JP2007124748A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】幅広い入力電圧に対応可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】誤差増幅器３１は出力電圧Ｖout を複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒを比較して誤差信号Ｖopを生成し、電圧源ｅ２は誤差信号Ｖopをオフセットしたオフセット信号Ｖ２を生成する。ＰＷＭ比較器３２はオフセット信号Ｖ２と三角波信号ＳＳとを比較し、該比較結果に応じたデューティにて第１出力トランジスタＴ１と第２出力トランジスタＴ２とをオンオフ制御する制御信号ＤＨ，ＤＬを生成し、オフセット制御回路３４は、出力電圧Ｖout と入力電圧Ｖinとの比を検出し、該検出結果に応じて電圧源ｅ２のオフセット電圧Ｖｆを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関するものである。
近年、携帯型電子機器が多く利用されている。携帯機器は、駆動電源として電池が搭載されている。電池の出力電圧は機器の使用や放電により低下するため、電子機器には電池の電圧を一定電圧に変換する直流電圧変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が設けられている。電池は二次電池であり、該電池は電子機器に接続したＡＣアダプタから供給される電力により充電される。また、機器にＡＣアダプタを接続した場合、該機器はＡＣアダプタから供給される電力により駆動するようにされている。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータには、電池からの電力と、ＡＣアダプタからの電力が供給される。電池からＤＣ−ＤＣコンバータに供給される電圧と、ＡＣアダプタからＤＣ−ＤＣコンバータに供給される電圧は異なるため、ＤＣ−ＤＣコンバータは幅広い入力電圧に対して安定した動作が要求されている。

図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０は電圧制御モード型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、制御回路１１は出力トランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフ制御して入力電圧Ｖinを降圧した出力電圧Ｖout を図示しない負荷回路に供給する降圧型スイッチングレギュレータである。

出力トランジスタＴ１，Ｔ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、出力トランジスタＴ１のドレインには入力電圧Ｖinが供給され、ソースは出力トランジスタＴ２のドレインに接続され、出力トランジスタＴ２のソースはグランドに接続されている。出力トランジスタＴ１のゲートには制御回路１１から制御信号ＤＨが供給され、出力トランジスタＴ２のゲートには制御回路１１から制御信号ＤＬが供給される。両出力トランジスタＴ１，Ｔ２間のノードにはチョークコイルＬ１の第１端子が接続され、チョークコイルＬ１の第２端子には平滑用コンデンサＣ１が接続されている。また、チョークコイルＬ１の第２端子は負荷回路に接続されている。

制御回路１１には、チョークコイルＬ１の負荷側端子における電圧、つまり出力電圧Ｖout が帰還信号ＦＢとして帰還され、その帰還信号ＦＢを入力抵抗Ｒ１と接地抵抗Ｒ２により分圧した電圧Ｖ１が誤差増幅器１２の反転入力端子に入力される。誤差増幅器１２の非反転入力端子には基準電源ｅ１の基準電圧Ｖｒが入力される。誤差増幅器１２の出力端子と反転入力端子との間には、誤差増幅器１２の発振を防止するため、帰還コンデンサＣ２及び帰還抵抗Ｒ３が直列接続されている。誤差増幅器１２は電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒの差電圧を増幅した電圧を持つ誤差信号ＶopをＰＷＭ比較器１３に出力する。

ＰＷＭ比較器１３の非反転入力端子には誤差信号Ｖopが入力され、ＰＷＭ比較器１３の反転入力端子には三角波発振器１４から一定周波数の三角波信号ＳＳが入力される。ＰＷＭ比較器１３は、誤差信号Ｖopの電圧が三角波信号ＳＳの電圧より高いときにＨレベルの制御信号ＤＨとＬレベルの制御信号ＤＬを出力し、誤差信号Ｖopの電圧が三角波信号ＳＳの電圧低いときにＬレベルの制御信号ＤＨとＨレベルの制御信号ＤＬを出力する。出力トランジスタＴ１はゲートに供給される制御信号ＤＨに応答してオンオフし、出力トランジスタＴ２はゲートに供給される制御信号ＤＬに応答してオンオフする。

