JP2009219241A - 電動機駆動装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータにより電動機を駆動する構成の電動機駆動装置において、コイル巻線間の相間絶縁破壊に至る部分放電の発生を防止するようにインバータを制御可能な電動機駆動装置および制御方法を提供する。
【解決手段】制御装置３０は、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲに従ったトルクを出力できるような交流電圧が各相コイル巻線２０Ｕ，２０Ｖおよび２０Ｗに印加されるように、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を制御する。制御装置３０は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をそれぞれオン／オフさせるドライブ回路において、交流電圧の極性反転時における１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間でゲート抵抗を可変に設定する。極性反転時１番目のパルス電圧の立ち上がり時間を長くすることによって、各相コイル巻線のギャップ間での部分放電の発生が抑制される。
【選択図】図１

Description

この発明は、電動機駆動装置およびその制御方法に関し、より特定的には、インバータにより電動機を駆動する構成の電動機駆動装置における相間絶縁破壊防止技術に関する。

車両駆動用の電動機（モータ）を駆動制御するための電力変換装置として、たとえば特開平１０−１２７０６４号公報（特許文献１）は、直流電源電圧を、正（高電位）、中（零電位）および負（低電位）の３つの電圧レベルを有する交流相電圧に変換する電力変換装置を開示する。

これによれば、電力変換装置は、ＰＷＭ制御として、出力電圧の一周期にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モードと、出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを出力するユニポーラ変調モードとを有しており、力行または回生運転モードに応じて、ダイポーラ変調モードを使い分ける手段を備えている。これによれば、装置の運転モードに応じてダイポーラ変調モードを選択的に使用不可能とすることにより、スイッチング損失を平均的に低減することができる。特許文献１は、このようにして、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置全体の小型軽量化と装置の高効率化とを図っている。
特開平１０−１２７０６４号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の電力変換装置では、ユニポーラ変調モードの実行中において、電動機のコイル巻線の空隙（ギャップ）に部分放電が発生し易いという問題がある。

すなわち、電動機のコイル巻線においては、巻線／コア間の対地絶縁のみならず、相間絶縁が問題となる。特に、コイル巻線のギャップで部分放電が発生することを起点として、絶縁材の劣化が進行することにより最終的には相間絶縁が短絡して機器故障に至ってしまう可能性がある。

この部分放電は、電動機の動作環境によってその起こり易さが異なっている。特に、ユニポーラ変調モードのように、コイル巻線に印加される交流電圧の極性が反転する場合には、コイル巻線表面（厳密には絶縁膜表面）に誘起される表面電荷によって、コイル巻線間の空隙部（ギャップ）に生じる電界が強められることにより、当該ギャップに部分放電が発生し易くなる。しかしながら、上記特許文献１には、相間絶縁破壊に至る可能性がある部分放電を防止するための電動機の駆動制御については何ら言及されていない。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータにより電動機を駆動する構成の電動機駆動装置において、コイル巻線間の相間絶縁破壊に至る部分放電の発生を防止するようにインバータを制御可能な電動機駆動装置および制御方法を提供することである。

この発明によれば、電動機駆動装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって交流電圧を発生する電力変換装置と、電力変換装置からの交流電圧が印加されるコイル巻線を有する電動機と、電力変換装置のスイッチング動作を制御する制御装置とを備える。制御装置は、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時における電圧変化率が相対的に小さくなるように、電力変換装置のスイッチング動作を制御する。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含む。制御装置は、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルス電圧の極性反転時における立ち上がり時間が相対的に長くなるように、インバータのスイッチング動作を制御する。

好ましくは、インバータは、各電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含む。制御装置は、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルスの極性反転時において、経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含む。制御装置は、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルスの立ち上がり時間が相対的に長くなるように、インバータのスイッチング動作を制御する。

好ましくは、インバータは、各電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含む。制御装置は、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、インバータへの入力電圧を可変制御可能に構成された直流電源とを含む。制御装置は、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時における入力電圧が相対的に低くなるように、直流電源のスイッチング動作を制御する。

好ましくは、直流電源は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって蓄電機構からの直流電圧を電圧変換するコンバータと、蓄電機構とインバータとの間にコンバータをバイパスするように電流経路を形成するためのバイパス用スイッチング素子とを含む。制御装置は、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時において、バイパス用スイッチング素子をオンする。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、コイル巻線に対してインバータと並列に接続され、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、コイル巻線にパルスを印加可能に構成されたパルス発生装置をさらに備える。制御装置は、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時において、交流電圧が零電位であるときに、交流電圧よりも相対的に小さい電圧振幅を有するパルスをコイル巻線に印加するように、パルス発生装置を制御する。

この発明の別の局面に従えば、電力用半導体素子のスイッチング動作によって交流電圧を発生する電力変換装置と、電力変換装置からの交流電圧が印加されるコイル巻線を有する電動機とを備えた電動機駆動装置の制御方法は、交流電圧を取得するステップと、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時における電圧変化率が相対的に小さくなるように、電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップとを備える。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含む。電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルス電圧の極性反転時における立ち上がり時間が相対的に長くなるように、インバータのスイッチング動作を制御する。

