FR2767207A1

FR2767207A1 - Dispositif generateur de tension constante utilisant les proprietes de dependance en temperature de semi-conducteurs

Info

Publication number: FR2767207A1
Application number: FR9710257A
Authority: FR
Inventors: Paolo Migliavacca
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1997-08-11
Filing date: 1997-08-11
Publication date: 1999-02-12
Anticipated expiration: 2017-08-11
Also published as: FR2767207B1; US6107866A

Abstract

Dispositif générateur de tension constante de type band-gap comportant : - une source de courant (110) ) pour générer un courant augmentant linéairement en fonction de la température,- un premier miroir de courant (124a, 152) pour recopier le courant de la source de courant (110) dans une branche (150) dite de sortie. Conformément à l'invention, la branche de sortie (150) comporte au moins une jonction (154) présentant à ses bornes une tension qui diminue linéairement avec la température, et une résistance de charge (156) connectée en série avec ladite jonction. Utilisation comme référence de tension.

Description

Domaine technique
La présente invention concerne un dispositif générateur de tension constante de type "band-gap".

On entend par générateur de tension constante un générateur susceptible de délivrer une tension qui est quasiment insensible à des variations de la température ambiante. De tels générateurs sont dits "band-gap" lorsqu'ils utilisent la propriété de dépendance en température de la tension aux bornes d'une ou de plusieurs jonctions de semi-conducteurs, cet te tension étant fonction de la largeur de bande interdite (band-gap) du (ou des) semi-conducteur(s) considéré(s).

L'invention trouve de nombreuses applications dans e domaine de la microélectronique, et notamment de l'électronique intégrée. A titre d'exemple, le dispositif de l'invention peut être utilisé comme générateur de tension de consigne pour un circuit de surveillance de la tension d'alimentation d'un microprocesseur. I1 peut aussi être utilisé comme générateur de tension de référence pour un convertisseur analogique-numérique.

tat de la technique antérieure
a igure i annexée, décrite ci-aprés, représente le schéma électrique typique et connu d'un générateur de tension constante de type band-gap.

e dispositif de la figure 1 comporte pour
l'essentiel une source de courant 10 connectée en série avec une résistance i2, dite résistance d'ajustage, entre une borne d'alimentation positive 14 et une borne de masse 16. Un transistor suiveur de sortie 18, relié électriquement (par sa grille) à une branche de la source de courant 10, est connecté en série avec une résistance 20, dite de charge, entre les bornes d'alimentation 14, 16. La tension constante délivrée par le dispositif, et notée VGAP, est disponible entre la borne de masse 16 et un noeud de sortie 22 situé entre le transistor de sortie 18 et la résistance de charge 20. En d'autres termes, la tension VGAP est disponible aux bornes de la résistance de charge 20.

La source de courant comporte une première branche 10a avec un premier transistor 24a dit transistor de miroir, en série avec un deuxième transistor 26a, de type bipolaire npn, et une résistance 28 dite résistance d'émetteur. La résistance d'émetteur relie l'émetteur du transistor bipolaire 26a à un noeud 30. Par ailleurs, le noeud 30 est relié à la borne de masse 16 par l'intermédiaire de la résistance d'ajustage 12.

La première branche 10a est encore appelée branche pilote de la source de courant.

Une deuxième branche 10b est connectée en parallèle à la première branche 10a entre la borne d'alimentation positive 14 et le noeud 30. Elle comporte en série un premier transistor 24b dit de miroir et un deuxième transistor 26b de type bipolaire npn.

Une borne du transistor de miroir 24b et le collecteur du transistor bipolaire 26b de la deuxième branche sont reliés à la grille du transistor suiveur de sortie 18 en un noeud 32. Par ailleurs, les bases des transistors bipolaires 26a et 26b des première et deuxième branches, sont connectées au noeud de sortie 22.

Selon une caractéristique importante du dispositif de type band-gap de la figure 1, les transistors bipolaires des deux branches de la source de courant présentent des surfaces d'émetteur différentes. Ainsi, il existe une différence de tension base-émetteur pour ces transistors.