上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、Ｈレベルの制御信号ＤＨにより出力トランジスタＴ１がオンしＬレベルの制御信号ＤＬにより出力トランジスタＴ２がオフすることにより出力電圧Ｖout が上昇する。出力電圧Ｖout は平滑用コンデンサＣ１により平滑される。Ｌレベルの制御信号ＤＨにより出力トランジスタＴ１がオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられているエネルギーが放出される。チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが減少して出力電圧Ｖout が低下し、それに伴い出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒより低くなると、Ｈレベルの制御信号ＤＨが出力されて出力トランジスタＴ１がオンされる。

図８に示すように、出力電圧Ｖout が低くなると誤差信号Ｖopの電圧が上昇してＨレベルの制御信号ＤＨのパルス幅が長くなり、出力トランジスタＴ１のオン時間が長くなり、出力電圧Ｖout が高くなると誤差信号Ｖopの電圧が低下してＨレベルの制御信号ＤＨのパルス幅が短くなり、出力トランジスタＴ１のオン時間が短くなる。このような動作により、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒとが一致するように両出力トランジスタＴ１，Ｔ２が制御され、出力電圧Ｖout が一定電圧に維持される。

上記のＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、入力抵抗Ｒ１と接地抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ３と帰還コンデンサＣ２は、誤差増幅器１２の利得を決定する。この誤差増幅器１２の利得は、誤差信号Ｖopの電圧が三角波信号ＳＳの振幅範囲内となるように設定される。例えば、三角波信号ＳＳの最小値と最大値がそれぞれ１［Ｖ]，２［Ｖ］に設定され、誤差信号Ｖopは、三角波信号ＳＳの振幅範囲内、即ち最大値と最小値との間になければならない。誤差信号Ｖopが三角波信号ＳＳの振幅範囲から外れると、出力電圧Ｖoutが振動したりする等の不具合が発生する。このため、出力電圧Ｖoutに基づいて誤差増幅器の利得を制御するものが各種提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３参照）。
特開平０５−３０４７７１号公報 特開平１１−１８７６４７号公報 特開２００２−１１２５３５号公報

上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば携帯型電子機器に搭載される。携帯機器には駆動電源として電池が搭載され、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池の出力電圧を負荷回路としての内部回路の電源電圧に変換して該内部回路に供給する。電池の出力電圧は機器の使用や放電により低下する。また、電池が二次電池の場合、携帯機器にはＡＣアダプタが接続され、該ＡＣアダプタから供給される電力により電池を充電するとともに負荷回路としての内部回路を動作させるように構成されている。そして、ＡＣアダプタから供給される電圧は、電池の電圧よりも高い場合がある。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖinは、電子機器の使用状態に応じて異なる。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池の電圧とＡＣアダプタから供給される電圧に対して、一定の出力電圧Ｖout を生成する。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータは幅広い入力電圧に対して安定した動作が要求されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinと出力トランジスタＴ１のオンデューティ、即ち入力電圧Ｖinと出力トランジスタＴ１のオン時間Ｔonとオフ時間Ｔoff の比とにより決定される。即ち、出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）×Ｖin＝Ｔon／Ｔ×Ｖin
となる。ただし、Ｔは出力トランジスタＴ１がオンされる周期（＝Ｔon＋Ｔoff）である。従って、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの比は、
Ｖout ／Ｖin＝Ｔon／Ｔ
となる。

出力トランジスタＴ１のオンデューティは三角波信号ＳＳの電圧と誤差信号Ｖopの電圧により決定される。このため、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比により、三角波信号ＳＳの電圧と誤差信号Ｖopの電圧を相対的に変更する必要がある。

例えば出力電圧Ｖout を１．０［Ｖ］、三角波信号ＳＳの最小値と最大値をそれぞれ１［Ｖ]，２［Ｖ］とする。入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の２倍、つまり２．０［Ｖ］の場合、出力トランジスタＴ１のオンデューティは５０％であり、誤差信号Ｖopの電圧は三角波信号ＳＳの振幅の１／２である１．５［Ｖ］でなければならない。同様に、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の３倍、つまり３．０［Ｖ］の場合、出力トランジスタＴ１のオンデューティは約３３％であり、誤差信号Ｖopの電圧は三角波信号ＳＳの振幅の１／３である約１．３３［Ｖ］でなければならない。更に、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の４倍、つまり４．０［Ｖ］の場合、出力トランジスタＴ１のオンデューティは２５％であり、誤差信号Ｖopの電圧は三角波信号ＳＳの振幅の１／４である１．２５［Ｖ］でなければならない。図９に、出力電圧Ｖout が１［Ｖ］であるときの入力電圧Ｖinに対する誤差信号Ｖopの特性を示す。