好ましくは、インバータは、各電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含む。インバータのスイッチング動作を制御するステップは、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルスの極性反転時において、経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含む。電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、両極性パルス電圧の立ち上がり時間が相対的に長くなるように、インバータのスイッチング動作を制御する。

好ましくは、インバータは、各電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含む。インバータのスイッチング動作を制御するステップは、所定の電圧振幅が所定値を超えるときには、経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、インバータへの入力電圧を可変制御可能に構成された直流電源とを含む。電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時における入力電圧が相対的に低くなるように、直流電源のスイッチング動作を制御する。

好ましくは、直流電源は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって蓄電機構からの直流電圧を電圧変換するコンバータと、蓄電機構とインバータとの間にコンバータをバイパスするように電流経路を形成するためのバイパス用スイッチング素子とを含む。直流電源のスイッチング動作を制御するステップは、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時において、バイパス用スイッチング素子をオンする。

好ましくは、電力変換装置は、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、コイル巻線に対してインバータと並列に接続され、電力用半導体素子のスイッチング動作によって、コイル巻線にパルスを印加可能に構成されたパルス発生装置をさらに備える。電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、交流電圧が所定値を超えるときには、交流電圧の極性反転時において、交流電圧が零電位であるときに、交流電圧よりも相対的に小さい電圧振幅を有するパルスをコイル巻線に印加するように、パルス発生装置を制御する。

この発明によれば、インバータにより電動機を駆動する構成の電動機駆動装置において、コイル巻線間の相間絶縁破壊に至る部分放電の発生を防止するようにインバータを制御することができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電動機駆動装置１００の構成を説明する概略ブロック図である。

図１を参照して、この発明の実施の形態１による電動機駆動装置１００は、蓄電機構Ｂと、電圧センサ１０，１３と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、昇降圧コンバータ１２と、放電抵抗Ｒ１と、平滑コンデンサＣ２と、インバータ１４と、電流センサ２４と、交流モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、たとえばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

蓄電機構Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成され、電源ライン６およびアースライン５の間に直流電圧を出力する。電圧センサ１０は、蓄電機構Ｂから出力される直流電圧（バッテリ電圧）Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、蓄電機構Ｂの正極端子および電源ライン６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電機構Ｂの負極端子およびアースライン５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇降圧コンバータ１２は、一例として、昇降圧チョッパ回路により構成され、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子とも称する）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源ライン７とアースライン５との間に直列接続される。リアクトルＬ１は、電源ライン６とスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードとの間に接続される。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタ／コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。この実施の形態におけるスイッチング素子としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。

平滑コンデンサＣ２は、電源ライン７およびアースライン５の間に接続される。また、電源ライン７およびアースライン５の間には、電動機駆動装置１００の停止時等において平滑コンデンサＣ２の残留電荷を抜くための放電抵抗Ｒ１が、平滑コンデンサＣ２に並列に接続される。

インバータ１４は、電源ライン７およびアースライン５の間に並列に接続される、Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７から成る。各相アームは、電源ライン７およびアースライン５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ／エミッタ間には、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。より具体的には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、その制御電極への電気的入力に応じてオンまたはオフされる。たとえば、ＩＧＢＴは、ゲート（制御電極）の電圧に応じてオンまたはオフされる。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の制御電極（ゲート）へは、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が、図示しないドライブ回路を経て入力される。

各相アーム１５〜１７の中間点は、交流モータＭ１のＵ相コイル巻線２０Ｕ、Ｖ相コイル巻線２０ＶおよびＷ相コイル巻線２０Ｗの一端側とそれぞれ電気的に接続される。たとえば、交流モータＭ１は、Ｕ相コイル巻線２０Ｕ、Ｖ相コイル巻線２０ＶおよびＷ相コイル巻線２０Ｗが中性点に共通接続されて構成された、３相永久磁石モータである。Ｕ相コイル巻線２０Ｕ、Ｖ相コイル巻線２０ＶおよびＷ相コイル巻線２０Ｗは、本発明における「コイル巻線」に対応する。また、交流モータＭ１は、本発明における「電動機」に対応する。

交流モータＭ１には、電流センサ２４が設けられる。電流センサ２４は、３相分のモータ電流ＭＣＲＴ（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）を検出し、検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ送出する。なお、三相電流の瞬時値の和は零であるので、電流センサ２４は２相分のモータ電流を検出するように配設すれば足りる。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電機構Ｂから供給された直流電圧を昇圧してインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比はこれらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して蓄電機構Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティー比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ２は、昇降圧インバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨ、すなわち、昇降圧コンバータ１２の出力電圧（インバータ１４の入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した電圧ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。

また、インバータ１４は、電動機駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣ２を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１３から電圧ＶＨを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。制御装置３０は、これらの入力信号に基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

このとき、制御装置３０は、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲに従ったトルクを出力できるような交流電圧が各相コイル巻線２０Ｕ，２０Ｖおよび２０Ｗに印加されるように、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を制御する。すなわち、制御装置３０は、このようなスイッチング動作に対応するようなスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。以下では、各相コイル巻線２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗに印加される交流電圧を、「モータ駆動電圧」とも称する。

なお、制御装置３０により生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８は、図示しないドライブ回路へ与えられる。ドライブ回路は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をそれぞれオンまたはオフさせるためのゲート電圧を発生する。