Dans le schéma de la figure 1, on considère que le transistor bipolaire 26a de la première branche présente une surface d'émetteur plus grande que celle du transistor bipolaire 26b de la deuxième branche.

On note SV3E=VBEa-V3Eb la différence de tension existant entre les tensions base-émetteur VBEa et VBEb des transistors bipolaires 26a et 26b des première et deuxième branches respectivement.

Cette différence de tension est reportée aux bornes de la résistance d'émetteur 28 qui est parcourue par un courant Ia tel que Ia = #VBE, où R1 est la valeur
R1 de la résistance d'émetteur 28.

En première approximation, on estime que le courant Iat qui correspond au courant d'émetteur du transistor bipolaire 26a de la première branche, correspond également à son courant de collecteur. Le courant 1a est ainsi le courant de la première branche 10a de la source de courant.

Les transistors de miroir 24a et 24b forment un miroir de courant permettant de recopier le courant 1a circulant dans la première branche pilote 10a vers la deuxième branche lOb.

En désignant par Ib le courant de la deuxième branche 10b, c'est-à-dire sensiblement le courant d'émetteur du transistor bipolaire 26b, on vérifie Iat1b
La résistance d'ajustage 12 est parcourue par un courant sensiblement égal à Ia+Ib=2Ia.

Ainsi, la tension VGAP peut être exprimée par VGAp=VBEb+2R2Ia, OÙ VBEb est la tension base-émetteur du transistor bipolaire 26b de la deuxième branche et R2 la valeur de la résistance d'ajustage 12.

Sachant que la tension VBEb diminue linéairement avec la température et que le courant 1a augmente linéairement avec la température, un choix approprié de la valeur R2 de la résistance d'ajustage 12 permet de maintenir la tension de sortie VGAp sensiblement constante et indépendante de la température.

A titre indicatif, on peut noter que l'expression de BVBE en fonction de la température T est
KT 5a telle que BVBE = - en
q Sb
Dans cette formule K est la constante de
Boltzman, q la charge de l'électron et Sa et Sb les surfaces respectives des émetteurs des transistors 26a et 26b des première et deuxième branches.

Ainsi, le courant Ia augmente linéairement avec la température.

A titre d'exemple, la valeur R2 de la résistance d'ajustage est choisie de telle façon que la tension VGAP soit de l'ordre de 1,2 V lorsque la tension d'alimentation entre les bornes d'alimentation 14, 16 est de l'ordre de 5V.

Lors de la réalisation en série de générateurs de tension constante tels que décrits ci-dessus, et notamment lors d'une réalisation intégrée, on observe que les caractéristiques des composants peuvent varier d'un dispositif à l'autre.

En particulier les transistors npn bipolaires utilisés peuvent avoir des courants de saturation différents. Or, la dispersion de caractéristiques se répercute sur la valeur de la tension de sortie VGAP obtenue. Ainsi, il n'est pas possible d'obtenir en série des générateurs de tension constante ayant des tensions de sortie quasiment identiques.

Ce phénomène est illustré ci-dessous avec un exemple dans lequel on considère que les transistors bipolaires des première et deuxième branches présentent respectivement des courants de saturation pouvant varier entre une valeur typique notée Istyp et une valeur maximale Ismax.

La tension base émetteur du transistor bipolaire 26b de la deuxième branche peut ainsi varier en fonction de ses caractéristiques. La variation maximale notée ici VBE est telle que
KT Istyp
#VBE = len.

q Is max
A la température ambiante on a AVBE=-7mV pour
Istyp=3,09.10-17A et Ismax=4,13.10-l7A.

Cette dispersion de valeurs de VBE des transistors se répercute directement sur la tension de sortie VGAP des dispositifs.

Ce calcul est approximatif dans la mesure où il ne tient pas compte des courants de base des transistors ni de l'effet Early des transistors.

On rappelle que la tension Early, notée VAF dans la suite de l'exposé, mesure la sensibilité en courant d'un transistor en fonction des variations de tension (impédance de sortie du transistor).

Par ailleurs, en tenant compte du courant de base on observe que le courant d'émetteur IE des transistors bipolaires est différent du courant de collecteur.