上記のように、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との関係により出力トランジスタＴ１のオンデューティ比を変更する必要がある。しかしながら、特許文献１，特許文献２，特許文献３に開示された方法は、図８に示す誤差増幅器１２における基準電圧Ｖｒと電圧Ｖ１との差電圧に対する増幅率を変更することであり、スイッチング動作の応答性を変更しているのみにすぎない。つまり、上記の例では、出力電圧Ｖout が１／０［Ｖ］の場合、誤差増幅器の利得が変更されても、出力トランジスタＴ１のオンデューティは５０％である。誤差増幅器の利得の変更は、例えば出力電圧Ｖout が１．１［Ｖ］の場合に、４０％であった出力トランジスタＴ１のオンデューティを３０％に変更するものである。

従って、上記のように設定されたＤＣ−ＤＣコンバータを入力電圧Ｖinが異なる機器に搭載する場合、機器毎に異なる入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖout に応じてＤＣ−ＤＣコンバータを設計しなければならない。このため、入力電圧Ｖin及び出力電圧Ｖout に応じて各抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値及び帰還コンデンサＣ２の容量値を決定するには手間がかかっていた。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は幅広い入力電圧に対応することのできるＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１，３，５に記載の発明によれば、誤差増幅器は出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成し、オフセット回路は誤差信号をオフセットしたオフセット信号を生成する。ＰＷＭ比較器はオフセット信号と三角波信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて第１出力トランジスタと第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成し、オフセット制御回路は、出力電圧と入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じてオフセット回路のオフセット量を制御する。従って、誤差信号に対するオフセット量により第１出力トランジスタと第２出力トランジスタのオンオフ制御するデューティが変更され、そのオフセット量は入力電圧と出力電圧との対応関係により制御される。その結果、入力電圧と出力電圧との関係に応じたデューティにて第１出力トランジスタと第２出力トランジスタのオンオフ制御することができるため、幅広い入力電圧に対応可能となる。

請求項２，４，６に記載の発明によれば、誤差増幅器は出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成し、オフセット回路は三角波信号をオフセットしたオフセット信号を生成する。ＰＷＭ比較器は誤差信号とオフセット信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて第１出力トランジスタと第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成し、オフセット制御回路は、出力電圧と入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じてオフセット回路のオフセット量を制御する。従って、誤差信号に対するオフセット量により第１出力トランジスタと第２出力トランジスタのオンオフ制御するデューティが変更され、そのオフセット量は入力電圧と出力電圧との対応関係により制御される。その結果、入力電圧と出力電圧との関係に応じたデューティにて第１出力トランジスタと第２出力トランジスタのオンオフ制御することができるため、幅広い入力電圧に対応可能となる。

本発明によれば、幅広い入力電圧に対応可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することができる。

以下、本発明を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２０は電圧制御モード型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、制御回路２１、第１出力トランジスタＴ１、第２出力トランジスタＴ２、チョークコイルＬ１，平滑用コンデンサＣ１により構成されている。

制御回路２１は、出力トランジスタＴ１のゲートに制御信号ＤＨを供給し、出力トランジスタＴ２のゲートに制御信号ＤＬを供給する。出力トランジスタＴ１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレインに入力電圧Ｖinが供給され、ソースが出力トランジスタＴ２に接続されている。出力トランジスタＴ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースが低電位電源（グランド）に接続され、ドレインが出力トランジスタＴ１に接続されている。出力トランジスタＴ１は制御信号ＤＨに応答してオンオフし、出力トランジスタＴ２は、制御信号ＤＬに応答してオンオフする。

出力トランジスタＴ１のドソースと出力トランジスタＴ２のドレインとの間の接続点はチョークコイルＬ１の第１端子に接続され、該チョークコイルＬ１の第２端子は負荷としての内部回路（図示略）に接続されている。

