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EP1326155A1 - Générateur de tension de référence à performances améliorées - Google Patents

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Publication number
EP1326155A1
EP1326155A1 EP02080245A EP02080245A EP1326155A1 EP 1326155 A1 EP1326155 A1 EP 1326155A1 EP 02080245 A EP02080245 A EP 02080245A EP 02080245 A EP02080245 A EP 02080245A EP 1326155 A1 EP1326155 A1 EP 1326155A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
voltage
node
temperature
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02080245A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Hervé Marie
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of EP1326155A1 publication Critical patent/EP1326155A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • GPHYSICS
    • G05CONTROLLING; REGULATING
    • G05FSYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02Regulating voltage or current
    • G05F3/08Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26Current mirrors
    • G05F3/267Current mirrors using both bipolar and field-effect technology
    • GPHYSICS
    • G05CONTROLLING; REGULATING
    • G05FSYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02Regulating voltage or current
    • G05F3/08Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the present invention relates to a generator of at least one voltage of reference to improved performance.
  • Reference voltage generators can be used in many applications such as converters in which we need to have a very precise and stable voltage value whatever the conditions environmental. This is particularly the case when the reference voltage is based on the energy band.
  • These voltage generators are known by the Anglo-Saxon name of "bandgap generator” in the literature.
  • bandgap generator In an integrated circuit, we use as voltage reference the potential barrier of a PN junction corresponding to the width of the strip prohibited semiconductor is 1.205 volts in the case of silicon.
  • the value of the reference voltage delivered by this generator must be reference voltage is not dependent on the process for producing the different electronic components of the generator.
  • These reference voltage generators are produced in the form of monolithic integrated circuits and it is well known that components in front having the same characteristics are ultimately dissimilar.
  • the reference voltage delivered by such generators be as little as possible affected by faults in the power source which feeds.
  • the signals delivered by the power sources include disturbances: noise, noise, voltage spikes. These faults must not have repercussions on the level of the reference voltage delivered by the generator.
  • the reference voltage generator has the highest power rejection rate possible over a wide frequency band. It is the ratio between a variation of the tension output of the reference voltage generator caused by a variation of the voltage power supply and said variation of the supply voltage, this quantity is known by the Anglo-Saxon abbreviation PSRR for Power Supply Rejection Ratio.
  • this reference voltage generator has a good load rejection and that it has the lowest start-up response time possible.
  • Reference voltage generators of known type are such that their voltage output, with appropriate weighting coefficients, a base emitter voltage of a bipolar transistor with a voltage proportional to the absolute temperature T.
  • the choice weighting coefficients is done so that the voltage changes proportional to the absolute temperature compensate for those of the base emitter voltage of the bipolar transistor.
  • FIG. 1 An example of a reference voltage generator known from the article "A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference ", A. Paul BROKAW, IEEE Journal of solid state circuits, volume sc-9, n ° 6, december 1974, pages 388 to 393, is illustrated in figure 1. It consists an input stage 1 with two branches 10, 11 mounted between two supply terminals 20, 21, one 20 brought to a high potential Vcc, the other 21 brought to a low potential. Vee, generally the mass. In each of the branches 10, 11 there is at least one bipolar transistor Q1, Q2 and these transistors do not have the same size of transmitter.
  • This input circuit 1 combines a voltage transmitter base of one of the Q2 bipolar transistors with a voltage proportional to the absolute temperature (known as PTAT voltage, PTAT being the abbreviation Anglo-Saxon for Proportionnai To Absolute Temperature) and it is the tension resulting from this combination which forms the reference voltage Vref.
  • PTAT voltage a voltage proportional to the absolute temperature
  • Vref the reference voltage
  • This input circuit 1 is associated with an operational amplifier 2 which, by attenuating variations in the supply voltage Vcc-Vee, maintains the same current in both branches 10, 11.
  • the operational amplifier is configured to have the greatest gain possible.
  • the two transistors Q1, Q2 have their common base, their collectors connected to the supply terminal 20 brought to the potential Vcc via a resistance R2, R3 respectively.
  • the emitter of the first transistor Q1 is connected to the other terminal supply 21 via a series 12 mounting of two resistors R1, R0.
  • the transmitter of the second transistor Q2 is connected to the other supply terminal 21 via one R0 of the resistors of the assembly series 12.
  • the emitter area of the first transistor Q1 is equal to n (n integer greater than a) times that of the second transistor Q2.
  • n can be equal to 8.
  • Operational amplifier 2 can take a classic form with a stage differential amplifier 13 and an output stage 14.
  • the amplifier stage differential 13 comprises a differential pair 15 of transistors Q3, Q4 whose bases form the two differential inputs.
  • the base of transistor Q3 is connected to branch 11 at the level of collector of transistor Q2, the base of transistor Q4 is connected to branch 10 at the collector of transistor Q1.
  • the emitters of the transistors Q3, Q4 are interconnected. They are connected to the supply terminal 21 brought to the potential Vee by a source resistor R4.
  • the collectors of the two transistors Q3, Q4 are each connected to the supply terminal 20 carried at potential Vcc via a load resistor R5, R6 respectively.
  • upstairs output 14 includes a follower circuit 22 with a transistor Q5 whose emitter is connected to the supply terminal 21 brought to potential Vee via a resistor R7, the collector is connected to the supply terminal 20 brought to the potential Vcc and whose base is connected to the emitter of transistor Q4 of the differential amplifier 13.
  • the output of the reference voltage generator is at the bases transistors Q1, Q2 of input stage 1 which are connected to the emitter of transistor Q5 the output stage 14.