En désignant par Ta et Ib le courant de collecteur et par IEa et IEb les courants d'émetteurs des transistors 26a et 26b des première et deuxième branches 10a et 10b, on peut écrire les relations suivantes

les termes VCEa et VcEb désignent respectivement les tensions collecteur-émetteur des transistors bipolaires des première et deuxième branches, tandis que ss est le gain de ces transistors.

En considérant que pour les transistors bipolaires utilisés les valeurs typiques de VAF et ss sont VAFtyp=106 et sstyp=142, en considérant que les valeurs maximales sont VAFmax=77,8 et ssmax=185 et en considérant que VCEa=2,7V, VCEb=1,4V pour une tension d'alimentation de 5V, on obtient pour IEa et IEb des facteurs correctifs Xa et Xb tels que Xa=O,9928 et Xb=0,9969.

Ces facteurs correctifs sont définis par
(IEa / Ia)typ (IEb / Ib)typ
Xa = et Xb =
(IEa / Ia)max (IEb / Ib)max
Dans ces formules les indices typ et max désignent respectivement des valeurs typiques et maximales.

En notant VR2 la tension mesurée aux bornes de la résistance d'ajustage 12 et AVR2 la différence de tension mesurée aux bornes de la résistance d'ajustage 12, en tenant compte des valeurs typiques et des valeurs maximales des paramètres des transistors, on obtient
VR2 = (IEa + IEb) x R2 #VR2 = (#IEa + #IEb)R2 = [IEa(1 - Xa) + IEb(1 - Xb)] x R2

Lorsque dans cette expression on prend pour
VR2 t la tension aux bornes de la résistance d'ajustage, une valeur de 600 mV (cas des valeurs typiques), on obtient #VR2#+3mV.

La différence de tension AVR2 aux bornes de la résistance d'ajustage 12, vient en partie compenser la différence de tension AVBE apparaissant au niveau du transistor bipolaire 26b de la deuxième branche.

Ainsi, en tenant compte du courant de base et de l'effet Early des transistors bipolaires, la dispersion de caractéristiques des transistors conduit à une variation de la tension de sortie AVGAP telle que AVGAP=AVBE+ AVR2 = -7 + 3 =-4mV.

On rappelle que la tension de sortie généralement délivrée par un dispositif générateur de tension constante tel que décrit ci-dessus est de l'ordre de 1,2V. Dans un grand nombre d'applications cette tension est utilisée comme une tension de référence et une dispersion de 4mV apparaît comme inacceptable.

Exposé de l'invention
La présente invention a pour but de proposer un dispositif générateur de tension constante, qui soit quasiment insensible à la température mais qui soit également quasiment insensible à la dispersion de caractéristiques des composants qui le constituent.

Plus précisément, un but est de proposer un générateur de tension dont la tension de sortie ne varie quasiment pas en fonction d'une modification des caractéristiques des transistors bipolaires utilisés.

Un autre but est de proposer un tel dispositif comportant un nombre faible de composants et susceptible d'être réalisé à faible coût.

Un autre but encore est de proposer un tel dispositif pouvant être réalisé sous forme intégrée sur un substrat tel que, par exemple, un substrat de silicium.

Pour atteindre ces buts, l'invention a plus précisément pour objet un dispositif générateur de tension constante de type band-gap comportant - une source de courant à deux branches pour générer un
courant augmentant linéairement en fonction de la
température, et - un premier miroir de courant pour recopier le courant
de la source de courant dans une branche dite de
sortie.

Conformément à l'invention, la branche de sortie comporte au moins une jonction présentant à ses bornes une tension qui diminue linéairement avec la température et une résistance de charge connectée en série avec ladite jonction entre des bornes d'alimentation.

Grâce à ce dispositif une variation de la tension de sortie en fonction des dispersions de caractéristiques des composants est rendue particulièrement faible.

De plus, une très bonne insensibilité de la température est également obtenue.