チョークコイルＬ１の負荷側の端子には出力電圧Ｖout を平滑化する平滑用コンデンサＣ１の第１端子が接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。チョークコイルＬ１の負荷側の端子は制御回路２１の入力側端子に接続され、チョークコイルＬ１の負荷側の端子における電圧、つまり出力電圧Ｖout は、帰還信号ＦＢとして制御回路２１の入力側に帰還される。

制御回路２１には入力電圧Ｖinが電源電圧として供給され、制御回路２１は電源電圧により動作するように構成されている。
制御回路２１は、誤差増幅器３１、ＰＷＭ比較器３２、発振器３３、オフセット制御回路３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２、基準電源ｅ１、オフセット回路としての電圧源ｅ２を備えている。

帰還信号ＦＢは入力抵抗Ｒ１の第１端子に供給され、入力抵抗Ｒ１の第２端子は接地抵抗Ｒ２の第１端子に接続され、接地抵抗Ｒ２の第２端子はグランドに接続されている。入力抵抗Ｒ１及び接地抵抗Ｒ２は分圧回路を構成し、帰還信号ＦＢを分圧した比較電圧Ｖ１を生成する。その比較電圧Ｖ１は誤差増幅器３１に入力される。

誤差増幅器３１は反転入力端子と非反転入力端子とを備え、反転入力端子に比較電圧Ｖ１、即ち出力電圧Ｖout の分圧電圧が入力され、非反転入力端子には基準電源ｅ１の基準電圧Ｖｒが入力される。誤差増幅器３１の出力端子と反転入力端子との間には、誤差増幅器３１の発振を防止するため、帰還コンデンサＣ２と帰還抵抗Ｒ３とを直列接続した回路が接続されている。帰還抵抗Ｒ３と帰還コンデンサＣ２は、入力抵抗Ｒ１と接地抵抗Ｒ２とともに誤差増幅器３１の利得（増幅率）を決定する。抵抗Ｒ１〜Ｒ３及びコンデンサＣ２は、誤差増幅器３１が形成された基板に形成されている。従って、誤差増幅器３１は、固定された増幅率の増幅器として動作する。

誤差増幅器３１は、基準電源ｅ１の電圧と比較電圧Ｖ１（出力電圧Ｖout の分圧電圧）との比較結果に応じて、基準電源ｅ１の電圧と比較電圧Ｖ１の差電圧を増幅した誤差信号Ｖopを出力する。本実施形態において、誤差信号Ｖopは、反転入力端子に入力される比較電圧Ｖ１が非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒより低くなれば、その差電圧に応じて上昇し、比較電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒより高くなれば、その差電圧に応じて下降する。

誤差増幅器３１の出力端子とＰＷＭ比較器３２との間には電圧源ｅ２が挿入接続されている。電圧源ｅ２は、誤差信号Ｖopに直流であるオフセット電圧Ｖｆを重畳したオフセット信号Ｖ２を出力するように構成されている。また、電圧源ｅ２は、後述する制御信号ＳＣによりオフセット電圧Ｖｆを変更するように構成されている。尚、電圧源ｅ２のプラス側端子は誤差増幅器３１の出力端子に接続され、電圧源ｅ２のマイナス側端子はＰＷＭ比較器３２に接続されている。従って、電圧源ｅ２は、誤差信号Ｖopにマイナスのオフセットを加える。

オフセット信号Ｖ２はＰＷＭ比較器３２に供給される。ＰＷＭ比較器３２は非反転入力端子と反転入力端子とを有し、非反転入力端子にはオフセット信号Ｖ２が入力され、反転入力端子には三角波発振器３３から出力される三角波信号ＳＳが入力される。三角波発振器３３は、発振動作して一定の周波数であり所定の振幅を持つ三角状の三角波信号ＳＳを発生する。例えば、三角波信号ＳＳの振幅は、最小電圧が１．０［Ｖ］、最大電圧が２．０［Ｖ］に設定されている。

ＰＷＭ比較器３２は、オフセット信号Ｖ２と三角波発振器３３の三角波信号ＳＳとを比較し、その比較結果に応じたレベルを持つ相補な制御信号ＤＨ，ＤＬを出力する。詳しくは、ＰＷＭ比較器３２はオフセット信号Ｖ２の電圧が三角波信号ＳＳの電圧より高いときにＨレベルの制御信号ＤＨとＬレベルの制御信号ＤＬを出力し、オフセット信号Ｖ２の電圧が三角波信号ＳＳの電圧より低いときにＬレベルの制御信号ＤＨとＨレベルの制御信号ＤＬを出力する。制御信号ＤＨは出力トランジスタＴ１に供給され、該出力トランジスタＴ１は制御信号ＤＨに応答して動作する。制御信号ＤＬは出力トランジスタＴ２に供給され、該出力トランジスタＴ２は制御信号ＤＬに応答してオンオフする。

