JP2009011073A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の発振周波数が高くなっても、２次巻線を流れる２次電流のオンデューティを一定に維持して、高精度な定電流垂下特性を実現するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】２時電流オン期間検出回路６が、補助巻線１１３に発生するフライバック電圧から検出した２次電流のオフタイミングを示す信号を生成し、２次電流検出遅れ時間補正回路７が、スイッチング素子１がターンオフしてから所定期間が経過したタイミングを示す信号を生成し、２次電流オンデューティ制御回路８が、２次電流オン期間検出回路６が生成する信号と、２次電流検出遅れ時間補正回路７が生成する信号に基づき、２次電流のオンデューティが一定となるようにスイッチング素子１をターンオンさせるクロック信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電流垂下特性を実現するスイッチング電源装置に関する。

例えば、充電器用の電源装置には、２次側に出力電圧検出回路と定電流制御回路とフォトカプラを設けて、定電圧制御と定電流垂下特性を実現した小型のスイッチング電源装置が一般的に用いられている。

また、２次側に出力電圧検出回路と定電流制御回路とフォトカプラを設けずに、１次側でこれらの機能を実現することで、さらなる小型化を図ったスイッチング電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

この従来のスイッチング電源装置は、トランスの補助巻線に発生するフライバック電圧の立ち下がりタイミングを検出することで、トランスの２次巻線を流れる２次電流が流れ終わるタイミング（２次電流のオフタイミング）を検出し、これにより、スイッチング素子がターンオフすると流れ始める２次電流が流れている期間（２次電流のオン期間）を検出しており、このように検出した２次電流のオン期間を示す信号（２次デューティ制御信号）Ｖ２＿ｏｎを生成し、この信号Ｖ２＿ｏｎのデューティレシオＤ２ｏｎ´が一定になるようにスイッチング素子の発振周波数（スイッチング周波数）を制御することで、２次電流のデューティレシオＤ２ｏｎを一定にして、定電流垂下特性を実現している。

なお、２次電流のデューティレシオＤ２ｏｎは、２次電流のオン期間をｔ２ｏｎ、スイッチング素子の発振周期をＴとすると、
Ｄ２ｏｎ=ｔ２ｏｎ／Ｔ
となる。

この従来のスイッチング電源装置の定電流領域における動作について、図６を用いて説明する。図６は、従来のスイッチング電源装置の定電流領域における各信号波形のタイミングチャートを示している。図６に示す各波形は上から順に、スイッチング素子を流れるドレイン電流Ｉｄｓの波形、補助巻線に発生するフライバック電圧ＴＲの波形、２次デューティ制御信号Ｖ２＿ｏｎの波形、２次電流Ｉ２ｐの波形を示す。

従来のスイッチング電源装置は、補助巻線に発生するフライバック電圧ＴＲの波形の立ち下りタイミングを検出して、ドレイン電流Ｉｄｓの波形がオフしてからフライバック電圧ＴＲの波形が立ち下るまでハイレベルとなり、その立ち下りタイミングから、スイッチング素子が次にターンオンして再度ターンオフするまでローレベルとなる２次デューティ制御信号Ｖ２＿ｏｎを生成し、この信号Ｖ２＿ｏｎのデューティレシオＤ２ｏｎ´が一定となるようにスイッチング周波数を制御することで、２次電流Ｉ２ｐのデューティレシオＤ２ｏｎを一定にしていた。

なお、Ｄ２ｏｎ´は、ドレイン電流Ｉｄｓの波形がオフしてからフライバック電圧ＴＲの波形が立ち下るまでの期間をｔｒｏｎ、スイッチング素子の発振周期をＴとすると、
Ｄ２ｏｎ´=ｔｒｏｎ／Ｔ
となる。

しかしながら、このようにＤ２ｏｎ´が一定となるようにスイッチング素子の発振周波数を制御するのみでは、高精度な定電流垂下特性を実現できない。以下、その理由について説明する。

補助巻線に発生するフライバック電圧ＴＲは、２次電流Ｉ２ｐが流れ終わってから低下し始め、その波形は、トランスのインダクタンスとスイッチング素子の容量とによる共振波形になるので、なだらかである。また、フライバック電圧ＴＲの立ち下りタイミングを検出する設定電圧は、入力電圧変動に対応するために、通常は低い電圧に設定される。したがって、２次電流Ｉ２ｐの流れ終わりから、フライバック電圧ＴＲの立ち下りタイミングの検出までに検出遅れ時間Δｔｒが発生する。

この検出遅れ時間Δｔｒは出力によらず一定であり、トランスのインダクタンスＬと、スイッチング素子を構成するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間容量Ｃとで定義され、（ＬＣ）^１／２に比例する。一方、Ｄ２ｏｎ´が一定となるようにスイッチング周波数を制御する定電流領域では、出力電圧が高いほどスイッチング周波数が高くなる。したがって、定電流領域では、出力電圧が高くなるほど、検出遅れ時間Δｔｒによる影響で、２次電流Ｉ２ｐのデューティレシオＤ２ｏｎが小さくなる。その結果、出力電流が小さくなる。

図７に、従来のスイッチング電源装置における出力特性を示す。図７に示すように、従来のスイッチング電源装置では、定電流領域において、出力電圧Ｖｏが高いほど、スイッチング周波数が高くなり、検出遅れ時間Δｔｒの影響により出力電流Ｉｏが小さくなる。逆に、出力電圧Ｖｏが低いほど、スイッチング周波数が低くなり、検出遅れ時間Δｔｒの影響が小さくなり、Ｄ２ｏｎがＤ２ｏｎ´に近づき、出力電流Ｉｏが大きくなる。