Selon un aspect particulier de l'invention, - une première branche de la source de courant comporte
dans l'ordre et en série entre les bornes
d'alimentation, un premier transistor dit de miroir,
un deuxième transistor bipolaire et une résistance
électrique reliant le deuxième transistor à une borne
d'alimentation, - une deuxième branche de la source comporte dans
l'ordre et en série entre les bornes d'alimentation,
un premier transistor dit de miroir et un deuxième
transistor bipolaire relié directement à ladite borne
d'alimentation, - les premiers transistors des première et deuxième
branches forment un deuxième miroir de courant, et - le deuxième transistor bipolaire de la première
branche présente une surface d'émetteur supérieure à
une surface d'émetteur du deuxième transistor de la
deuxième branche.

Dans cette réalisation particulière, la première branche de la source de courant constitue une branche pilote. Le courant circulant dans cette branche est copié par le premier miroir de courant vers la branche de sortie. Le deuxième miroir de courant copie le courant de la branche pilote vers la deuxième branche de la source de courant.

Ainsi, au sens de la présente invention, le courant de la source de courant est compris comme étant le courant traversant la première branche, c'est-à-dire la branche pilote de la source de courant.

Les composants sont de préférence choisis tels que le courant circulant dans la deuxième branche et dans la branche de sortie est sensiblement égal au courant de la branche pilote. Ceci n'est toutefois pas obligatoire.

Selon un autre aspect particulier de l'invention, la jonction de la branche de sortie peut être formée par une diode ou un transistor bipolaire.

On note également que la branche de sortie peut comporter une seule jonction ou plusieurs jonctions en série.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, en référence aux figures des dessins annexés.

Cette description est donnée à titre purement illustratif et non limitatif.

Brève description des figures
- La figure 1, déjà décrite, est un schéma électrique d'un dispositif générateur de tension constante de type connu.

- La figure 2 est un schéma électrique d'un dispositif générateur de tension constante constituant une mise en oeuvre particulière de l'invention.

- La figure 3 est un graphique illustrant la variation de la tension de sortie du dispositif de la figure 2 en fonction de la température.

Description détaillée d'un mode de réalisation du dispositif de l'invention
Afin de faciliter la lecture de la figure 2, des parties de cette figure identiques, similaires ou équivalentes à des parties correspondantes de la figure 1 portent les mêmes références auxquelles on a ajouté 100.

Le dispositif de la figure 2 comporte une source de courant 110 avec une première branche 110a et une deuxième branche 110b. La première branche, qui constitue une branche pilote, est parcourue par un courant noté Ta. Elle comporte dans l'ordre et en série depuis une borne d'alimentation positive 114, un premier transistor 124 a, dit de miroir, un deuxième transistor bipolaire npn 126a et une résistance d'émetteur 128 qui relie l'émetteur du transistor bipolaire 126a à une borne d'alimentation de masse 116.

La deuxième branche 110b comporte dans l'ordre et en série, depuis la borne d'alimentation 114, un premier transistor 124b, dit de miroir, et un deuxième transistor 126b, bipolaire npn, relié par son collecteur au premier transistor 124b. L'émetteur du transistor bipolaire 126b est directement relié à la borne d'alimentation de masse 116.

On peut noter par ailleurs que le collecteur du transistor bipolaire 126b de la deuxième branche est relié à sa base et que les bases des transistors bipolaires des première et deuxième branches sont directement reliées entre elles.

Le courant 1a de la première branche 110a est copié dans la deuxième branche 110b par un miroir de courant constitué par les premiers transistors 124a et 124b. Dans le présent exemple on considère que le courant circulant dans la deuxième branche est sensiblement égal au courant circulant dans la première branche.

Le dispositif de la figure 2 comporte également une branche de sortie 150. La branche de sortie comporte en série et dans l'ordre depuis la borne d'alimentation positive 114, un transistor de sortie 152, un transistor bipolaire npn 154 et une résistance d'ajustage 156. La résistance d'ajustage 156, de valeur
R3, relie l'émetteur du transistor bipolaire 154 à la borne d'alimentation de masse 116.