  • the operational amplifier 2 compares the currents flowing in the two branches 10, 11 and ensures that they remain substantially equal whatever the variations in diet.
  • Vref Vbe (Q2) + R0.I0
  • Vbe (Q2) representing the base emitter voltage of transistor Q2 and I0 being the current flowing in the resistor R0.
  • Vbe (Q2) - Vbe (Q1) R1.I1.
  • Vbe (Q2) - Vbe (Q1) V T .Log (n) with V T thermal voltage.
  • This thermal voltage V T is equal to kT / Q where k is the Boltzmann constant, T the temperature in degrees Kelvin, and q the charge of the electron.
  • the voltage across the resistor R0 is equal to: 2.V T .Log (n) .R1 / R0 since the same currents flow in the transistors Q1, Q2.
  • Vref Vbe (Q2) + 2.V T .Log (n) .R1 / R0.
  • the reference voltage generator requires a starting circuit (not shown). Indeed, the circuit is in a stable mode when no current flows in the transistors Q1, Q2 and that they are in a blocked state.
  • the start-up circuit has the function of injecting a current into the load circuit of the pair differential thus increasing the emitter voltage of the transistors of the differential pair and therefore the voltage at the base of the transistors of the input circuit.
  • Such a circuit start-up requires many active components, for example several MOS transistors operating as switches, a current mirror with bipolar transistors and some resistances. It significantly increases the cost of the reference voltage generator.
  • the object of the present invention is to provide a voltage generator for reference as insensitive as possible to variations in supply voltage and process of manufacturing, whose dependence on temperature is determined and which does not have not the disadvantages of the reference voltage generator of Figure 1, namely the need to use a high gain operational amplifier and the need to include a circuit start-up.
  • the source and load circuits include regulation means for, even when the loop connecting the input stage to the output stage is open, regulate the voltage of reference which is then delivered in a manner substantially independent of the method of generator manufacturing, variations in supply voltage and with dependence determined with respect to temperature.
  • the means of regulation impose, the loop being open, that during a variation of the supply voltage, substantially the same variation affects the circuit source and on the load circuit so that the voltage appearing at the first node is practically independent of variations in the supply voltage, the current in the source circuit being substantially independent of temperature.
  • the differential amplifier may include a pair of differential transistors and the source circuit may include a resistor and a diode in series, the resistor being connected to the pair of differential transistors and the diode to one of the supply terminals, the diode with a temperature slope such that, even when the loop is open, said slope compensates for the temperature slopes of the input stage and the amplifier stage differential so that the voltage across the resistor is substantially independent of temperature and manufacturing process.
  • the load circuit may include a resistor mounted between the first node and one of the supply terminals, the ratio between the value of the resistance of the load and the value of the resistance of the source circuit being adjusted so that, even in open loop, when the supply voltage changes, the same variation is reflected on the source circuit and on the load circuit so that the tension appearing at the first node is practically independent of the variations of the supply voltage.
  • the operational amplifier may include a compensation circuit connected to the first node and at the output stage at a second node with the loop when it is closed, the compensation circuit and the source circuit now at the level of the first node a voltage which substantially compensates for that brought by the output stage, rendering, even when the loop is open, the voltage at the second node is substantially independent of temperature and variations in the supply voltage.
  • the compensation circuit may include a bipolar transistor whose emitter is connected to one of the supply terminals through a resistor, the collector of which is connected at the first node and whose base is connected to the output stage at the level of the second node.
  • the output stage may include a follower circuit with a transistor bipolar, the transmitter of which is connected to one of the supply terminals through at least one resistance and to the loop when it is closed, whose collector is connected to the other terminal supply and whose base is connected to the first node, an output of the generator being made at the emitter of the bipolar transistor.
  • the output stage may include a follower circuit with a bipolar transistor whose the transmitter is connected to one of the supply terminals through a divider resistor bridge voltage and to the loop when closed, whose collector is connected to the other terminal supply and whose base is connected to the first node, an output of the generator being made at a common point between two resistors of the voltage divider bridge.
  • the output stage may include, associated with the follower circuit, an adjustment circuit of the temperature slope of the voltage at the first node, this adjustment circuit being mounted between the first node and one of the supply terminals and being connected to a common point between two resistors of the voltage divider bridge, this control circuit generating a current whose temperature slope is adjustable by the choice of bridge resistances.
  • the adjustment circuit can include a bipolar transistor whose emitter is connected to one of the supply terminals through a resistor, the collector of which is connected to the first node and whose base is connected to the common point between two resistors of the bridge voltage divider, a generator output being at the emitter of the transistor of the adjustment circuit.
  • the adjustment circuit can cooperate with an additional circuit having a transistor to form a current mirror, the output being at the emitter of the transistor of the additional circuit.
  • the generator may have a standby circuit to put it into standby mode, the standby circuit including several pairs of additional MOS transistors installed in the differential amplifier stage and a pair additional MOS transistors located in the output stage, these MOS transistors being controlled by a standby mode controller.
  • This generator is perfectly suited to deliver a founded reference voltage on the forbidden energy band of a semiconductor material.
  • the invention also relates to a converter including a generator according to the invention and an apparatus for receiving and transmitting radio communications signals including a generator according to the invention.
  • a device can for example be a telephone which can for example include a converter according to the invention.
  • FIG. 2 shows in detail an example of a generator of at least one reference voltage Vref according to the invention.
  • the operational amplifier 2 comprises a differential amplifier stage 13, a output stage 14, a compensation circuit 16.