図２は、図１における制御装置３０のブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティー比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１３から昇圧コンバータ１２の出力電圧ＶＨ、すなわち、インバータ１４の入力電圧を受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相コイル巻線に印加する電圧（モータ駆動電圧）の操作量（以下、電圧指令とも称する）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、実際にインバータ１４の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。

これにより、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相コイル巻線に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する。

コンバータ用デューティー比演算部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂ（以下、バッテリ電圧Ｖｂとも称す）を受けると、電圧センサ１３からの出力電圧ＶＨを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに設定するためのデューティ比を演算する。そして、コンバータ用デューティー比演算部５２は、その演算したデューティー比をコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４へ出力する。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティ比に基づいて昇降圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して昇降圧コンバータ１２へ出力する。

なお、昇降圧コンバータ１２の下側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを大きくすることによりリアクトルＬ１の電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比を制御することで、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、蓄電機構Ｂの出力電圧を下限として、スイッチング素子の素子耐圧などを基に設定された上限値までの任意の電圧に制御可能である。

そして、このような昇降圧コンバータ１２の制御を行なうことによってインバータ１４の入力電圧ＶＨを交流モータＭ１の動作状態に応じて可変させることにより、電動機駆動装置１００で発生する損失（モータ損失、インバータ損失および昇圧コンバータ損失を含む）を最小限に抑え、モータ駆動効率を高めることができる。

そして、インバータ１４は、蓄電機構Ｂの出力電圧以上の高電圧に変換された入力電圧ＶＨを、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって交流電圧（モータ駆動電圧）に変換して交流モータＭ１を駆動する。

図３は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により発生する交流電圧（モータ駆動電圧）Ｖｍの出力波形図である。

図３を参照して、モータ駆動電圧Ｖｍは、半周期ごとに極性が反転する両極性パルス電圧である。半周期中における同一極性のパルス電圧は、所定の電圧振幅と所定のパルス幅とを有している。このときの所定の電圧振幅は、上述した交流モータＭ１の各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じた大きさとなる。また、所定のパルス幅は、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成するためのキャリア信号のキャリア周波数に応じたものとなる。

そして、図３に示すモータ駆動電圧Ｖｍが交流モータＭ１の各相コイル巻線に印加されると、各相コイル巻線では、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時において、コイル巻線間の空隙（ギャップ）に部分放電が発生する可能性がある。その結果、コイル巻線の導線を被膜する絶縁材の劣化が進行することにより、最終的には相間絶縁が短絡して機器故障に至ってしまうケースが起きてしまう。

図４は、図３のモータ駆動電圧Ｖｍが各相コイル巻線に印加されたときの部分放電の測定波形を示す図である。なお、図４には、モータ駆動電圧Ｖｍが図３の領域ＲＧＮ１内の特性を示すときに測定される部分放電の波形を抽出して示される。

図４を参照して、モータ駆動電圧Ｖｍは、上述したように、半周期中において所定の電圧振幅およびパルス幅を有する同一極性のパルス電圧から構成されている。なお、モータ駆動電圧Ｖｍは、時刻ｔ１以前においては負電位に設定されており、零電位を経由した後、時刻ｔ１において正電位に設定される。

そして、このモータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧が立ち上がるタイミングである時刻ｔ１において、コイル巻線間のギャップには部分放電が発生している。このときの部分放電は、時刻ｔ１よりも後であって、２番目以降のパルス電圧が立ち上がるタイミングである時刻ｔ２，ｔ３等で発生する微小放電に比べて著しく大きくなっている。

このようにモータ駆動電圧の極性反転時には、極性反転前および極性反転後と比較して、相対的に部分放電が発生し易くなっている。これは、モータ駆動電圧の極性反転時には、コイル巻線表面に誘起される電荷（表面電荷）が発生し易く、コイル巻線のギャップに表面電荷により生じる電界が相対的に強められることに起因する。

特に、図４のようにモータ駆動電圧Ｖｍがパルス電圧である場合には、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転が短時間に行なわれるため、極性反転前において相対的に正電位に設定された一方のコイル巻線の導線の絶縁膜表面に誘起された表面電荷が拡散できずに残った状態で、反転時において新たに負電位から正電位に設定された他方のコイル巻線の導線の絶縁膜表面に表面電荷が誘起され始める。これにより、コイル巻線間のギャップに表面電荷によって生じる電界により、コイル巻線間のギャップ電圧が高められる。この結果、絶縁を構成している間隔が短い当該ギャップ部分に放電（部分放電）が発生し易くなる。すなわち、ギャップに表面電荷によって生じる電界が強くなることによって、部分放電開始電圧が低下する。これにより、絶縁膜の劣化が進行することによって、最終的には相間絶縁が短絡して絶縁寿命が短くなってしまう可能性がある。

図５は、モータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係を示す図である。

図５を参照して、交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命は、モータ駆動電圧Ｖｍが低くなるに従って長くなる傾向を示している。これは、各相コイル巻線間のギャップに発生する部分放電が、モータ駆動電圧Ｖｍの大きさに応じて、３つの発生パターンに大別されることに起因する。