オフセット制御回路３４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout の比を検出し、該比に応じた制御信号ＳＣを出力する。具体的には、オフセット制御回路３４には、基準電圧Ｖｒと入力電圧Ｖinが入力される。基準電圧Ｖｒは出力電圧Ｖout を一定に保つための目標電圧であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、この目標電圧に出力電圧Ｖout を分圧した電圧Ｖ１を一致させるように出力トランジスタＴ１，Ｔ２のオンデューティを制御することで、出力電圧Ｖout をほぼ一定電圧に保つ。従って、基準電圧Ｖｒは出力電圧Ｖout に対応している。このため、オフセット制御回路３４は、基準電圧Ｖｒと入力電圧Ｖinとに基づいて、出力電圧Ｖout と入力電圧Ｖinとの比を算出するように構成されている。

そして、オフセット制御回路３４は、算出した比に基づいて、その比に応じて電圧源ｅ２のオフセット電圧Ｖｆを変更するように制御信号ＳＣを出力する。電圧源ｅ２は、制御信号ＳＣに応答してオフセット電圧Ｖｆを変更する。従って、オフセット信号Ｖ２の電圧は、誤差信号Ｖopに入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比に応じて直流的にオフセットされた電圧値となる。ＰＷＭ比較器３２は、このオフセット信号Ｖ２の電圧と三角波信号ＳＳの電圧とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅を持つ制御信号ＤＨ，ＤＬを出力する。従って、制御信号ＤＨ．ＤＬのパルス幅、つまりデューティは、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout の比に応じて変更される。

詳述すると、オフセット制御回路３４は、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の２倍の電圧であるとき、オフセット信号Ｖ２の電圧が三角波信号ＳＳの振幅の中間電圧（最大電圧と最小電圧の中間電圧）となるように誤差増幅器３１から出力される誤差信号Ｖopに重畳するオフセット電圧Ｖｆを生成するべく制御信号ＳＣを出力する。上記したように、三角波信号ＳＳの最大電圧，最小電圧は２．０［Ｖ］，１．０［Ｖ］に設定されている。従って、オフセット制御回路３４は、オフセット電圧Ｖｆが１．５［Ｖ］となるように制御信号ＳＣを出力する。

同様に、オフセット制御回路３４は、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の３倍の電圧であるとき、オフセット信号Ｖ２の電圧が三角波信号ＳＳの振幅の１／３、つまりほぼ１．３３［Ｖ］となるように制御信号ＳＣを出力する。同様に、オフセット制御回路３４は、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖout の４倍の電圧であるとき、オフセット信号Ｖ２の電圧が三角波信号ＳＳの振幅の１／４、つまりほぼ１．２５［Ｖ］となるように制御信号ＳＣを出力する。

このように、オフセット制御回路３４は、誤差信号Ｖopに対するオフセット信号Ｖ２のオフセット電圧Ｖｆを変更する。即ち、図２に示すように、オフセット制御回路３４は、一点鎖線で示す誤差信号Ｖopを、実線で示すオフセット信号Ｖ２にオフセットする。これにより、制御信号ＤＨのオンデューティは、オフセット信号Ｖ２に基づく値となる。

尚、オフセット信号Ｖ２は、誤差信号Ｖopにオフセット電圧Ｖｆを重畳した信号であり、誤差増幅器３１の増幅率は固定されているため、出力電圧Ｖout の変動に対するオフセット信号Ｖ２の変化量は、誤差信号Ｖopの変化量と同じである。このため、出力電圧Ｖout の変動に対する制御回路２１の応答性は、変化しないため、過応答の発生を防ぐことや、入力電圧Ｖinが異なるシステムにおいても同じ時間で出力電圧Ｖout を安定化させることができる、つまり制御特性がシステム毎にばらつくのを防ぐことができる。従来例のように、誤差増幅器の増幅率を変更する構成では、出力電圧Ｖout の変化に対する応答性が変わってしまうため、制御特性がシステム毎に変わってしまう。