  • the output stage 14 is similar to that of the Figure 1 with a follower circuit 22, it will not be described again. It is connected by a loop 3 at the input stage 1 at the level of the common base of the two transistors Q1, Q2 of the input stage 1.
  • the two transistors Q1, Q2 have different emitter surfaces and multiples of each other.
  • the reference voltage Vref is delivered by the output stage 14. Its elements have the same references as in FIG. 1.
  • the differential amplifier stage 13 comprises a pair of transistors Q6, Q7 differential 15 connected to the input stage 1 and mounted between the two supply terminals 20, 21 via a source circuit 17 and a load circuit 18. More precisely, the bases of the two transistors Q6, Q7 form the two differential inputs of stage 13.
  • the base of transistor Q6 is connected to branch 11 at the collector of transistor Q2, the base of transistor Q7 is connected to branch 10 at the collector of transistor Q1.
  • the emitters of transistors Q6, Q7 are interconnected. They are connected to the power terminal 21 brought to the potential Vee by the source circuit 17 which is now an active circuit.
  • the source 17 and load 18 circuits include regulation means R8, R9 for, even when loop 3 is open, regulate the reference voltage Vref. This the latter is then delivered substantially independently of the process for manufacturing the generator, variations in the supply voltage and with a determined dependence on of the temperature.
  • the source circuit 17 comprises in series a diode, represented by a transistor Q9 connected by diode, and a resistor R9 forming part of the regulation means.
  • the resistor is connected to the common emitters of the transistors Q6, Q7 of the differential pair 15.
  • the collectors of the two transistors Q6, Q7 are each connected to the supply terminal 20 brought to potential Vcc via the charging circuit 18.
  • This charging circuit 18 includes a resistor R8, part of the regulation means, mounted between the collector of the transistor Q7 of the differential pair and the supply terminal 20.
  • the collector of the other transistor Q6 of the differential pair 15 is directly connected to the terminal supply 20.
  • the output stage 14 is connected in a first node A to the charging circuit 18, at the collector of transistor Q7.
  • the compensation circuit 16 is an active circuit, it includes a transistor Q10 whose collector is connected to the first node A, that is to say to the resistor R8 and to the stage of output 14 at the base of transistor Q5, and whose emitter is connected to the terminal supply 21 through a resistor R10.
  • the base of transistor Q10 is connected to the base common of the transistors Q1, Q2 of the input stage.
  • the reference voltage Vref is available at a second node B which corresponds to the link between the emitter of the output transistor Q5, the resistor R7 and loop 3.
  • the reference voltage is available at a another location of the output stage 14 as illustrated in FIG. 3 described later and even that several reference voltages of different values and / or temperature slopes are delivered by the voltage generator according to the invention.
  • the means for regulating the source 17 and load 18 circuits by virtue of their configuration impose that the voltage appearing at the first node A is practically independent of variations in the supply voltage Vcc-Vee.
  • the ratio of resistances R9 and R8 of the regulation means is chosen in such a way that a variation ⁇ (Vcc-Vee) of the supply voltage causes substantially the same variation ⁇ (Vcc-Vee) on the source circuit 17 and on the load 18 across the load resistor R8 regardless of the temperature.
  • the first node A does not vary in tension during a variation of the tension Power.
  • the ratio of resistances R8 / R9 of the regulation means is chosen in such a way so that the gain in common mode of the amplifier formed by the differential stage 13 and the resistors R2, R3 is adjusted to the value -1.
  • the circuit of source 17 is configured to generate a current substantially independent of temperature, which amounts to saying that the resistance R9 is adjusted so that the voltage across its terminals is substantially independent of temperature. This is checked for all temperatures if the following adjustment is made at the level of the input stage 1.
  • V R9 (Vcc - Vee) - V R3 + V BE (Q6) + V BE (Q9))
  • VR9 (Vcc - Vee) - (V R3 + 2V BE )
  • V R3 + 2V BE The term (V R3 + 2V BE ) must then be substantially independent of the temperature, this happens if it is equal to 2Vref for example and if the temperature slope of the peak resistance R3 compensates for those of the two base emitter voltages of the transistors Q6 and Q9. This makes the reference voltage generator object of the invention insensitive to the manufacturing process. With the notation explained below, the temperature slope of the resistor R3 is substantially equal to one and that of the voltage across the resistor R9 substantially equal to zero.
  • the two resistors R2, R3 of the collector of the input stage 1 are identical. The same current flows in the transistors Q1, Q2 of the input stage, this current having a slope substantially equal to one.
  • V BE0 0.8V .
  • the tension at the level of the second node B is appreciably independent of temperature variations, which means, with this notation, that it must have a temperature slope substantially equal to 0.
  • the voltage reference is taken from the second node B.
  • the slope in temperature of the tension at the first node A is substantially equal and opposite to that provided by the transistor Q5 of the output stage 14 to obtain slope compensation. It just happens that the temperature slope of the voltage at the first node A and therefore at the terminals of the load circuit 18 must be substantially equal to 0.5 since the temperature slope of a base emitter voltage of a bipolar transistor is -0.5. This slope is conditioned by that of the source circuit 17 and by that of the source circuit. compensation 16.
  • These two circuits each include a bipolar transistor Q9, Q10, the temperature slope is imposed and equal to substantially -0.5 and a resistance R9, R10 that it just adjust to impose that of the charging circuit 18.
  • the temperature slope of the circuit compensation 16 thus takes substantially the value 1 in the example described and that of the source circuit 17 substantially the value 0.