以上のように、Ｄ２ｏｎ´を一定に制御しても、２次電流Ｉ２ｐのデューティレシオＤ２ｏｎは負荷によって変動する。そのため、出力電流Ｉｏが負荷によって変動することになり、高精度な定電流垂下特性を得ることができなくなる。

また、スイッチング電源の小型化のためにはスイッチング周波数の高周波化が有効であるが、上述したように、従来のスイッチング電源装置では検出遅れ時間Δｔｒの影響を排除できず、高周波化するほど高精度な定電流特性を得ることができないため、より一層の小型化を図ることが難しかった。
欧州特許出願公開第１２１１７９４号明細書

本発明は、上記問題点に鑑み、スイッチング素子の発振周波数が高くなっても、２次巻線を流れる２次電流のオンデューティを一定に維持して、高精度な定電流垂下特性を実現するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、
１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線に接続するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子がターンオフすると前記２次巻線を流れる２次電流が流れ終わるタイミングを、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記トランスの各巻線に発生する電圧から検出し、その検出した２次電流のオフタイミングを示す信号を生成する２次電流オン期間検出回路と、
前記スイッチング素子がターンオフしてから所定期間が経過したタイミングを示す信号を生成する２次電流検出遅れ時間補正回路と、
前記２次電流オン期間検出回路が生成する信号と、前記２次電流検出遅れ時間補正回路が生成する信号に基づき、前記２次電流が流れている第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、を備える
ことを特徴とする。

また、本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オンデューティ制御回路は、前記２次電流検出遅れ時間補正回路が生成する信号により、前記所定期間、ディセーブル状態となることを特徴とする。

また、本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オンデューティ制御回路は、前記所定期間が経過してから、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングまでの期間をｔｒｏｎ、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングから、次に前記スイッチング素子がターンオフするまでの期間をｔｒｏｆｆとした場合に、ｔｒｏｎとｔｒｏｆｆとの比が一定となるように、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振することを特徴とする。

また、本発明の請求項４記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流検出遅れ時間補正回路は、前記２次電流オン期間検出回路の検出遅れ時間をΔｔｒ、前記所定期間をΔｔ、前記所定期間Δｔが経過してから、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングまでの期間をｔｒｏｎ、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングから、次に前記スイッチング素子がターンオフするまでの期間をｔｒｏｆｆ、ｔｒｏｎとｔｒｏｆｆとの比をαとした場合に、
Δｔ＝Δｔｒ（１＋α）／α
の関係を満たすように、前記所定期間が設定されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項５記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、さらに、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、そのクロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、前記ＰＦＭ制御回路が発振するクロック信号と前記２次電流オンデューティ制御回路が発振するクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の請求項６記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流のオフタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記１次巻線に最初に現れる電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする。

また、本発明の請求項７記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記トランスは、さらに補助巻線を有し、前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流のオフタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記補助巻線に最初に現れる電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする。

また、本発明の請求項８記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし７のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成された半導体素子であることを特徴とする。

また、本発明の請求項９記載のスイッチング電源装置は、請求項８記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流検出遅れ時間補正回路の一部が、前記半導体素子の外部部品により構成され、前記外部部品により、前記所定期間の設定が可能であることを特徴とする。

また、本発明の請求項１０記載のスイッチング電源装置は、請求項８もしくは９のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記半導体素子は、外部接続端子として、少なくとも、前記スイッチング素子の高電圧入力端子と、前記スイッチング素子の出力端子と、前記２次電流オン期間検出回路の入力端子と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の請求項１１記載のスイッチング電源装置は、請求項８もしくは９のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記半導体素子は、外部接続端子として、前記スイッチング素子の高電圧入力端子と、前記スイッチング素子の出力端子とを少なくとも備え、前記スイッチング素子の高電圧入力端子が前記２次電流オン期間検出回路の入力端子を兼ねることを特徴とする。

本発明の好ましい形態によれば、スイッチング素子の発振周波数が高くなっても、２次巻線を流れる２次電流のオンデューティを一定に維持して、高精度な定電流垂下特性を実現することができる。したがって、２次側に出力電圧検出回路や、定電流制御回路、フォトカプラを設けることなく、少ない部品点数で高精度な充電器用スイッチング電源を構成でき、充電器用スイッチング電源の低コスト化、小型化を実現できる。

以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。

図１において、スイッチング電源制御用の半導体装置（レギュレーション回路）１００は、内部に、パワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１と、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する制御回路を備える。また、外部接続端子として、スイッチング素子１の高電圧入力端子（ＤＲＡＩＮ端子）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子）、後述する２次電流オン期間検出回路の入力端子である２次電流オフタイミング検出端子（ＴＲ端子）、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）の４端子を備える。

トランス１１０は、１次巻線１１１と、２次巻線１１２と、補助巻線１１３とを備える。１次巻線１１１と２次巻線１１２は極性が逆であり、当該スイッチング電源装置はフライバック型となっている。また、補助巻線１１３と２次巻線１１２は極性が同じであり、補助巻線１１３には、スイッチング素子１のスイッチング動作によって２次巻線１１２に発生する交流電圧（２次側交流電圧）に比例する交流電圧（補助側交流電圧）が発生する。

１次巻線１１１は半導体装置１００のＤＲＡＩＮ端子に接続しており、制御回路は、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、１次巻線１１１を介してスイッチング素子１に入力される第１の直流電圧（入力電圧）ＶＩＮをスイッチング制御し、２次巻線１１２および補助巻線１１３に交流電圧を発生させる。第１の直流電圧ＶＩＮは、例えば商用の交流電源が整流且つ平滑化されたものである。

２次巻線１１２には、ダイオード１２１とコンデンサ１２２とからなる出力電圧生成部が接続している。出力電圧生成部は、スイッチング素子１のスイッチング動作によって２次巻線１１２に発生する２次側交流電圧を整流且つ平滑化して第２の直流電圧（出力電圧）Ｖｏに変換し、その電圧Ｖｏを負荷１３０に供給する。