上記の電圧源ｅ２は、例えば、図３に示すように、定電流源３５とトランジスタＴ３により構成される。定電流源３５は、制御信号ＳＣに応答して流す電流ｉ１を変更する。トランジスタＴ３はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースに電流ｉ１が供給され、ドレインがグランドに接続され、ゲートに誤差信号Ｖopが供給されている。このように構成された電圧源ｅ２において、トランジスタＴ３は誤差信号Ｖopの電圧に応じたインピーダンスとなる。このため、定電流源３５から供給される電流ｉ１によりトランジスタＴ３のソース−ドレイン間の電圧、つまり定電流源３５とトランジスタＴ３との間の接続点における電圧が変化し、この電圧を持つオフセット信号Ｖ２がＰＷＭ比較器３２に供給される。一例として、誤差信号Ｖopの電圧が低下するとトランジスタＴ３のインピーダンスが小さくなり、トランジスタＴ３のソース−ドレイン間の電圧が低下し、オフセット信号Ｖ２の電圧が低下する。別の例として、誤差信号Ｖopの電圧が上昇するとトランジスタＴ３のインピーダンスが大きくなり、トランジスタＴ３のソース−ドレイン間の電圧が上昇し、オフセット信号Ｖ２の電圧が上昇する。このように、誤差信号Ｖopの電圧に比例してトランジスタＴ３のソース−ドレイン間の電圧が制御される。従って、オフセット信号Ｖ２を誤差信号Ｖopと同様に変化させることができる。

更に、トランジスタＴ３のソース−ドレイン間電圧は、定電流源３５により供給される電流ｉ１により決定される。このため、電流ｉ１の電流量を変更することにより、オフセット信号Ｖ２の直流分、つまりオフセット量を変更することができる。

図４は、オフセット制御回路３４及び電圧源ｅ２の一例を示す回路図である。オフセット制御回路３４は直列接続された複数（図４において５つ）の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５と、各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５間の電圧が反転入力端子に供給される４つの電圧比較器４１〜４４から構成される。各電圧比較器４１〜４４の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒが入力される。抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５は入力電圧Ｖinとグランドとの間に直列接続され、各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５の抵抗値に応じて入力電圧Ｖinを分圧した電圧Ｖ１１〜Ｖ１４を生成する。各電圧Ｖ１１〜Ｖ１４は、入力電圧Ｖinに応じて変化する。

各電圧比較器４１〜４４は、それぞれに対応する電圧Ｖ１１〜Ｖ１４と基準電圧Ｖｒとを比較し、それぞれの比較結果に応じた制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４を出力する。電圧Ｖ１１〜Ｖ１４は入力電圧Ｖinに応じて変化する。従って、制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４のレベルは、入力電圧Ｖinに応じて変化し、入力電圧Ｖinが高くなるほどＨレベルの制御信号が少なくなる。

定電流源３５は、４つの定電流源３５ａ〜３５ｄと、各定電流源３５ａ〜３５ｄに第１端子が接続されたスイッチＳＷａ〜ＳＷｄとから構成されている。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｄの第２端子は共通接続され、その接続点はトランジスタＴ３に接続されている。各スイッチＳＷａ〜ＳＷｄはＨレベルの信号によりオンしＬレベルの信号によりオフするスイッチであり、それぞれに入力される制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４によりオンオフする。

上記したように、制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４のレベルは入力電圧Ｖinに応じて変化し、入力電圧Ｖinが高くなるほどＨレベルの制御信号が少なくなる。それらの制御信号ＳＣ１〜ＳＣ４によりスイッチＳＷａ〜ＳＷｄがオンオフするため、入力電圧Ｖinが高くなるほどオンしたスイッチが少なくなる。従って、定電流源３５は、入力電圧Ｖinが高くなるほどトランジスタＴ３に供給する電流を少なくする。