  • the voltage across the resistor R10 of the compensation circuit 16 varies substantially in proportion to the absolute temperature.
  • the table at the end of the description groups the characteristics in value, slope and voltage assigned to each of the components of the reference voltage generator according to the invention.
  • the voltage at the second node B in the example the reference voltage Vref, is appreciably independent of temperature, variations in power and the process production.
  • the emitter of transistor Q5 of the stage of output 14 and the base of transistor Q10 of the compensation circuit are connected at the second node B, but they are no longer connected to the base of the transistors Q1, Q2 of the input stage.
  • a voltage Vrefin substantially equal to the voltage Vref desired at the output, is applied to the base of the transistors Q1, Q2 of the input circuit 1.
  • the operational amplifier 2 having nothing to correct since the voltage at the second node B is independent of the temperature and feed variations and even in open loop, can have a low gain.
  • FIGS. 5A, 5B are curves of the variations of the reference voltage delivered by the generator of FIG. 2 as a function of the supply voltage Vcc open loop and closed loop respectively.
  • the three curves correspond to different temperatures.
  • the curve referenced 1 corresponds to 120 ° C
  • the curve referenced 2 corresponds to 27 ° C
  • the curve referenced 3 corresponds to -30 ° C.
  • Vee represented the mass.
  • the curves are substantially flat over a wide range of voltages.
  • FIGS. 6A, 6B are curves of the variations of the reference voltage delivered by the generator of FIG. 2 as a function of the temperature respectively in open loop and closed loop.
  • the three curves correspond to voltages different feed.
  • the curve referenced 1' corresponds to a voltage of 2.5V, the curve referenced 2 'at a voltage of 2.7V, the curve referenced 3' at a voltage of 3V.
  • the curves are substantially flat over a wide range of temperatures.
  • Figure 7 shows for different temperatures and different voltages power supply, variations in the reference voltage Vref as a function of the voltage Vrefin.
  • Curve a corresponds to a supply voltage of 3V and a temperature of 120 ° C
  • the curve b corresponds to a supply voltage of 3V and a temperature of -30 ° C
  • This adjustment circuit 24 may include a transistor Q12 of which the transmitter is connected to the power supply terminal 21 through a resistor R12, including the collector is connected to the first node A and whose base is connected to the follower circuit 22 which now includes a resistor bridge R110, R111 voltage divider mounted between the terminal supply 21 and the second node B, that is to say the emitter of transistor Q5. Resistance R110 is connected to the emitter of transistor Q5, the resistor R111 is connected to the terminal 21. The two resistors R110 and R111 have one point in common C. The base of the transistor Q12 is connected to common point C.
  • the adjustment circuit 24 makes it possible to generate at the charge circuit 18 a current whose temperature slope is greater than or equal to one and this slope is adjusted by the values of resistors R110, R111 of the divider bridge and more particularly by the ratio (R110 + R111) / R111. In the example described this ratio is 8/9 which allows the adjustment circuit 24 generates a current whose slope is substantially equal to 1.5.
  • the compensation circuit 16 generates a current at charge circuit 18 whose slope is substantially equal to one, these two currents add up at the charge circuit and the resulting current in the charging circuit has a temperature gradient which depends on the weights relative currents of the two circuits, that is to say values of resistors R10, R12. In the example described, it is slightly greater than one.
  • a reference voltage could be taken at a location other than at node B of the output stage 14. It could be taken at the common point C between the two resistors R110, R111 of the voltage divider bridge and its value to be imposed by the values resistors of the divider bridge. In the example it would be worth approximately 8/9 of the voltage at second node B and its temperature slope would be substantially zero.
  • a reference voltage with a known slope, greater than one, could be taken from the terminals of the resistor R12 of the adjustment circuit 24, but it is preferable associate the adjustment circuit 24 with an additional circuit 23 to transform it into a mirror current. The same current will flow in the adjustment circuit 24 and in the circuit additional 23.
  • the additional circuit 23 includes a transistor Q13, the collector of which is connected to the supply terminal 20, a transmitter connected to the supply terminal 21 through a resistor R13 and a base connected to the base of the transistor Q12 of the adjustment circuit 24.
  • a voltage of reference Vref1 is taken from the emitter of transistor Q13. In this example, it has the same slope as that present at the emitter of transistor Q12.
  • Vref1 a voltage whose temperature slope is substantially equal 1.5.
  • the values of the resistances of the current mirror and of the divider bridge are indicated in the table at the end of the description.
  • This slope of +1.5 can for example be used to compensate in a user circuit with MOS transistors, the mobility ⁇ of the electrons whose slope in temperature is -1.5 with the previous notation. Note that this slope value in temperature is higher than that of a voltage proportional to the absolute temperature which is 1.
  • Such a reference voltage generator can be equipped to operate in a standby mode.
  • the standby mode is useful for example in a telephony application mobile.
  • Figure 4 illustrates a reference voltage generator similar to that of Figure 3 but equipped with a standby circuit (30, P6, P7, P5).
  • the standby circuit is consists of several pairs P6, P7, P5 of complementary MOS transistors. Each of the transistors Q6, Q7 of the differential pair 15 and the transistor Q5 of the output circuit 22 is associated with such a pair of complementary MOS transistors respectively P6, P7, P5.