Le transistor bipolaire 154 est utilisé ici en tant que jonction. Un amplificateur opérationnel 158 est connecté dans une boucle de contre-réaction en tension du transistor. On observe qu'une entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel est reliée au collecteur du transistor bipolaire 154, tandis que la sortie et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel sont conjointement reliées à la base du transistor bipolaire 154.

Un tel branchement permet de polariser le transistor et de fixer son point de fonctionnement statique. Toutefois, dans une réalisation simplifiée représentée en trait discontinu sur la figure, la boucle de contre-réaction peut être remplacée par une liaison électrique 160 reliant la base et le collecteur du transistor bipolaire.

La valeur R3 de la résistance d'ajustage est ajustée de façon à rendre le dispositif quasiment insensible aux variations de température. Dans le présent exemple, où la branche de sortie ne comporte qu'une seule jonction dont la tension est de l'ordre de 0,6 V (silicium), la valeur R3 est ajustée de façon à obtenir une tension de sortie de l'ordre de 1,2 V.

Selon une variante, le transistor bipolaire peut aussi être remplacé par une diode à jonction 155 polarisée dans le sens passant entre le transistor de sortie 152 et la résistance d'ajustage 156. Cette variante est représentée en trait discontinu sur la figure 2.

La base ou grille du transistor de sortie 152 est reliée électriquement aux bases ou grilles des premiers transistors 124a, 124b de la source de courant. Ainsi, le premier transistor 124a de la première branche 110a et le transistor de sortie 152 de la branche de sortie forment un miroir de courant pour recopier le courant circulant dans la première branche 110a dans la branche de sortie.

Bien que ce ne soit pas indispensable, on suppose dans la suite de l'exposé que les intensités des courants de la branche pilote et la branche de sortie sont sensiblement égales.

Le fonctionnement de la source de courant 110 du dispositif de la figure 2 est sensiblement identique à celui de la source de courant 10 de la figure 1.

L'explication détaillée de ce fonctionnement est ainsi omise ici. On notera toutefois sur la figure 2 l'absence de résistance correspondant à la résistance d'ajustage 12 de la figure 1. La résistance d'émetteur 128 de la première branche et l'émetteur du transistor bipolaire 126b de la deuxième branche sont directement reliés à la borne d'alimentation de masse 116. Un tel branchement a pour conséquence, que les tensions collecteur-émetteur des transistors bipolaires 126a et 126b, notées VcEa et VcEb, sont augmentées par rapport à celles de la figure 1, pour une même valeur de la tension d'alimentation.

L'augmentation de la tension collecteurémetteur des transistors permet également d'augmenter leur sensibilité à l'effet Early. Par ailleurs, dans le dispositif de la figure 2, la compensation de la dispersion des caractéristiques par l'effet Early s'applique non seulement au transistor bipolaire de la première branche (pilote) 110a de la source de courant mais aussi au transistor bipolaire 154 de la branche de sortie 150.

En tenant compte de l'effet Early le courant traversant le transistor bipolaire 126a de la branche pilote 110a doit être multiplié par un coefficient de correction Xa tel que

avec VCEa=vcc-vGsa où VGSa est la tension grille source du premier transistor 124a de la branche pilote (la grille est reliée directement au drain), on obtient VCEa=5-1,5=3,5 pour une tension d'alimentation Vcc de 5V et ainsi, pour les mêmes valeurs de VAFtyp et VAFmax utilisés pour les calculs relatifs à la figure 1, on obtient Xa=0,9885.

Le courant de la branche pilote est, comme expliqué précédemment, recopié dans la branche de sortie. Dans cette branche, il faut tenir compte d'un deuxième coefficient de correction de dispersion Xs tenant compte à l'effet Early du transistor bipolaire 154 de la branche de sortie. Le coefficient de correction Xs est tel que

Dans cette expression, VCEs est la tension collecteur-émetteur du transistor bipolaire de la branche de sortie. Le potentiel de collecteur et le potentiel de base de ce transistor étant sensiblement identiques, on a VCEs=VBEs#0,7V (où VBEs est la tension aux bornes de la jonction base-émetteur du transistor bipolaire) . Avec toujours les mêmes valeurs de VAF > yp et VAFmax on obtient Xs=0,9976.