補助巻線１１３には、ダイオード１４１とコンデンサ１４２とからなる整流平滑化回路が接続している。この整流平滑化回路は、スイッチング素子１のスイッチング動作によって補助巻線１１３に発生する補助側交流電圧を整流且つ平滑化して補助電源電圧ＶＣＣに変換し、その電圧ＶＣＣを半導体装置１００のＶＣＣ端子に供給する。補助電源電圧ＶＣＣは出力電圧Ｖｏに比例しており、この整流平滑化回路は、出力電圧検出部として活用される。さらに、この整流平滑化回路は、後述するレギュレータ１５によって、半導体装置１００の補助電源部としても活用される。

また補助巻線１１３には、２つの抵抗器１５１、１５２が接続しており、抵抗器１５１、１５２の接続点には半導体装置１００のＴＲ端子が接続している。したがって、ＴＲ端子には、補助側交流電圧を分圧した電圧（ＴＲ端子電圧ＶＴＲ）が印加される。後述するように、半導体装置１００は、スイッチング素子１がターンオフしてから２次巻線１１２を流れ始める電流（２次電流）が流れ終わるタイミング（２次電流のオフタイミング）として、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りのタイミングを検出する。

続いて、半導体装置１００が備える制御回路について説明する。この制御回路は、スイッチング素子１のターンオフのタイミングを決定するターンオフ制御機能、スイッチング素子１のターンオンのタイミングを決定するターンオン制御機能、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御するスイッチング制御機能、スイッチング素子１のターンオン時のスパイク電流によってスイッチング素子１がターンオフするのを防止する誤動作防止機能、並びに当該制御回路の内部電源電圧ＶＤＤを制御する内部電源電圧制御機能に大別される。さらに、ターンオン制御機能は、ＰＦＭ制御による定電圧制御機能、ある負荷範囲において出力電流Ｉｏを一定に制御する定電流制御機能、並びに定電圧制御機能および定電流制御機能によって発振される第１と第２のクロック信号のうちの一方を選択するとクロック信号選択機能に大別される。以下、ターンオフ制御機能、定電圧制御機能、定電流制御機能、クロック信号選択機能、スイッチング制御機能、誤動作防止機能、内部電源電圧制御機能の順に説明する。

まず、ターンオフ制御機能について説明する。この機能は、ドレイン電流検出回路２とドレイン電流制限回路３により実現する。ドレイン電流検出回路２はＤＲＡＩＮ端子に接続しており、スイッチング素子１に流れるドレイン電流Ｉｄｓを検出し、その電流値に応じた電圧となるドレイン電流検出信号ＶＣＬを生成する。

ドレイン電流制限回路３は、予め設定された基準電圧（過電流保護基準電圧）ＶＬＩＭＩＴとドレイン電流検出信号ＶＣＬとを比較して、ドレイン電流検出信号ＶＣＬが過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴに達すると、スイッチング素子１をターンオフさせるためのリセット信号を生成し、フリップフロップ回路１０をリセット状態にして、スイッチング素子１をターンオフさせる。

このように、ドレイン電流制限回路３は、ドレイン電流Ｉｄｓが過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴで決まる設定値に達すると、スイッチング素子１をターンオフさせる信号を生成する。よって、ドレイン電流Ｉｄｓのピーク値は、過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴで決まる設定値で一定となる。

続いて、ＰＦＭ制御による定電圧制御機能について説明する。この機能は、誤差増幅器４とＰＦＭ制御回路５により実現する。ＶＣＣ端子に入力される補助電源電圧ＶＣＣは、負荷１３０に供給する第２の直流電圧Ｖｏに比例しており、誤差増幅器４は、補助電源電圧ＶＣＣと安定化用基準電圧とを比較して、その差から誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成する。具体的には、負荷１３０が大きくなり、出力電圧Ｖｏが小さくなると、誤差電圧信号ＶＥＡＯの信号レベル（電圧）は大きくなる。逆に、負荷１３０が小さくなり、出力電圧Ｖｏが大きくなると、誤差電圧信号ＶＥＡＯの信号レベル（電圧）は小さくなる。

ＰＦＭ制御回路５は、内部に第１のクロック信号ｓｅｔ＿１を発振する発振器を備え、スイッチング素子１をターンオンさせるための第１のクロック信号ｓｅｔ＿１を発振する一方で、その第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数を、出力電圧Ｖｏが一定値で維持されるように、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（出力電圧Ｖｏ）に応じて変化させる。具体的には、誤差電圧信号ＶＥＡＯが大きくなると、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数を高くする。逆に、誤差電圧信号ＶＥＡＯが小さくなると、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数を低くする。この第１のクロック信号ｓｅｔ＿１が、定電圧領域におけるスイッチング素子１のターンオンのタイミングを制御しており、定電圧領域では、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１により当該スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。

続いて、定電流制御機能について説明する。この機能は、２次電流オン期間検出回路６、２次電流検出遅れ時間補正回路７、および２次電流オンデューティ制御回路８により実現する。この機能により、２次電流が流れている第１期間（２次電流のオン期間）と２次電流が流れていない第２期間（２次電流のオフ期間）とからなる第３期間、すなわちスイッチング素子１の発振周期に対する２次電流のオン期間のオンデューティ比（２次電流のデューティレシオ）が一定となるようにスイッチング素子１の発振周波数を制御して、ある負荷範囲において出力電流を一定に制御することができる。