具体的には、モータ駆動電圧Ｖｍが相対的に高い場合には、各相コイル巻線間のギャップには、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時だけでなく、同一極性の全てのパルス電圧の立ち上がり時において部分放電が発生している。その結果、各相コイル巻線の絶縁寿命は、相対的に短くなっている。

これに対して、モータ駆動電圧Ｖｍが相対的に低い場合には、各相コイル巻線間のギャップには微小放電が発生するに留まっており、その結果、各相コイル巻線の絶縁寿命は相対的に長くなっている。

そして、モータ駆動電圧Ｖｍがこれら２つの電圧レベルの間にある場合には、図４で述べたように、各相コイル巻線間のギャップにはモータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時において部分放電が発生する。なお、交流モータＭ１の通常運転時には、このような極性反転時の部分放電が比較的多く発生する。

ここで、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時におけるギャップでの部分放電を発生し難くするためには、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時にコイル巻線の絶縁膜表面に誘起された表面電荷が拡散する時間を確保する必要がある。これには、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転を緩やかにすることが有効である。すなわち、極性反転時のモータ駆動電圧Ｖｍの電圧変化率を小さくすることによって、ギャップに表面電荷によって生じる電界を弱くすることができる。その結果、部分放電開始電圧の低下を防止できる。

そこで、実施の形態１では、このようなモータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における電圧変化率を小さくするための方策として、極性反転時における１番目のパルス電圧（図４の領域ＲＧＮ２参照）の立ち上がり時間が、後続する残余のパルス電圧よりも相対的に長くなるように、インバータ１４のスイッチング動作を制御する構成とする。

図６は、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧および当該パルス電圧が交流モータＭ１の各相コイル巻線に印加されたときに発生する部分放電の測定波形である。

図６において、ラインＬＮ１およびＬＮ３はそれぞれ、通常のスイッチング制御により発生したモータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧および部分放電の測定波形を示している。一方、図中のラインＬＮ２およびＬＮ４はそれぞれ、極性反転時のモータ駆動電圧Ｖｍの電圧変化率を小さくする制御を行なうことにより発生した極性反転時における１番目のパルス電圧および部分放電の測定波形を示している。

図６からは、極性反転時における１番目のパルス電圧の立ち上がり時間を長くすることによって、各相コイル巻線のギャップ間では部分放電の発生が抑えられているのが分かる。すなわち、コイル巻線のギャップに残存する表面電荷により生じる電界がギャップ電圧を強めて部分放電が発生し易くなるような状況が回避されている。これにより、部分放電の発生を抑制して、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することが可能となる。

なお、このような極性反転時における１番目のパルス電圧の立ち上がり時間を長くする構成は、実際には、スイッチング制御信号Ｓ８〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をそれぞれオンまたはオフさせるためのゲート電圧を発生するドライブ回路を、１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間でゲート抵抗を可変に設定可能な構成とすることにより実現することができる。

図７は、パルス電圧の立ち上がり時間を可変にするドライブ回路の一例を示す電気回路図である。

図７を参照して、ドライブ回路は、抵抗ＲＧ１，ＲＧ２と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と、電流供給ラインＢＬとを含む。抵抗ＲＧ１，ＲＧ２は、インバータ１４のスイッチング素子（たとえばＱ３とする）のベースに一端が接続され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のエミッタにそれぞれ他端が接続される。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、電流供給ラインＢＬにコレクタが接続され、抵抗ＲＧ１，ＲＧ２にそれぞれエミッタが接続され、制御装置３０からのスイッチング制御信号をそれぞれベースに受ける。

抵抗ＲＧ１，ＲＧ２については、抵抗ＲＧ１の抵抗値が抵抗ＲＧ２の抵抗値よりも大きい。したがって、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時には、抵抗値が相対的に大きい抵抗ＲＧ１を選択することにより、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８においては、ターンオンおよびターンオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧が相対的に緩やかな波形となる。この結果、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における立ち上がり時間が相対的に長くすることができる。

そして、モータ駆動電圧Ｖｍの極性が反転した後の２番目以降のパルス電圧については、抵抗値が相対的に小さい抵抗ＲＧ２を選択することにより、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８においては、ターンオンおよびターンオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧が相対的に急峻な波形となる。なお、抵抗ＲＧ２を、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８においてターンオンおよびターンオフ時に発生する損失を低減するのに最適な抵抗値とすることにより、図４に示すような立ち上がり波形が急峻なパルス電圧が生成される。その結果、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８においてターンオンおよびターンオフ時に発生する損失を低く保つことができる。

図８は、この発明の実施の形態１による電動機駆動装置１００におけるインバータ１４のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。図８に示したフローチャートに従う制御処理は、制御装置３０が予め格納されたプログラムを所定周期毎に実行することにより実現される。

図８を参照して、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０として機能する制御装置３０から各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を取得すると（ステップＳ０１）、これらの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が予め設定された所定の閾値Ｖｔｈ１以上であるか否かを判定する（ステップＳ０２）。なお、所定の閾値Ｖｔｈ１は、図５に示すモータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて、各相コイル巻線間のギャップに微小放電が発生するときのモータ駆動電圧Ｖｍを上回るように設定される。