次に、上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ２０の作用を説明する。
一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、図示しない電池から供給される入力電圧Ｖinに基づいて出力電圧Ｖout を生成する。制御回路２１は、出力電圧Ｖout を分圧した電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒとを比較した結果に応じたデューティの制御信号ＤＨ，ＤＬを出力トランジスタＴ１，Ｔ２のゲートに供給する。Ｈレベルの制御信号ＤＨにより出力トランジスタＴ１がオンしＬレベルの制御信号ＤＬにより出力トランジスタＴ２がオフすることにより出力電圧Ｖout が上昇する。出力電圧Ｖout は平滑用コンデンサＣ１により平滑される。Ｌレベルの制御信号ＤＨにより出力トランジスタＴ１がオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられているエネルギーが放出される。チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが減少して出力電圧Ｖout が低下し、それに伴い出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒより低くなると、Ｈレベルの制御信号ＤＨが出力されて出力トランジスタＴ１がオンされる。

出力電圧Ｖout が低くなると誤差信号Ｖopの電圧が上昇してＨレベルの制御信号ＤＨのパルス幅が長くなり、出力トランジスタＴ１のオン時間が長くなり、出力電圧Ｖout が高くなると誤差信号Ｖopの電圧が低下してＨレベルの制御信号ＤＨのパルス幅が短くなり、出力トランジスタＴ１のオン時間が短くなる。このような動作により、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒとが一致するように両出力トランジスタＴ１，Ｔ２が制御され、出力電圧Ｖout が一定電圧に維持される。

別の例として、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を搭載した電子機器にはＡＣアダプタが接続され、ＡＣアダプタの出力電圧が負荷としての内部回路に供給される。この時、ＡＣアダプタから供給される電源電圧は、電池の電圧よりも高い。従って、オフセット制御回路３４は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比に応じたオフセット電圧Ｖｆによりオフセット信号Ｖ２を生成する。この時のオフセット信号Ｖ２の電圧は、上記した例におけるオフセット信号Ｖ２の電圧より低い。従って、Ｈレベルの制御信号ＤＨのパルス幅が狭くなる、即ち制御信号ＤＨのオンデューティが小さくなり、出力トランジスタＴ１のオン時間が短くなるため、入力電圧Ｖinが高くなっても同じ電圧の出力電圧Ｖout を生成することができる。

以上記述したように、本実施の形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）誤差増幅器３１は出力電圧Ｖout を複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒを比較して誤差信号Ｖopを生成し、電圧源ｅ２は誤差信号Ｖopをオフセットしたオフセット信号Ｖ２を生成する。ＰＷＭ比較器３２はオフセット信号Ｖ２と三角波信号ＳＳとを比較し、該比較結果に応じたデューティにて第１出力トランジスタＴ１と第２出力トランジスタＴ２とをオンオフ制御する制御信号ＤＨ，ＤＬを生成し、オフセット制御回路３４は、出力電圧Ｖout と入力電圧Ｖinとの比を検出し、該検出結果に応じて電圧源ｅ２のオフセット電圧Ｖｆを制御する。従って、誤差信号Ｖopに対するオフセット電圧Ｖｆにより第１出力トランジスタＴ１と第２出力トランジスタＴ２のオンオフ制御するデューティが変更され、そのオフセット量は入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比により制御される。その結果、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との関係に応じたデューティにて第１出力トランジスタＴ１と第２出力トランジスタＴ２のオンオフ制御することができるため、入力電圧Ｖinが変更されてもその入力電圧Ｖinに応じて誤差信号Ｖopを相対的に変更してデューティを制御することで、幅広い入力電圧Ｖinに対応することができる。

（２）誤差信号Ｖopに対するオフセット電圧Ｖｆを入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout の比に応じて変更するため、誤差増幅器３１の増幅率を変更する必要がない、つまり誤差増幅器３１の増幅率を設定する抵抗Ｒ１〜Ｒ３や帰還コンデンサＣ２の値を変更する必要がないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの設計を容易にすることができる。

（３）誤差増幅器３１の増幅率を設定する抵抗Ｒ１〜Ｒ３や帰還コンデンサＣ２の値を変更する必要がないので、それらをチップ上に搭載することができ、外付け部品を少なくすることができる。