２次電流オン期間検出回路６はＴＲ端子に接続しており、ＴＲ端子電圧ＶＴＲから２次電流のオフタイミングを検出する。また２次電流オン期間検出回路６は、後述するゲートドライバ１２が生成する駆動信号ＶＧａｔｅから２次電流が流れ始めるタイミング（２次電流のオンタイミング）を検出する。このようにして、２次電流オン期間検出回路６は、２次電流のオン期間を検出する。そして、２次電流オン期間検出回路６は、その検出した２次電流のオンタイミングとオフタイミングを示す信号、すなわち２次電流のオン期間を示す信号Ｖ２＿ｏｎを生成する。さらに、２次電流オン期間検出回路６は、信号Ｖ２＿ｏｎの反転信号Ｖ２＿ｏｆｆを生成する。ここでは、信号Ｖ２＿ｏｎは、検出した２次電流のオン期間に信号レベルがハイレベルとなる論理信号であり、検出した２次電流のオフタイミングにおいてローレベルに反転する。

すなわち、フライバック型のスイッチング電源装置では、スイッチング素子１のオン期間に、トランス１１０の１次巻線１１１に電流が流れてトランス１１０にエネルギが蓄えられ、スイッチング素子１のオフ期間に、トランス１１０に蓄えられたエネルギが放出されてトランス１１０の２次巻線１１２に電流（２次電流）が流れる。その後、２次電流がゼロになると、トランス１１０のインダクタンスとスイッチング素子１の寄生容量による共振現象が起こる。この共振現象がトランス１１０の各巻線に現れるので、本実施の形態では、ＴＲ端子を補助巻線１１３に接続して、２次電流オン期間検出回路６において、２次電流のオフタイミングとして、スイッチング素子１がターンオフした後に補助側交流電圧の波形に最初に現れる立ち下がりのタイミング（電圧の極性反転のタイミング）を検出する。

また、２次電流はスイッチング素子１がターンオフすると流れ始めるので、２次電流オン期間検出回路６は、２次電流のオンタイミングとして、ゲートドライバ１２が生成する駆動信号ＶＧａｔｅの立ち下りを検出する。

２次電流検出遅れ時間補正回路７は、２次電流オン期間検出回路６が生成する信号Ｖ２＿ｏｆｆを基に、スイッチング素子１がターンオフしてから所定期間が経過したタイミングを示す信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄを生成する。具体的には、２次電流検出遅れ時間補正回路７は、２次電流オン期間検出回路６が検出した２次電流のオフタイミングでハイレベルとなり、スイッチング素子１がターンオフしてから所定期間が経過したタイミングでローレベルとなる信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄを生成する。

２次電流オンデューティ制御回路８は、２次電流オン期間検出回路６が生成する信号Ｖ２＿ｏｎと、２次電流検出遅れ時間補正回路７が生成する信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄに基づき、２次電流のデューティレシオ（２次電流のオンデューティ）が所定値（一定値）に維持されるようにスイッチング素子１をターンオンさせるための第２のクロック信号ｓｅｔ＿２を発振する。

定電流領域では、この第２のクロック信号ｓｅｔ＿２が立ち上がる毎に、フリップフロップ回路１０がセット状態となり、スイッチング素子１がターンオンする。よって、定電流領域では、第２のクロック信号ｓｅｔ＿２によりスイッチング素子１の発振周波数が決まる。第２のクロック信号ｓｅｔ＿２の周波数は、負荷１３０に流れる電流が大きくなり２次電流のオン期間が長くなるにつれて低くなる。

続いて、クロック信号選択機能について説明する。この機能は、クロック信号選択回路９により実現する。クロック信号選択回路９は、ＰＦＭ制御回路５が発振する第１のクロック信号ｓｅｔ＿１と、２次電流オンデューティ制御回路８が発振する第２のクロック信号ｓｅｔ＿２のうち、周波数の低い方、つまり周期の長い方の信号を選択してフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力する。

したがって、クロック信号選択回路９は、２次電流のオンデューティが一定値に達していない定電圧領域では、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数の方が第２のクロック信号ｓｅｔ＿２の周波数よりも低いため、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１を選択する。一方、負荷１３０があるレベルより大きくなり、２次電流のオンデューティが一定値に達している定電流領域では、第２のクロック信号ｓｅｔ＿２の周波数の方が第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数よりも低くなるため、第２のクロック信号ｓｅｔ＿２を選択する。よって、２次側の負荷に応じて、定電圧制御と定電流制御が選択されることになる。

続いて、スイッチング制御機能について説明する。この機能は、フリップフロップ回路１０、ＮＡＮＤ回路１１、ゲートドライバ１２により実現する。フリップフロップ回路１０は、クロック信号選択回路９が選択したクロック信号ｓｅｔをセット端子に入力し、クロック信号ｓｅｔが立ち上がるとセット状態になる。また、リセット端子に、ＡＮＤ回路１４を介してリセット信号が入力されるとリセット状態になる。フリップフロップ回路１０は、セット状態およびリセット状態に応じて、信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で遷移する出力信号（第１論理信号）を生成する。すなわち、出力信号の信号レベルは、フリップフロップ回路１０がセット状態になるとハイレベルとなり、リセット状態になるとローレベルとなる。

ＮＡＮＤ回路１１は、フリップフロップ回路１０からの第１論理信号と、後述するレギュレータ１５からの第２論理信号とを演算した結果を示す演算信号を生成する。後述するように、レギュレータ１５からの第２論理信号はスイッチング素子１がスイッチング動作している間は信号レベルがハイレベルであるので、演算信号は、第１論理信号の信号レベルに応じて、すなわちフリップフロップ回路１０の状態に応じて、信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で遷移する。つまり、フリップフロップ回路１０がセット状態になると演算信号はローレベルとなり、リセット状態になるとハイレベルになる。