電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１を下回る場合（ステップＳ０２にてＮＯの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、インバータ１４を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、通常のスイッチング制御を実行することにより、実際にインバータ１４の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ０４）。この場合、図７に示すドライブ回路においては抵抗ＲＧ２が選択されている。

これに対して、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１以上となる場合（ステップＳ０２にてＹＥＳの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧の立ち上がり時間が相対的に長くなるように、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ０３）。具体的には、制御装置３０は、図７に示すドライブ回路を用いて、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間でゲート抵抗を可変に設定する。この結果、部分放電の発生の防止により、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

なお、実施の形態１では、インバータ１４のスイッチング動作におけるゲート抵抗を、極性反転時１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間で可変に設定する構成としたが、ゲート抵抗に限定されることなく、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のゲート（制御電極）へ伝達される経路における遅延インピーダンスを、極性反転時１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間で可変設定すればよいことは明らかである。すなわち、当該伝達経路における抵抗成分（ゲート抵抗）に代えて、付加される容量値またはインダクタンス値を可変に設定する構成としても、同様の効果を得ることができる。

さらに、実施の形態１では、ゲート抵抗に代表される遅延インピーダンスの可変設定を、極性反転時１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧とに応じて２段階としたが、極性反転時１番目のパルス電圧については、さらに細分化して３以上の複数段階に遅延インピーダンスを可変設定してもよい。または、モータ駆動電圧Ｖｍの上昇に従って遅延インピーダンスが徐々に延長されるように、遅延インピーダンスを連続的に可変設定する構成としてもよい。これによれば、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に発生する損失を抑えつつ、部分放電の発生を効果的に防止することが可能となる。

［変更例］
図９は、この発明の実施の形態１の変更例による電動機駆動装置におけるインバータ１４のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。図９に示したフローチャートに従う制御処理は、制御装置３０が予め格納されたプログラムを所定周期毎に実行することにより実現される。

図９を参照して、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０として機能する制御装置３０から各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を取得すると（ステップＳ０１）、これらの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が予め設定された所定の閾値Ｖｔｈ２以上であるか否かを判定する（ステップＳ０２１）。なお、所定の閾値Ｖｔｈ２は、図５に示したモータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて、同一極性の全てのパルス電圧の立ち上がり時において部分放電が発生するときのモータ駆動電圧Ｖｍを下限値を含むように設定されている。

電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ２を下回る場合（ステップＳ０２１にてＮＯの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、インバータ１４を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、通常のスイッチング制御を実行することにより、実際にインバータ１４の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ０４）。この場合、図７に示すドライブ回路においては抵抗ＲＧ２が選択される。

これに対して、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ２以上となる場合（ステップＳ０２１にてＹＥＳの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０は、モータ駆動電圧Ｖｍを構成する同一極性の全てのパルス電圧の立ち上がり時間が相対的に長くなるように、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ０３１）。具体的には、制御装置３０は、図７に示すドライブ回路を用いて、同一極性の全てのパルス電圧に対して、ゲート抵抗を相対的に高い抵抗値に設定する。この結果、モータ駆動電圧Ｖｍが相対的に高く、部分放電がより発生し易い状況においても、部分放電の発生を確実に防止できるため、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

なお、本変更例のように、同一極性の全てのパルス電圧の立ち上がり時間が相対的に長くするには、ゲート抵抗を高くする構成以外に、インバータ１４の入力側に設けられる平滑コンデンサＣ２の容量および放電抵抗Ｒ１の抵抗値を調整することによっても行なうことができる。

［実施の形態２］
図１０は、この発明の実施の形態２に従う電動機駆動装置１００Ａの構成を説明する概略ブロック図である。

図１０を参照して、実施の形態２に従う電動機駆動装置１００Ａは、図１に示す電動機駆動装置１００と比較して、昇降圧コンバータ１２に代えて、昇降圧コンバータ１２Ａを備える点で異なる。電動機駆動装置１００Ａのその他の部分の構成は図１に示した電動機駆動装置１００と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

昇降圧コンバータ１２Ａは、昇降圧チョッパ回路により構成された昇降圧コンバータ１２に対して、電源ライン６および電源ライン７の間を、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ１を介さず直接的に接続するためのスイッチング素子Ｑｂをさらに含むものである。

スイッチング素子Ｑｂは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓｂによりオンまたはオフされる。スイッチング素子Ｑｂがオンされた場合には、蓄電機構Ｂからの直流電流はスイッチング素子Ｑｂを介して電源ライン１２Ａに流れる。そのため、リアクトルＬ１には電流が供給されないために昇圧動作が行なわれず、インバータ１４の入力電圧ＶＨは蓄電機構Ｂの出力電圧と略同じ電圧レベルとなる。

これに対して、スイッチング素子Ｑｂがオフされた場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比を制御することにより、インバータ１４の入力電圧ＶＨは、蓄電機構Ｂの出力電圧を下限とする任意の電圧に制御される。