尚、前記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態において、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout に応じたオフセット電圧Ｖｆを誤差信号Ｖopに付加したオフセット信号Ｖ２を生成するようにしたが、オフセット電圧Ｖｆを三角波信号ＳＳに付加するようにしてもよい。例えば、図５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の制御回路４１において、三角波発振器３３とＰＷＭ比較器３２の間に電圧源ｅ２が挿入接続されている。電圧源ｅ２は、三角波信号ＳＳに直流であるオフセット電圧Ｖｆを重畳したオフセット信号ＳＳ２を出力するように構成されている。また、電圧源ｅ２は、制御信号ＳＣによりオフセット電圧Ｖｆを変更するように構成されている。尚、電圧源ｅ２のマイナス側端子は三角波発振器３３の出力端子に接続され、電圧源ｅ２のプラス側端子はＰＷＭ比較器３２に接続されている。従って、電圧源ｅ２は、図６に示すように、一点鎖線で示す三角波信号ＳＳにプラスのオフセットを付加したオフセット信号ＳＳ２（実線で示す）を出力する。このような構成においても、上記実施形態と同様の作用効果が得られる。また、誤差信号Ｖopと三角波信号ＳＳとをオフセットするようにしてもよい。

・上記各実施形態において、出力トランジスタＴ１，Ｔ２をＰチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。また、出力トランジスタＴ１をＰチャネルＭＯＳトランジスタ、出力トランジスタＴ２をＮチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。尚、変更したトランジスタの形式に応じて制御信号ＤＨ，ＤＬのレベルを変更する、又はトランジスタのゲートとＰＷＭ比較器３２の間にＰＷＭ比較器３２の出力信号をトランジスタの形式に応じたレベルに変換する駆動回路を備える必要がある。

・上記実施形態において、オフセット制御回路３４は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比に基づいて制御信号ＳＣを生成するようにしたが、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との対応関係、例えば差に基づいて制御信号ＳＣを生成するようにしてもよい。

一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。 オフセット制御回路及び定電流源の回路図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。 入力電圧に対する誤差電圧の特性図である。

符号の説明

２０，４０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１，４１ 制御回路
３１ 誤差増幅器
３２…ＰＷＭ比較器
３４オフセット制御回路
ＤＨ，ＤＬ，ＳＣ 制御信号
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｖ２，ＳＳ２ オフセット信号
ＳＳ 三角波信号
Ｔ１ 第１出力トランジスタ
Ｔ２ 第２出力トランジスタ
Ｖ１ 電圧
Ｖｒ 基準電圧
Ｖin 入力電圧
Ｖop 誤差信号
Ｖout 出力電圧

Claims (6)

1. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタと、出力電圧に基づいて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御するとともに該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更する制御回路とを備え、前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路は、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差信号をオフセットしたオフセット信号を生成するオフセット回路と、
   前記オフセット信号と三角波信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するオフセット制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタと、出力電圧に基づいて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御するとともに該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更する制御回路とを備え、前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路は、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   三角波信号をオフセットしたオフセット信号を生成するオフセット回路と、
   前記誤差信号と前記オフセット信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するオフセット制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタをオンオフ制御するとともに該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更して前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差信号をオフセットしたオフセット信号を生成するオフセット回路と、
   前記オフセット信号と三角波信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するオフセット制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
4. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタをオンオフ制御するとともに、該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更して前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、
   三角波信号をオフセットしたオフセット信号を生成するオフセット回路と、
   前記誤差信号と前記オフセット信号とを比較し、該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成するＰＷＭ比較器と、
   前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出し、該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するオフセット制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
5. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタをオンオフ制御するとともに、該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更して前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を誤差増幅器により比較して誤差信号を生成し、前記誤差信号をオフセット回路によりオフセットしたオフセット信号を生成し、前記オフセット信号と三角波信号とを比較するＰＷＭ比較器により該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出するオフセット制御回路により該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
6. 直列接続された第１出力トランジスタ及び第２出力トランジスタをオンオフ制御するとともに、該オンオフ制御のデューティを出力電圧に応じて変更して前記第１出力トランジスタに供給される入力電圧を電圧変換した出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   前記出力電圧を複数の抵抗により分圧した電圧と基準電圧を誤差増幅器により比較して誤差信号を生成し、三角波信号をオフセット回路によりオフセットしたオフセット信号を生成し、前記誤差信号と前記オフセット信号とを比較するＰＷＭ比較器により該比較結果に応じたデューティにて前記第１出力トランジスタと前記第２出力トランジスタとをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記出力電圧と前記入力電圧との対応関係を検出するオフセット制御回路により該検出結果に応じて前記オフセット回路のオフセット量を制御するようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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