータ制御部をさらに備え、
   前記第１および前記第２のモータ制御部のそれぞれによる設定値の和に従って、前記電圧位相の指令値は設定される、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
6. 前記交流電動機は、電動車両に搭載されて当該電動車両の車両駆動力を発生するように構成される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

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