なお、図１０の構成において、スイッチング素子Ｑｂは、本発明における「バイパス用スイッチング素子」に対応する。

図１１は、図１０における制御装置３０Ａのブロック図である。
図１１を参照して、制御装置３０Ａは、図２に示す制御装置３０と比較して、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４に代えて、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａを備える点で異なる。制御装置３０Ａのその他の部分の構成は図２に示した制御装置３０と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａは、コンバータ用デューティー比演算部５２からデューティー比を受け、電圧センサ１３からインバータ１４の入力電圧ＶＨを受け、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２から各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受ける。そして、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａは、デューティー比に基づいて昇降圧コンバータ１２Ａのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して昇降圧コンバータ１２Ａへ出力する。

さらに、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａは、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１以上であるか否かを判定する。電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１以上である場合には、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａは、バイパス用スイッチング素子を構成するスイッチング素子Ｑｂをオンするためのスイッチング制御信号Ｓｂを生成してスイッチング素子Ｑｂへ出力する。これにより、スイッチング素子Ｑｂがオンされ、インバータ１４の入力電圧ＶＨは、蓄電機構Ｂの出力電圧と略等しくなる。

このとき、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａは、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてモータ駆動電圧Ｖｍの極性が反転するタイミングを検知し、その検知したタイミングにおいて一時的にスイッチング制御信号Ｓｂを生成してスイッチング素子Ｑｂへ出力する。これにより、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時において、インバータ１４には、一時的に蓄電機構Ｂの出力電圧に略等しい電圧が入力されることになる。

図１２は、実施の形態２に従うスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により発生する交流電圧（モータ駆動電圧）Ｖｍの出力波形図である。

図１２を参照して、モータ駆動電圧Ｖｍは、先の実施の形態１と同様に、半周期ごとに極性が反転する両極性パルス電圧である。本実施の形態２では、上述したスイッチング素子Ｑｂのスイッチング制御により、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧の電圧振幅（図中の符号６０参照）が、後続する残余のパルス電圧の電圧振幅よりも相対的に小さくなっている。このことは、実質的に、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における電圧変化率が小さくなることに等しい。したがって、実施の形態２においても、各相コイル巻線のギャップ間に部分放電が発生するのが抑制され、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

図１３は、この発明の実施の形態２による電動機駆動装置１００Ａにおけるインバータ１４のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。図１３に示したフローチャートに従う制御処理は、制御装置３０Ａが予め格納されたプログラムを所定周期毎に実行することにより実現される。

図１３を参照して、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａとして機能する制御装置３０Ａは、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０Ａから各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を取得すると（ステップＳ０１）、これらの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が予め設定された所定の閾値Ｖｔｈ１以上であるか否かを判定する（ステップＳ０２）。なお、所定の閾値Ｖｔｈ１は、実施の形態１と同様に、図５に示すモータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて、各相コイル巻線間のギャップに微小放電が発生するときのモータ駆動電圧Ｖｍを上回るように設定される。

電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１を下回る場合（ステップＳ０２にてＮＯの場合）には、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａとして機能する制御装置３０Ａは、昇降圧コンバータ１２を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して、通常の電圧変換制御を実行することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する（ステップＳ０４２）。この場合、図１０に示す電動機駆動装置１００Ａにおいてはスイッチング素子Ｑｂはオフ状態に維持されている。

これに対して、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１以上となる場合（ステップＳ０２にてＹＥＳの場合）には、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４Ａとして機能する制御装置３０Ａは、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧の電圧振幅が相対的に小さくなるように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓｂを生成する（ステップＳ０３２）。具体的には、制御装置３０Ａは、スイッチング素子Ｑｂをオン／オフすることにより、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧と残余のパルス電圧との間で電圧振幅を可変に設定する。この結果、部分放電の発生の防止により、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

［実施の形態３］
図１４は、この発明の実施の形態３に従う電動機駆動装置１００Ｂの構成を説明する概略ブロック図である。

図１４を参照して、実施の形態３に従う電動機駆動装置１００Ｂは、図１に示す電動機駆動装置１００と比較して、交流モータＭ１に対してインバータ１４と並列に接続されるインバータ３１をさらに備える点で異なる。電動機駆動装置１００Ｂのその他の部分の構成は図１に示した電動機駆動装置１００と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

インバータ３１は、図示は省略するが、インバータ１４と同様の構成からなる。すなわち、インバータ３１は、電源ライン７およびアースライン５の間に並列に設けられたＵ相アーム、Ｖ相アームおよびＷ相アームからなる。各相アームは、直列接続されたスイッチング素子からなる。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイル巻線２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの各相端に接続されている。

インバータ３１は、平滑コンデンサＣ２から直流電圧ＶＨが供給されると、制御装置３０Ｂからのスイッチング制御信号Ｓ１３〜Ｓ１８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８（図示せず）のスイッチング動作により直流電圧ＶＨからパルス電圧を生成する。そして、その生成したパルス電圧を交流モータＭ１の各相コイル巻線に印加する。

これにより、交流モータＭ１の各相コイル巻線にはそれぞれ、インバータ１４から供給されるモータ駆動電圧Ｖｍに加えて、インバータ３１からのパルス電圧が印加されることになる。