  • the MOS transistors of the pair P6 associated with the bipolar transistor Q6 are referenced M61, M62, the transistor M61 being the N-channel MOS transistor and the transistor M62 being the P-channel MOS transistor. More precisely, the transistor M61 has its drain connected to the base. of transistor Q6, its source connected to the emitter of transistor Q2 and its gate connected to a device standby control 30. The transistor M62 has its drain connected to the base of the transistor Q6, its source connected to the supply terminal 21 brought to the potential Vee and its grid connected to the device standby control 30. The base of transistor Q6 is then connected to the emitter of the transistor Q2 through the MOS transistor M61.
  • the MOS transistors of the pair P7 associated with the bipolar transistor Q7 are referenced M71, M72, the transistor M71 being the N-channel MOS transistor and the transistor M72 being the P-channel MOS transistor. More precisely, the transistor M71 has its drain connected to the base. of transistor Q7, its source connected to the emitter of transistor Q1 and its gate connected to the standby control 30. The transistor M72 has its drain connected to the base of the transistor Q7, its source connected to the supply terminal 21 brought to the potential Vee and its grid connected to the standby control 30. The base of transistor Q7 is then connected to the collector of transistor Q1 through the MOS transistor M71.
  • the MOS transistors of the pair P5 associated with the bipolar transistor Q5 are referenced M51, M52, the transistor M51 being the N-channel MOS transistor and the transistor M52 being the P-channel MOS transistor. More precisely, the transistor M51 is inserted between the first node A and the base of transistor Q5, it has its drain connected to the base of transistor Q5, its source connected to the first node A and its gate connected to the standby control device 30. The transistor M52 has its drain connected to the base of transistor Q5, its source connected to the supply terminal 21 brought to potential Vee and its grid connected to the standby control device 30. The base of the transistor Q5 is then connected to node A through the MOS transistor M51.
  • the standby control device 30 generates a high voltage to activate the standby mode and a low voltage, usually ground, to deactivate standby mode.
  • the P-channel MOS transistors are equivalent to open circuits and N-channel MOS transistors to short circuits.
  • the standby mode is disabled it is the opposite.
  • the stabilization 19 instead of being connected directly to the base of transistor Q5 is connected to the source of MOS transistor M51. Indeed, when the capacitor C1 is connected directly to the base of transistor Q5, in standby, it is discharged because its two terminals are substantially at potential of the supply terminal 21 brought to the potential Vee. Upon awakening, it charges thanks to the current flowing through the charging circuit 18 and the charging time is equal to the product R8.C1.
  • the stabilization circuit 19 ' By placing the stabilization circuit 19 'between node A and the power supply terminal 21 brought to potential Vee, in standby, the voltage at node A is substantially equal to Vcc and to awakening, the capacitor C'1 is discharged via the transistor Q7 and the resistor R9, which is much faster than a charge.
  • FIG. 8 shows the variations of the reference voltage Vref as a function of the time for several supply voltages and several temperatures, when passing the standby mode enabled to standby mode disabled.
  • Curve a1 corresponds to a voltage power supply of 3V and a temperature of -30 ° C
  • curve a2 corresponds to a voltage power supply of 3V and a temperature of 120 ° C
  • curve b1 corresponds to a voltage power supply of 2.5V and a temperature of -30 ° C
  • curve b2 corresponds to a voltage 2.5 V power supply and a temperature of 120 ° C.
  • the wake-up time is very short, from around thirty nanoseconds.
  • FIG. 9 shows pairs of curves illustrating this feed rejection rate as a function of the frequency for several feed voltages and two extreme temperatures.
  • Curves e1, e2 correspond to a supply voltage of 2.5 V
  • curves e3, e4 correspond to a supply voltage of 2.7 V
  • curves e5, e6 correspond to a supply voltage of 3 V.
  • the supply rejection rate is all the better the higher the supply voltage, the circuit having been optimized in this way. Indeed, the specificity of the circuit is to have an optimal operation between approximately 2.7 V and 3 V and to be functional between approximately 2.5 V and 2.7 V.
  • All bipolar transistors have been represented by NPN transistors, but there it is possible to replace them with PNP bipolar transistors by performing all appropriate reversals, in particular at the level of the load and source circuits.

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Abstract

Il s'agit d'un générateur de tension de référence qui comporte, montés entre deux bornes d'alimentation (20, 21), un étage d'entrée (1) avec une partie (R0) proportionnelle à la température absolue et délivrant un potentiel sensiblement indépendant de la température, relié à un amplificateur opérationnel (2) délivrant la tension de référence (Vref) et bouclé sur l'étage d'entrée. Les composants de l'amplificateur opérationnel (2) sont choisis pour que, même en boucle (3) ouverte, la tension de référence soit sensiblement indépendante de la tension d'alimentation, du procédé de fabrication et possède une dépendance déterminée vis-à-vis de la température. <IMAGE>

Description

La présente invention est relative à un générateur d'au moins une tension de référence à performances améliorées. Les générateurs de tension de référence peuvent être utilisés dans de nombreuses applications telles que les convertisseurs dans lesquels on a besoin de disposer d'une valeur de tension bien précise et stable quelles que soient les conditions environnementales. C'est notamment le cas lorsque la tension de référence est fondée sur la bande d'énergie. Ces générateurs de tension sont connus sous la dénomination anglo-saxonne de « bandgap generator » dans la littérature. Dans un circuit intégré, on utilise comme tension de référence la barrière de potentiel d'une jonction PN correspondant à la largeur de la bande interdite du semi-conducteur soit 1,205 volts dans le cas du silicium.
ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE
On cherche à ce que ces générateurs de tension de référence possèdent une pente en température parfaitement bien connue et même bien souvent une indépendance vis-à-vis des variations de la température. Ces générateurs de tension de référence sont composés de plusieurs composants électroniques ayant eux même leur propre dépendance vis-à-vis de la température et la maítrise de la pente en température de l'ensemble est difficile.
Il faut que la valeur de la tension de référence délivrée par ce générateur de tension de référence ne soit pas dépendante du procédé de réalisation des différents composants électroniques du générateur. Ces générateurs de tension de référence sont réalisés sous forme de circuits intégrés monolithiques et il est bien connu que des composants devant avoir les mêmes caractéristiques sont en fin de compte dissemblables.
De plus, on cherche à ce que la tension de référence délivrée par de tels générateurs soit le moins possible affectée par les défauts de la source d'alimentation qui les alimente. Inévitablement, les signaux délivrés par les sources d'alimentation comportent des perturbations : parasites, bruit, pics de tension. Il ne faut pas que ces défauts se répercutent au niveau de la tension de référence délivrée par le générateur. En conclusion, on cherche à ce que le générateur de tension de référence ait un taux de réjection d'alimentation le plus fort possible sur une grande bande de fréquences. C'est le rapport entre une variation de la tension de sortie du générateur de tension de référence entrainée par une variation de la tension d'alimentation et ladite variation de la tension d'alimentation, cette grandeur est connue par l'abréviation anglo-saxonne PSRR pour Power Supply Rejection Ratio.
Enfin, on cherche également à ce que ce générateur de tension de référence ait une bonne réjection de charge et qu'il ait un temps de réponse au démarrage le plus faible possible.
Les générateurs de tension de référence de type connu sont tels que leur tension de sortie combine, avec des coefficients pondérateurs appropriés, une tension base émetteur d'un transistor bipolaire avec une tension proportionnelle à la température absolue T. Le choix des coefficients pondérateurs est fait pour que les variations de la tension proportionnelle à la température absolue compensent celles de la tension base émetteur du transistor bipolaire.
Un exemple de générateur de tension de référence connu par l'article « A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference », A. Paul BROKAW, IEEE Journal of solid state circuits, volume sc-9, n°6, décembre 1974, pages 388 à 393, est illustré sur la figure 1. Il se compose d'un étage d'entrée 1 à deux branches 10, 11 montées entre deux bornes d'alimentation 20, 21, l'une 20 portée à un potentiel haut Vcc, l'autre 21 portée à un potentiel bas.Vee, généralement la masse. Dans chacune des branches 10, 11 se trouve au moins un transistor bipolaire Q1, Q2 et ces transistors n'ont pas la même taille d'émetteur. Ce circuit d'entrée 1 combine une tension base émetteur d'un des transistors bipolaires Q2 avec une tension proportionnelle à la température absolue (connue sous la dénomination de tension PTAT, PTAT étant l'abréviation anglo-saxonne pour Proportionnai To Absolute Temperature) et c'est la tension résultant de cette combinaison qui forme la tension de référence Vref.
Ce circuit d'entrée 1 est associé à un amplificateur opérationnel 2 qui, en atténuant les variations de la tension d'alimentation Vcc-Vee, maintient un même courant dans les deux branches 10, 11. L'amplificateur opérationnel est configuré pour avoir un gain le plus grand possible.
Plus précisément, les deux transistors Q1, Q2 ont leur base commune, leurs collecteurs reliés à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc par l'intermédiaire d'une résistance R2, R3 respectivement. L'émetteur du premier transistor Q1 est relié à l'autre borne d'alimentation 21 via un montage série 12 de deux résistances R1, R0. L'émetteur du second transistor Q2 est relié à l'autre borne d'alimentation 21 via l'une R0 des résistances du montage série 12. On suppose que la surface d'émetteur du premier transistor Q1 est égale à n (n entier supérieur à un) fois celle du second transistor Q2. Par exemple, n peut être égal à 8.
L'amplificateur opérationnel 2 peut prendre une forme classique avec un étage amplificateur différentiel 13 et un étage de sortie 14. Sur la figure 1, l'étage amplificateur différentiel 13 comporte une paire différentielle 15 de transistors Q3, Q4 dont les bases forment les deux entrées différentielles. La base du transistor Q3 est reliée à la branche 11 au niveau du collecteur du transistor Q2, la base du transistor Q4 est reliée à la branche 10 au niveau du collecteur du transistor Q1. Les émetteurs des transistors Q3, Q4 sont reliés entre eux. Ils sont reliés à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee par une résistance de source R4. Les collecteurs des deux transistors Q3, Q4 sont reliés chacun à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc par l'intermédiaire d'une résistance de charge respectivement R5, R6. L'étage de sortie 14 comporte un circuit suiveur 22 avec un transistor Q5 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee par l'intermédiaire d'une résistance R7, dont le collecteur est relié à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc et dont la base est reliée à l'émetteur du transistor Q4 de l'amplificateur différentiel 13.
La sortie du générateur de tension de référence se fait au niveau des bases des transistors Q1, Q2 de l'étage d'entrée 1 qui sont reliées à l'émetteur du transistor Q5 de l'étage de sortie 14. L'amplificateur opérationnel 2 compare les courants circulant dans les deux branches 10, 11 et fait en sorte qu'ils restent sensiblement égaux quelles que soient les variations de l'alimentation.
La tension Vref délivrée par ce générateur de tension de référence vaut : Vref = Vbe(Q2) + R0.I0, Vbe(Q2) représentant la tension base émetteur du transistor Q2 et I0 étant le courant circulant dans le résistance R0.