ゲートドライバ１２は、ＮＡＮＤ回路１１からの演算信号を基に、スイッチング素子１の制御端子（ゲート端子）を駆動する駆動信号ＶＧａｔｅを生成する。具体的には、ゲートドライバ１２は、演算信号がローレベルになると、駆動信号ＶＧａｔｅの電圧レベルを第１レベルにして、スイッチング素子１をターンオンさせ、演算信号がハイレベルになると、駆動信号ＶＧａｔｅの電圧レベルを第１レベルよりも低い第２レベルにして、スイッチング素子１をターンオフさせる。

このように、制御回路は、クロック信号ｓｅｔとリセット信号により、スイッチング素子１のゲート端子を駆動する駆動信号ＶＧａｔｅの信号レベルを、スイッチング素子１をターンオンさせるターンオンレベル（第１レベル）と、スイッチング素子１をターンオフさせるターンオフレベル（第２レベル）との間で遷移させる。

スイッチング素子１は、ゲートドライバ１２からの駆動信号ＶＧａｔｅに従ってオン・オフ動作を繰り返し（スイッチング動作）、トランス１１０の１次巻線１１１へ入力される第１の直流電圧ＶＩＮをスイッチング制御して、２次巻線１１２に２次側交流電圧を発生させるとともに補助巻線１１３に補助側交流電圧を発生させる。

続いて、誤動作防止機能について説明する。この機能は、オン時ブランキングパルス発生回路１３とＡＮＤ回路１４により実現する。オン時ブランキングパルス発生回路１３は、ゲートドライバ１２が生成する駆動信号ＶＧａｔｅが立ち上がってから（ターンオンレベルとなってから）設定時間の期間、ＡＮＤ回路１４に入力する信号の信号レベルをローレベルにする。よって、スイッチング素子１がターンオンしてから設定時間の間は、ドレイン電流制限回路３においてリセット信号が生成されても、フリップフロップ回路１０はリセットされず、ターンオン時のスパイク電流による誤検出動作を防止することができる。

続いて、内部電源電圧制御機能について説明する。この機能は、レギュレータ１５により実現する。レギュレータ１５は、ＤＲＡＩＮ端子もしくはＶＣＣ端子のいずれか一方の端子から半導体装置１００の内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給し、内部回路用電源ＶＤＤの電圧を一定値に安定化させる。

具体的には、レギュレータ１５は、スイッチング素子１のスイッチング動作開始前は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給するとともに、ＶＣＣ端子を介して補助電源部のコンデンサ１４２へも電流を供給して、補助電源電圧ＶＣＣおよび内部回路用電源ＶＤＤの電圧を上昇させる。また、この間、レギュレータ１５は、ＮＡＮＤ回路１１に入力する第２論理信号の信号レベルをローレベルにして、スイッチング素子１がターンオンしないようにしている。

内部回路用電源ＶＤＤの電圧が一定値に達すると、レギュレータ１５は、第２論理信号の信号レベルをハイレベルにして、スイッチング素子１のスイッチング動作を許可する。一方、内部回路用電源ＶＤＤの電圧が上昇すると、ＰＦＭ制御回路５が備える発振器が発振を開始する。したがって、内部回路用電源ＶＤＤの電圧が一定値に達すると、スイッチング動作が開始される。

スイッチング素子１のスイッチング動作開始後は、補助電源電圧ＶＣＣの値によって内部回路用電源ＶＤＤへの電流供給端子が決まる。つまり、補助電源電圧ＶＣＣが一定値以上になると、レギュレータ１５はＶＣＣ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給して、半導体装置１００の消費電力を削減する。一方、補助電源電圧ＶＣＣが一定値を下回ると、レギュレータ１５はＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給する。このようにして、レギュレータ１５は、内部回路用電源ＶＤＤを一定値に安定化する。

続いて、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の定電流制御機能について、より詳細に説明する。図２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の半導体装置１００の一部を構成する２次電流オン期間検出回路６、２次電流検出遅れ時間補正回路７、および２次電流オンデューティ制御回路８の一構成例を示すブロック図である。

２次電流オン期間検出回路６は、ワンパルス信号発生回路２１、２３、コンパレータ２２、およびフリップフロップ回路２４からなり、図２に示すように各素子が接続されている。

ワンパルス信号発生回路２１は、ゲートドライバ１２が生成する駆動信号ＶＧａｔｅを入力し、その駆動信号の立ち下りを検出したタイミング、すなわちスイッチング素子１のターンオフのタイミングでワンパルス信号を発生し、そのワンパルス信号をフリップフロップ回路２４のセット端子に入力して、フリップフロップ回路２４をセット状態にする。

また、コンパレータ２２は、ＴＲ端子電圧ＶＴＲと、予め設定された基準電圧とを比較して、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下り、すなわちスイッチング素子１がターンオフした後に補助巻線１１３に最初に現れる電圧の極性反転を検出する。ワンパルス信号発生回路２３は、コンパレータ２２においてＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりが検出されるとワンパルス信号を発生し、そのワンパルス信号をフリップフロップ回路２４のリセット端子に入力して、フリップフロップ回路２４をリセット状態にする。よって、基準電圧によりＴＲ端子電圧ＶＴＲが検出されたタイミングにおいて、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ２＿ｏｎと反転出力信号Ｖ２＿ｏｆｆの信号レベルが反転する。

以上説明した構成により、スイッチング素子１がターンオフしてから、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りを検出するまでの期間、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ２＿ｏｎの信号レベルはハイレベルとなり、反転出力信号Ｖ２＿ｏｆｆの信号レベルはローレベルとなる。そして、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りを検出したタイミングで、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ２＿ｏｎと反転出力信号Ｖ２＿ｏｆｆの信号レベルが反転し、そのＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりを検出したタイミングから、スイッチング素子１が次にターンオンして再度ターンオフするまでの期間、信号Ｖ２＿ｏｎの信号レベルはローレベルとなり、信号Ｖ２＿ｏｆｆの信号レベルはハイレベルとなる。