図１５は、実施の形態３に従うインバータ１４，３１のスイッチング動作により交流モータＭ１の各相コイル巻線に印加される電圧の出力波形図である。

図１５を参照して、各相コイル巻線には、インバータ１４からのモータ駆動電圧Ｖｍが印加される。モータ駆動電圧Ｖｍは、先の実施の形態１と同様に、半周期ごとに極性が反転する両極性パルス電圧である。本実施の形態３では、このモータ駆動電圧Ｖｍの極性が反転するときに零電位を経由する期間において、インバータ３１からパルス電圧（図中の符号６２参照）がさらに印加される。

すなわち、インバータ３１は、モータ駆動電圧Ｖｍの半周期ごとにパルス電圧を発生するようにスイッチング動作が制御される。このパルス電圧の電圧振幅は、モータ駆動電圧Ｖｍを構成するパルス電圧の電圧振幅よりも小さい値に設定される。

そして、モータ駆動電圧Ｖｍとパルス電圧とを重ね合わせることにより、各相コイル巻線に印加される交流電圧は、総合的に、極性反転時の電圧立ち上がりが緩やかな波形となる。この結果、モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における電圧変化率を小さくすることができるため、実施の形態３においても、各相コイル巻線のギャップ間に部分放電が発生するのを抑制することができ、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

図１６は、この発明の実施の形態３による電動機駆動装置１００Ｂにおけるインバータ３１のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。図１６に示したフローチャートに従う制御処理は、制御装置３０Ｂが予め格納されたプログラムを所定周期毎に実行することにより実現される。

図１６を参照して、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０Ｂは、モータ制御用相電圧演算部４０として機能する制御装置３０Ｂから各相コイル巻線の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を取得すると（ステップＳ０１）、これらの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が予め設定された所定の閾値Ｖｔｈ１以上であるか否かを判定する（ステップＳ０２）。なお、所定の閾値Ｖｔｈ１は、実施の形態１と同様に、図５に示すモータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて、各相コイル巻線間のギャップに微小放電が発生するときのモータ駆動電圧Ｖｍを上回るように設定される。

電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１を下回る場合（ステップＳ０２にてＮＯの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０Ｂは、インバータ３１の運転を停止する（ステップＳ０４３）。具体的には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、インバータ３１を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の各々がスイッチング動作を停止（すべてオフ）するように、スイッチング制御信号Ｓ１３〜Ｓ１８を生成する。

これに対して、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が所定の閾値Ｖｔｈ１以上となる場合（ステップＳ０２にてＹＥＳの場合）には、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０Ｂは、モータ駆動電圧Ｖｍの極性が反転するときに零電位を経由する期間において、インバータ３１からパルス電圧が発生するように、スイッチング制御信号Ｓ１３〜Ｓ１８を生成してインバータ３１へ出力する（ステップＳ０３３）。

なお、ステップＳ０３３、Ｓ０４３の処理に並行して、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２として機能する制御装置３０Ｂは、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、実際にインバータ１４の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

これにより、交流モータＭ１の各相コイル巻線には、モータ駆動電圧Ｖｍとパルス電圧とが合成された交流電圧が印加される。この交流電圧は、モータ駆動電圧Ｖｍと比較して、極性反転時の電圧変化率が小さいことから、コイル巻線のギャップ間に部分放電が発生するのを抑制することができる。この結果、部分放電の発生の防止により、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、ハイブリッド車両に搭載された電源装置に適用することができる。

この発明の実施の形態１による電動機駆動装置の構成を説明する概略ブロック図である。 図１における制御装置のブロック図である。 スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により発生する交流電圧（モータ駆動電圧）Ｖｍの出力波形図である。 図３のモータ駆動電圧Ｖｍが各相コイル巻線に印加されたときの部分放電の測定波形を示す図である。 モータ駆動電圧Ｖｍと交流モータＭ１の各相コイル巻線の絶縁寿命との関係を示す図である。 モータ駆動電圧Ｖｍの極性反転時における１番目のパルス電圧、および当該パルス電圧が各相コイル巻線に印加されたときの部分放電の測定波形である。 パルス電圧の立ち上がり時間を可変にするドライブ回路の一例を示す電気回路図である。 この発明の実施の形態１に従う電動機駆動装置におけるインバータのスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態１の変更例に従う電動機駆動装置におけるインバータ１４のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態２に従う電動機駆動装置の構成を説明する概略ブロック図である。 図１０における制御装置のブロック図である。 実施の形態２に従うスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により発生する交流電圧Ｖｍの出力波形図である。 この発明の実施の形態２に従う電動機駆動装置におけるインバータのスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態３に従う電動機駆動装置の構成を説明する概略ブロック図である。 実施の形態３に従うインバータのスイッチング動作により交流モータの各相コイル巻線に印加される電圧の出力波形図である。 この発明の実施の形態３に従う電動機駆動装置におけるインバータ１４および３１のスイッチング制御処理を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

５ アースライン、６，７ 電源ライン、１０，１３ 電圧センサ、１２，１２Ａ 昇圧コンバータ、１４，３１ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２０Ｕ Ｕ相コイル巻線、２０Ｖ Ｖ相コイル巻線、２０Ｗ Ｗ相コイル巻線、２４ 電流センサ、３０，３０Ａ，３０Ｂ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ コンバータ用デューティー比演算部、５４，５４Ａ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、１００，１００Ａ，１００Ｂ 電動機駆動装置、Ｂ 蓄電機構、ＢＬ 電流供給ライン、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８，Ｑｂ スイッチング素子、Ｒ１ 放電抵抗、ＲＧ１，ＲＧ２ 抵抗、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (16)