On peut poser Vbe(Q2) - Vbe(Q1) = R1.I1. Mais Vbe(Q2) - Vbe(Q1) = VT.Log(n) avec VT tension thermique. Cette tension thermique VT est égale à kT/Q où k est la constante de Boltzmann, T la température en degrés Kelvin, et q la charge de l'électron.
La tension aux bornes de la résistance R0 est égale à : 2.VT.Log(n).R1/R0 puisque les mêmes courants circulent dans les transistors Q1, Q2.
La tension de référence Vref est telle que : Vref = Vbe(Q2) + 2.VT.Log(n).R1/R0.
On peut alors ajuster le rapport des résistances R1/R0 pour que, dans la somme, les variations du terme proportionnel à VT compensent pratiquement celles de Vbe(Q2). Mais en boucle ouverte, la tension de référence Vref suit les variations de la tension d'alimentation.
Un des inconvénients de ce générateur est que la précision de la tension obtenue n'est pas très bonne si l'on n'utilise pas un amplificateur opérationnel à fort gain. Mais un amplificateur à fort gain consomme beaucoup d'énergie et il faut le stabiliser. Sa bande passante est faible et sa réjection d'alimentation également.
Un autre inconvénient est que le générateur de tension de référence nécessite un circuit de démarrage (non représenté). En effet le circuit se trouve dans un mode stable lorsque aucun courant ne circule dans les transistors Q1, Q2 et qu'ils sont dans un état bloqué. Le circuit de démarrage a pour fonction d'injecter un courant dans le circuit de charge de la paire différentielle augmentant ainsi la tension d'émetteur des transistors de la paire différentielle et par conséquent la tension à la base des transistors du circuit d'entrée. Un tel circuit de démarrage nécessite de nombreux composants actifs par exemple plusieurs transistors MOS fonctionnant en interrupteurs, un miroir de courant avec des transistors bipolaires et quelques résistances. Il augmente notablement le coût du générateur de tension de référence.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention a pour but de proposer un générateur de tension de référence aussi peu sensible que possible aux variations de tension d'alimentation et au procédé de fabrication, dont la dépendance vis-à-vis de la température est déterminée et qui ne possède pas les inconvénients du générateur de tension de référence de la figure 1, à savoir la nécessité d'utiliser un amplificateur opérationnel à fort gain et la nécessité d'inclure un circuit de démarrage.
Pour y parvenir la présente invention concerne un générateur d'au moins une tension de référence comportant, montés entre deux bornes d'alimentation,
  • un étage d'entrée avec une partie proportionnelle à la température absolue et délivrant un potentiel sensiblement indépendant de la température,
  • un amplificateur opérationnel comportant :
  • un étage amplificateur différentiel relié à l'étage d'entrée avec un circuit de charge et un circuit de source et,
  • un étage de sortie relié en un premier noeud au circuit de charge, destiné à être relié à l'étage d'entrée par une boucle qui est alors fermée et délivrant la tension de référence.
Les circuits de source et de charge comportent des moyens de régulation pour, même lorsque la boucle reliant l'étage d'entrée à l'étage de sortie est ouverte, réguler la tension de référence qui est alors délivrée de manière sensiblement indépendante du procédé de fabrication du générateur, des variations de la tension d'alimentation et avec une dépendance déterminée vis-à-vis de la température.
Les moyens de régulation imposent, la boucle étant ouverte, que lors d'une variation de la tension d'alimentation, sensiblement la même variation se répercute sur le circuit de source et sur le circuit de charge de manière que la tension apparaissant au premier noeud soit pratiquement indépendante des variations de la tension d'alimentation, le courant dans le circuit de source étant sensiblement indépendant de la température.
L'amplificateur différentiel peut comporter une paire de transistors différentielle et le circuit de source peut comporter une résistance et une diode en série, la résistance étant reliée à la paire de transistors différentielle et la diode à l'une des bornes d'alimentation, la diode présentant une pente en température telle que, même lorsque la boucle est ouverte, ladite pente compense les pentes en température de l'étage d'entrée et de l'étage amplificateur différentiel de manière à ce que la tension aux bornes de la résistance soit sensiblement indépendante de la température et du procédé de fabrication.
Le circuit de charge peut comporter une résistance montée entre le premier noeud et l'une des bornes d'alimentation, le rapport entre la valeur de la résistance du circuit de charge et la valeur de la résistance du circuit de source étant ajusté de manière à ce que, même en boucle ouverte, lors d'une variation de la tension d'alimentation, sensiblement la même variation se répercute sur le circuit de source et sur le circuit de charge de manière que la tension apparaissant au premier noeud soit pratiquement indépendante des variations de la tension d'alimentation.
L'amplificateur opérationnel peut comporter un circuit de compensation relié au premier noeud et à l'étage de sortie au niveau d'un second noeud avec la boucle lorsqu'elle est fermée, le circuit de compensation et le circuit de source maintenant au niveau du premier noeud une tension qui compense sensiblement celle apportée par l'étage de sortie, rendant, même lorsque la boucle est ouverte, la tension au second noeud sensiblement indépendante de la température et des variations de la tension d'alimentation.
Le circuit de compensation peut comporter un transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation à travers une résistance, dont le collecteur est relié au premier noeud et dont la base est reliée à l'étage de sortie au niveau du second noeud.
L'étage de sortie peut comporter un circuit suiveur avec un transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation à travers au moins une résistance et à la boucle lorsqu'elle est fermée, dont le collecteur est relié à l'autre borne d'alimentation et dont la base est reliée au premier noeud, une sortie du générateur se faisant au niveau de l'émetteur du transistor bipolaire.