２次電流検出遅れ時間補正回路７は、定電流源３１、コンデンサ３２、反転器３３、スイッチ３４からなり、図２に示すように各素子が接続されている。すなわち、スイッチ３４の制御端子は、２次電流オン期間検出回路６内のフリップフロップ回路２４が生成する信号Ｖ２＿ｏｆｆにより駆動され、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりが検出されてから、スイッチング素子１が次にターンオンして再度ターンオフするまでの期間、スイッチ３４はオン状態となり、スイッチング素子１がターンオフしてから、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりが検出されるまでの期間、スイッチ３４はオフ状態となる。

また、スイッチ３４の一方の端子は定電流源３１およびコンデンサ３２に接続し、他方の端子は接地されており、スイッチ３４がオン／オフすることで、コンデンサ３２は充放電される。すなわち、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりのタイミングでスイッチ３４がオンすると、コンデンサ３２は放電され、スイッチング素子１がターンオフしたタイミングでスイッチ３４がオフすると、コンデンサ３２は充電される。このときの充放電電流は、定電流源３１の定電流により決定される。

また、反転器３３は、コンデンサ３２の電圧を監視して、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下がりのタイミングでハイレベルとなり、スイッチング素子１がターンオフしてから所定期間経過後にローレベルとなる信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄを生成する。この所定期間は、定電流源３１の定電流およびコンデンサ３２の容量によって設定される。

２次電流オンデューティ制御回路８は、スイッチ４１、４２、コンデンサ（容量）４３、定電流源４４、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ４５、４６、コンパレータ（比較回路）４７、基準電圧源４８、ＡＮＤ回路４９、およびワンパルス信号発生回路５０からなり、図２に示すように各素子が接続されている。

スイッチ４１は、２次電流オン期間検出回路６内のフリップフロップ回路２４からの信号Ｖ２＿ｏｎの信号レベルがハイレベルになるとオンし、ローレベルになるとオフする。また、スイッチ４２は、２次電流検出遅れ時間補正回路７内の反転器３３からの信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄの信号レベルがハイレベルになるとオンし、ローレベルになるとオフする。
また、信号Ｖ２＿ｏｎと信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄは共に、２次電流検出遅れ時間補正回路７で設定された所定期間、ハイレベルとなるので、この所定期間においては、スイッチ４１とスイッチ４２は共にオン状態となる。

このスイッチ４１とスイッチ４２からなる充放電回路は、スイッチ４１がオンし、スイッチ４２がオフしている期間に、定電流源４４の定電流によりコンデンサ４３を充電する。また、スイッチ４１がオフし、スイッチ４２がオンしている期間に、コンデンサ４３を放電する。また、スイッチ４１とスイッチ４２が共にオンしている所定期間は、コンデンサ４３に対する充放電は行われない。したがって、その所定期間、２次電流オンデューティ制御回路８はディセーブル状態となる。

以上のように、スイッチング素子１がターンオフした後、所定期間が経過してから、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）までの期間、定電流源４４の定電流によりコンデンサ４３が充電され、コンデンサ４３の電圧ＶＣが上昇する。このときの充電電流は、定電流源４４の定電流により決定される。

また、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）から、次にスイッチング素子１がターンオフするまでの期間、コンデンサ４３は放電され、コンデンサ４３の電圧ＶＣが減少する。このときの放電電流は、定電流源４４の定電流およびＮｃｈＭＯＳＦＥＴ４５、４６からなるカレントミラー回路により決定される。

コンパレータ４７は、減少するコンデンサ４３の電圧ＶＣを、基準電圧源４８にて発生する基準電圧（設定電圧）Ｖｒｅｆにより検出したタイミングで、スイッチング素子１をターンオンさせるための信号を生成して、ワンパルス信号発生回路５０にワンパルス信号を発生させる。このワンパルス信号が第２のクロック信号ｓｅｔ＿２となる。ＡＮＤ回路４９は、２次電流オン期間検出回路６内のフリップフロップ回路２４からの信号Ｖ２＿ｏｆｆがハイレベルの間にのみ、ワンパルス信号発生回路５０においてワンパルス信号が発生するようにしている。

このように、２次電流オンデューティ制御回路８は、スイッチング素子１がターンオフした後、所定期間を経過してから、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）までの期間に、コンデンサ４３を充電し、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）からコンデンサ４３の放電を開始し、コンデンサ４３の電圧ＶＣを基準電圧Ｖｒｅｆにより検出すると、スイッチング素子１をターンオンさせる。また、スイッチング素子１がターンオンした後も、ドレイン電流Ｉｄｓのピーク値が一定値に達してスイッチング素子がターンオフするまでは、コンデンサ４３を放電し続ける。

以上説明した構成により、２次電流オンデューティ制御回路８は、２次電流のオンデューティが所定値に維持されるようにスイッチング素子１をターンオンさせるための第２のクロック信号（ワンパルス信号）ｓｅｔ＿２を発振する。

続いて、図３を用いて、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の定電流領域における動作を説明する。図３は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の定電流領域における各信号波形のタイミングチャートを示している。図３に示す各波形は上から順に、スイッチング素子を流れるドレイン電流Ｉｄｓの波形、２次電流オンデューティ制御回路８内のコンデンサ４３の電圧ＶＣの波形、２次電流オン期間検出回路６内のフリップフロップ回路２４が生成する信号Ｖ２＿ｏｎ、Ｖ２＿ｏｆｆの波形、２次電流検出遅れ時間補正回路７内の反転器３３が生成する信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄの波形、２次電流Ｉ２ｐの波形、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの波形を示す。