1. 電力用半導体素子のスイッチング動作によって交流電圧を発生する電力変換装置と、
   前記電力変換装置からの交流電圧が印加されるコイル巻線を有する電動機と、
   前記電力変換装置のスイッチング動作を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記交流電圧が所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時における電圧変化率が相対的に小さくなるように、前記電力変換装置のスイッチング動作を制御する、電動機駆動装置。
2. 前記電力変換装置は、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含み、
   前記制御装置は、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルス電圧の極性反転時における立ち上がり時間が相対的に長くなるように、前記インバータのスイッチング動作を制御する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記インバータは、各前記電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含み、
   前記制御装置は、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルスの極性反転時において、前記経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する、請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記電力変換装置は、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含み、
   前記制御装置は、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルスの立ち上がり時間が相対的に長くなるように、前記インバータのスイッチング動作を制御する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
5. 前記インバータは、各前記電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含み、
   前記制御装置は、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する、請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記電力変換装置は、
   前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、
   前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記インバータへの入力電圧を可変制御可能に構成された直流電源とを含み、
   前記制御装置は、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時における前記入力電圧が相対的に低くなるように、前記直流電源のスイッチング動作を制御する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
7. 前記直流電源は、
   前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって蓄電機構からの直流電圧を電圧変換するコンバータと、
   前記蓄電機構と前記インバータとの間に前記コンバータをバイパスするように電流経路を形成するためのバイパス用スイッチング素子とを含み、
   前記制御装置は、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時において、前記バイパス用スイッチング素子をオンする、請求項６に記載の電動機駆動装置。
8. 前記電力変換装置は、
   前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、
   前記コイル巻線に対して前記インバータと並列に接続され、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記コイル巻線にパルスを印加可能に構成されたパルス発生装置をさらに備え、
   前記制御装置は、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時において、前記交流電圧が零電位であるときに、前記交流電圧よりも相対的に小さい電圧振幅を有するパルスを前記コイル巻線に印加するように、前記パルス発生装置を制御する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
9. 電力用半導体素子のスイッチング動作によって交流電圧を発生する電力変換装置と、前記電力変換装置からの交流電圧が印加されるコイル巻線を有する電動機とを備えた電動機駆動装置の制御方法であって、
   前記交流電圧を取得するステップと、
   前記交流電圧が所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時における電圧変化率が相対的に小さくなるように、前記電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップとを備える、電動機駆動装置の制御方法。
10. 前記電力変換装置は、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含み、
    前記電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルス電圧の極性反転時における立ち上がり時間が相対的に長くなるように、前記インバータのスイッチング動作を制御する、請求項９に記載の電動機駆動装置の制御方法。
11. 前記インバータは、各前記電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含み、
    前記インバータのスイッチング動作を制御するステップは、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルスの極性反転時において、前記経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する、請求項１０に記載の電動機駆動装置の制御方法。
12. 前記電力変換装置は、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータを含み、
    前記電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記両極性パルス電圧の立ち上がり時間が相対的に長くなるように、前記インバータのスイッチング動作を制御する、請求項９に記載の電動機駆動装置の制御方法。
13. 前記インバータは、各前記電力用半導体素子の制御電極に駆動制御信号を伝達する経路を含み、
    前記インバータのスイッチング動作を制御するステップは、前記所定の電圧振幅が前記所定値を超えるときには、前記経路の遅延インピーダンスを相対的に高く設定する、請求項１２に記載の電動機駆動装置の制御方法。
14. 前記電力変換装置は、
    前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、
    前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記インバータへの入力電圧を可変制御可能に構成された直流電源とを含み、
    前記電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時における前記入力電圧が相対的に低くなるように、前記直流電源のスイッチング動作を制御する、請求項９に記載の電動機駆動装置の制御方法。
15. 前記直流電源は、
    前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって蓄電機構からの直流電圧を電圧変換するコンバータと、
    前記蓄電機構と前記インバータとの間に前記コンバータをバイパスするように電流経路を形成するためのバイパス用スイッチング素子とを含み、
    前記直流電源のスイッチング動作を制御するステップは、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時において、前記バイパス用スイッチング素子をオンする、請求項１４に記載の電動機駆動装置の制御方法。
16. 前記電力変換装置は、
    前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記交流電圧として、所定の電圧振幅および所定のパルス幅を有する両極性パルス電圧を発生するインバータと、
    前記コイル巻線に対して前記インバータと並列に接続され、前記電力用半導体素子のスイッチング動作によって、前記コイル巻線にパルスを印加可能に構成されたパルス発生装置をさらに備え、
    前記電力変換装置のスイッチング動作を制御するステップは、前記交流電圧が前記所定値を超えるときには、前記交流電圧の極性反転時において、前記交流電圧が零電位であるときに、前記交流電圧よりも相対的に小さい電圧振幅を有するパルスを前記コイル巻線に印加するように、前記パルス発生装置を制御する、請求項９に記載の電動機駆動装置の制御方法。

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