La tension de sorite VGA?, mesurée sur le collecteur du transistor bipolaire 154 de la branche de sortie subit en fonction de la dispersion des caractéristiques, des variations AVGAP telles que AVGA?=AVBEs+ AVR 3 =#VBEs+ VR3 (l-Xa.Xs) =-7mV+7, 3mV#0,3mV.

Dans cette expression VR3 désigne la tension typique au borne de la résistance d'ajustage 156 (530 mV) et AVR3 désigne la variation de la tension aux bornes de la résistance d'ajustage 156.

On constate que la variation AVGAP (0, 3mV) dans le cas du dispositif de la figure 2 conforme à l'invention, est très inférieure à AVGAP (4mV) dans le cas du dispositif de la figure 1.

Ainsi, la tension VGAP de sortie du dispositif conforme à l'invention est quasiment insensible à la dispersion de caractéristiques des transistors utilisés.

A titre d'illustration du fonctionnement du dispositif, la figure 3 exprime sous forme de graphique la valeur de la tension de sortie VGAP du dispositif de la figure 2 en fonction de la température.

La tension VGAP est reportée en ordonnée et exprimée en volt tandis que la température, reportée en abscisse, est exprimée en Kelvin.

A la lecture du graphique on observe que dans une plage de variation de température de 70 C, la tension de sortie varie de moins de lmV.

Ainsi, la sensibilité du dispositif à la dispersion des caractéristiques des composants est sensiblement du même ordre, voire inférieure, à la sensibilité en température.

Claims

REVENDICATIONS

1. Dispositif générateur de tension constante de type band-gap comportant - une source de courant (110) à deux branches (110a,

ll0b) pour générer un courant augmentant linéairement

en fonction de la température, - un premier miroir de courant (124a, 152) pour

recopier le courant de la source de courant (110)

dans une branche (150) dite de sortie, et dans lequel la branche de sortie (150) comporte au moins une jonction (154) présentant à ses bornes une tension qui diminue linéairement avec la température, et une résistance de charge (156) connectée en série avec ladite jonction entre des bornes d'alimentation

(114, 116).

2. Dispositif selon la revendication 1 dans lequel - une première branche (110a) de la source de courant

comporte dans l'ordre et en série entre les bornes

d'alimentation (114, 116), un premier transistor

(124a) dit de miroir, un deuxième transistor (126a)

bipolaire et une résistance électrique (128) reliant

le deuxième transistor (126a) bipolaire à une borne

d'alimentation (116), - une deuxième branche (110b) de la source comporte

dans l'ordre et en série entre les bornes

d'alimentation (114, 116) un premier transistor

(124b) dit de miroir et un deuxième transistor (126b)

bipolaire relié directement à une borne

d'alimentation (116), - les premiers transistors (124a, 124b) des première et

deuxième branches forment un deuxième miroir de

courant, et - le deuxième transistor (126a) bipolaire de la

première branche présente une surface d'émetteur

supérieure à une surface d'émetteur du deuxième

transistor (126b) bipolaire de la deuxième branche (110b).

3. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le premier miroir de courant comporte un transistor (152) dit de sortie, relié en série avec ladite jonction (154) et la résistance de charge (156) dans la branche de sortie (150).

4. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel la branche de sortie (150) comporte un transistor bipolaire (154) formant ladite Jonction.

5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel le transistor bipolaire (154) de la branche de sortie est connecté dans la branche de sortie par des bornes de collecteur et d'émetteur, et une borne de base du transistor bipolaire est reliée directement à la borne de collecteur.

6. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel le transistor bipolaire (154) de la branche de sortie est connecté dans la branche de sortie par des bornes de collecteur et d'émetteur, la borne de collecteur étant reliée à une borne de base du transistor par une boucle de contre-réaction en tension.

7. Dispositif selon la revendication 6 dans lequel la boucle de contre-réaction comporte un amplificateur opérationnel (158).

8. Dispositif selon la revendication 1 dans lequel la branche de sortie comporte une diode (155) formant ladite jonction.