ＴＲ端子電圧ＶＴＲは、スイッチング素子１がターンオフすると立ち上がり、２次電流Ｉ２ｐが流れ終わると低下し始める。この低下時の波形は、トランス１１０のインダクタンスＬとスイッチング素子１を構成するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間容量ＣによるＬＣ共振波形となり、なだらかである。一方、ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミングの検出は、入力電圧（第１の直流電圧ＶＩＮ）の変動に対応するために、低い電圧に設定されている。したがって、２次電流オン期間検出回路６は、ＴＲ端子電圧ＶＴＲがある程度低下したタイミングを検出するので、信号Ｖ２＿ｏｎは、正確には２次電流Ｉ２ｐのオン期間よりも一定の時間長くハイレベルとなる。この検出遅れ時間をΔｔｒとする。

２次電流検出遅れ時間補正回路７が生成する信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄは、スイッチング素子１がターンオフして、信号Ｖ２＿ｏｆｆがローレベルに反転した後も、一定の遅延時間（所定期間）Δｔだけ長くハイレベルの状態を維持する。この結果、スイッチング素子１がターンオフした後、２次電流検出遅れ時間補正回路７で設定された所定期間Δｔが経過するまで、２次電流オンデューティ制御回路８内のスイッチ４１、４２が共にオンし続けるので、図３に示すように、コンデンサ４３の電圧ＶＣは、所定期間Δｔにおいて一定の電圧で保持される。

コンデンサ４３の充電は、所定期間Δｔが経過してから開始され、ＴＲ端子電圧ＶＴＲが立ち下り、信号Ｖ２＿ｏｎが反転したタイミングで停止する。そして、この信号Ｖ２＿ｏｎが反転したタイミングからコンデンサ４３の放電が開始される。コンデンサ４３に対する充電電流と放電電流の比は、図２に示すＮｃｈＭＯＳＦＥＴ４５、４６からなるカレントミラー回路のミラー比によって決定される。この放電は、スイッチング素子１がターンオフするまで続けられる。

したがって、図３に示すように、コンデンサ４３の充電期間ｔｒｏｎは、信号Ｖ２＿ｏｆｆ＿ｄの信号レベルがローレベルの期間、すなわちスイッチング素子１がターンオフした後、２次電流検出遅れ時間補正回路７で設定された所定期間Δｔが経過してから、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）までの期間と等しくなる。また、コンデンサ４３の放電期間ｔｒｏｆｆは、信号Ｖ２＿ｏｎの信号レベルがハイレベルの期間、すなわち、２次電流オン期間検出回路６により検出された２次電流のオフタイミング（ＴＲ端子電圧ＶＴＲの立ち下りタイミング）から、次にスイッチング素子１がターンオフするまでの期間と等しくなる。

以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、コンデンサ４３を充放電することで２次電流のオンデューティを所定値に維持しており、コンデンサ４３の充電期間ｔｒｏｎとコンデンサ４３の放電期間ｔｒｏｆｆの比を、
α＝ｔｒｏｆｆ／ｔｒｏｎ ・・・ （１）
と表すと、αは常に一定となる。

続いて、２次電流のオンデューティを所定値で維持するための条件について説明する。２次電流のオンデューティを所定値で維持した場合、図３に示すように、実際の２次電流のオン期間ｔ２ｏｎに、検出遅れ時間Δｔｒを加えた期間が、コンデンサ４３の充電期間ｔｒｏｎに所定期間（遅延時間）Δｔを加えた期間に等しくなる。よって、
Δｔ＋ｔｒｏｎ＝ｔ２ｏｎ＋Δｔｒ ・・・ （２）
が成り立つ。

また、スイッチング素子１の発振周期をＴとすると、発振周期Ｔは、
Ｔ＝ｔ２ｏｎ+Δｔｒ+ｔｒｏｆｆ ・・・ （３）
となる。

また、式（１）、（３）から、
Ｔ＝ｔ２ｏｎ+Δｔｒ+α・ｔｒｏｎ ・・・ （４）
となる。

したがって、式（２）、（４）から、
Ｔ＝ｔ２ｏｎ+Δｔｒ+α（ｔ２ｏｎ＋Δｔｒ−Δｔ）
＝（１+α）ｔ２ｏｎ+（１+α）Δｔｒ−αΔｔ
となり、
ｔ２ｏｎ＝Ｔ／（１+α）−｛（１+α）Δｔｒ−αΔｔ｝／（１+α）・・・ （５）
となる。

一方、２次電流のオンデューティＤ２ｏｎは、
Ｄ２ｏｎ＝ｔ２ｏｎ／Ｔ
で表されるので、式（５）から、
Ｄ２ｏｎ＝１／（１＋α）−｛（１+α）Δｔｒ−αΔｔ｝／（１+α）・Ｔ
となる。

したがって、
（１+α）Δｔｒ−αΔｔ＝０
であれば、２次電流のオンデューティＤ２ｏｎは常に一定となる。つまり、
Δｔ／Δｔｒ＝（１＋α）／α
を満たすように、設定期間Δｔ、すなわち２次電流検出遅れ時間補正回路７内のコンデンサ３２の容量を設定すると、２次電流のオンデューティＤ２ｏｎは常に一定となり、高精度な定電流垂下特性を得ることできる。

図４に、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の出力特性を示す。従来のスイッチング電源装置では、図７に示すように、定電流領域において、出力電圧Ｖｏが大きくなるほど出力電流Ｉｏが減少していたが、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、定電流領域において、出力電圧Ｖｏにかかわらず出力電流Ｉｏを一定に保つことができる。

このように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、１次側で定電圧制御および定電流制御を実施でき、スイッチング電源装置の小型化のために高周波化した場合であっても、高精度な定電流特性を得ることができるので、充電器用スイッチング電源の低コスト化、小型化に有用である。

また、スイッチング素子１とその制御回路を同一半導体基板上に形成することで、スイッチング電源装置の回路を構成する部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができる。

続いて、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の他の例について説明する。
図５に、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の他の一例を示す。図５に示すように、２次電流オン期間検出回路６の入力端子としてＤＲＡＩＮ端子を用いる構成としてもよい。このように構成すれば、半導体装置１００を３端子で構成でき、スイッチング電源装置の部品点数をより削減することができる。但し、２次電流オン期間検出回路６の入力回路には、高電圧デバイスが必要となる。

また、図示しないが、例えば、２次電流検出遅れ時間補正回路７のコンデンサ３２を、半導体装置１００の外部部品としてもよい。このように構成すれば、電源の仕様に応じて所定期間Δｔを調整することができ、さまざまな仕様の電源に対応することができる。

本発明にかかるスイッチング電源装置は、スイッチング素子の発振周波数が高くなっても、２次巻線を流れる２次電流のオンデューティを一定に維持して、高精度な定電流垂下特性を実現することができる。したがって、出力電圧検出回路やフォトカプラ等の高価な部品を使用することなく、高精度な定電圧特性および定電流特性を得ることができ、携帯機器の充電器や、その他の電気機器の電源回路に用いられるスイッチング電源として有用である。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一部を構成する２次電流オン期間検出回路、２次電流検出遅れ時間補正回路、および２次電流オンデューティ制御回路の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の定電流領域における各信号波形のタイミングチャートを示す図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の出力特性を示す図 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の他の一例を示すブロック図 従来のスイッチング電源装置の定電流領域における各信号波形のタイミングチャートを示す図 従来のスイッチング電源装置の出力特性を示す図

符号の説明

１ スイッチング素子
２ ドレイン電流検出回路
３ ドレイン電流制限回路
４ 誤差増幅器
５ ＰＦＭ制御回路
６ ２次電流オン期間検出回路
７ ２次電流検出遅れ時間補正回路
８ ２次電流オンデューティ制御回路
９ クロック信号選択回路
１０ フリップフロップ回路
１１ ＮＡＮＤ回路
１２ ゲートドライバ
１３ オン時ブランキングパルス発生回路
１４ ＡＮＤ回路
１５ レギュレータ
２１、２３ ワンパルス信号発生回路
２２ コンパレータ
２４ フリップフロップ回路
３１ 定電流源
３２ コンデンサ
３３ 反転器
３４ スイッチ
４１、４２ スイッチ
４３ コンデンサ
４４ 定電流源
４５、４６ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
４７ コンパレータ
４８ 基準電圧源
４９ ＡＮＤ回路
５０ ワンパルス信号発生回路
１００ 半導体装置
１１０ トランス
１１１ １次巻線
１１２ ２次巻線
１１３ 補助巻線
１２１、１４１ ダイオード
１２２、１４２ コンデンサ
１３０ 負荷
１５１、１５２ 抵抗器

Claims (11)

1. １次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
   前記１次巻線に接続するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、
   を備えるスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
   前記スイッチング素子がターンオフすると前記２次巻線を流れる２次電流が流れ終わるタイミングを、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記トランスの各巻線に発生する電圧から検出し、その検出した２次電流のオフタイミングを示す信号を生成する２次電流オン期間検出回路と、
   前記スイッチング素子がターンオフしてから所定期間が経過したタイミングを示す信号を生成する２次電流検出遅れ時間補正回路と、
   前記２次電流オン期間検出回路が生成する信号と、前記２次電流検出遅れ時間補正回路が生成する信号に基づき、前記２次電流が流れている第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、を備える
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記２次電流オンデューティ制御回路は、前記２次電流検出遅れ時間補正回路が生成する信号により、前記所定期間、ディセーブル状態となることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記２次電流オンデューティ制御回路は、前記所定期間が経過してから、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングまでの期間をｔｒｏｎ、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングから、次に前記スイッチング素子がターンオフするまでの期間をｔｒｏｆｆとした場合に、ｔｒｏｎとｔｒｏｆｆとの比が一定となるように、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振することを特徴とする請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
4. 前記２次電流検出遅れ時間補正回路は、前記２次電流オン期間検出回路の検出遅れ時間をΔｔｒ、前記所定期間をΔｔ、前記所定期間Δｔが経過してから、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングまでの期間をｔｒｏｎ、前記２次電流オン期間検出回路により検出された２次電流のオフタイミングから、次に前記スイッチング素子がターンオフするまでの期間をｔｒｏｆｆ、ｔｒｏｎとｔｒｏｆｆとの比をαとした場合に、
   Δｔ＝Δｔｒ（１＋α）／α
   の関係を満たすように、前記所定期間が設定されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
5. 請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、さらに、
   前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、そのクロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、
   前記ＰＦＭ制御回路が発振するクロック信号と前記２次電流オンデューティ制御回路が発振するクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、を備える
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流のオフタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記１次巻線に最初に現れる電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記トランスは、さらに補助巻線を有し、前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流のオフタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記補助巻線に最初に現れる電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成された半導体素子であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
9. 前記２次電流検出遅れ時間補正回路の一部が、前記半導体素子の外部部品により構成され、前記外部部品により、前記所定期間の設定が可能であることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
10. 前記半導体素子は、外部接続端子として、少なくとも、前記スイッチング素子の高電圧入力端子と、前記スイッチング素子の出力端子と、前記２次電流オン期間検出回路の入力端子と、を備えることを特徴とする請求項８もしくは９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
11. 前記半導体素子は、外部接続端子として、前記スイッチング素子の高電圧入力端子と、前記スイッチング素子の出力端子とを少なくとも備え、前記スイッチング素子の高電圧入力端子が前記２次電流オン期間検出回路の入力端子を兼ねることを特徴とする請求項８もしくは９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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