L'étage de sortie peut comporter un circuit suiveur avec un transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation à travers un pont de résistances diviseur de tension et à la boucle lorsqu'elle est fermée, dont le collecteur est relié à l'autre borne d'alimentation et dont la base est reliée au premier noeud, une sortie du générateur se faisant au niveau d'un point commun entre deux résistances du pont diviseur de tension.
L'étage de sortie peut comporter, associé au circuit suiveur, un circuit de réglage de la pente en température de la tension au premier noeud, ce circuit de réglage étant monté entre le premier noeud et l'une des bornes d'alimentation et étant relié à un point commun entre deux résistances du pont diviseur de tension, ce circuit de réglage générant un courant dont la pente en température est ajustable par le choix des résistances du pont.
Le circuit de réglage peut comporter un transistor bipolaire dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation à travers une résistance, dont le collecteur est relié au premier noeud et dont la base est reliée au point commun entre deux résistances du pont diviseur de tension, une sortie du générateur se faisant au niveau de l'émetteur du transistor du circuit de réglage.
Le circuit de réglage peut coopérer avec un circuit additionnel ayant un transistor pour former un miroir de courant, la sortie se faisant au niveau de l'émetteur du transistor du circuit additionnel.
Il peut être intéressant dans certaines applications que le générateur comporte un circuit de veille pour le mettre en mode veille, le circuit de veille incluant plusieurs paires de transistors MOS complémentaires implantées dans l'étage amplificateur différentiel et une paire de transistors MOS complémentaires implantée dans l'étage de sortie, ces transistors MOS étant commandés par un dispositif de commande du mode veille.
Ce générateur est tout à fait adapté pour délivrer une tension de référence fondée sur la bande d'énergie interdite d'un matériau semi-conducteur.
L'invention concerne également un convertisseur incluant un générateur selon l'invention et un appareil destiné à la réception et à la transmission de signaux de radiotélécommunications incluant un générateur selon l'invention. Un tel appareil peut par exemple être un téléphone qui peut par exemple inclure un convertisseur selon l'invention.
De tels convertisseurs et appareils de radio-télécommunication qui peuvent être avantageusement munis d'un générateur selon l'invention sont décrits abondamment dans la littérature avec des générateurs d'autres sortes.
BREVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés, à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
  • la figure 1 (déjà décrite) est un schéma électrique d'un générateur de tension de référence de type connu ;
  • la figure 2 est un schéma électrique d'un exemple de générateur de tension de référence selon l'invention ;
  • la figure 3 est un schéma électrique d'un autre exemple d'un générateur de tension de référence selon l'invention ;
  • la figure 4 est un schéma électrique d'un exemple de générateur de tension de référence selon l'invention, équipé d'un mode de veille ;
  • les figures 5A, 5B montrent en boucle ouverte et en boucle fermée respectivement, les variations de la tension de référence en fonction de la tension d'alimentation pour plusieurs températures ;
  • les figures 6A, 6B montrent en boucle ouverte et en boucle fermée respectivement, les variations de la tension de référence en fonction de la température pour plusieurs tensions d'alimentation ;
  • la figure 7 montre les variations de la tension de référence Vref en fonction de la tension Vrefin appliquée à la base des transistors de l'étage d'entrée en boucle ouverte pour plusieurs tensions d'alimentation et plusieurs températures ;
  • la figure 8 montre les variations de la tension de référence lors du passage du mode veille actif au mode veille inactif pour plusieurs tensions d'alimentation et plusieurs températures ;
  • la figure 9 montre les variations du taux de réjection d'alimentation en fonction de la fréquence pour plusieurs tensions d'alimentation et plusieurs températures.
  • Sur ces figures, les éléments identiques sont désignés par les mêmes caractères de référence.
    EXPOSE DETAILLE DE MODES DE REALISATION PARTICULIERS
    On va maintenant se référer à la figure 2 qui montre en détails un exemple d'un générateur d'au moins une tension de référence Vref selon l'invention.
    Dans ce générateur on retrouve un étage d'entrée 1 similaire à celui de la figure 1 et un amplificateur opérationnel 2. L'étage d'entrée ne sera pas décrit une nouvelle fois et ses différents éléments portent les mêmes références que sur la figure 1.
    L'amplificateur opérationnel 2 comporte un étage amplificateur différentiel 13, un étage de sortie 14, un circuit de compensation 16. L'étage de sortie 14 est similaire à celui de la figure 1 avec un circuit suiveur 22, il ne sera pas décrit une nouvelle fois. Il est relié par une boucle 3 à l'étage d'entrée 1 au niveau de la base commune des deux transistors Q1, Q2 de l'étage d'entrée 1. Les deux transistors Q1, Q2 ont des surfaces d'émetteur différentes et multiples l'une de l'autre. La tension de référence Vref est délivrée par l'étage de sortie 14. Ses éléments portent les mêmes références qu'à la figure 1.
    L'étage amplificateur différentiel 13 comporte une paire de transistors Q6, Q7 différentielle 15 reliée à l'étage d'entrée 1 et montée entre les deux bornes d'alimentation 20, 21 par l'intermédiaire d'un circuit de source 17 et d'un circuit de charge 18. Plus précisément, les bases des deux transistors Q6, Q7 forment les deux entrées différentielles de l'étage 13. La base du transistor Q6 est reliée à la branche 11 au niveau du collecteur du transistor Q2, la base du transistor Q7 est reliée à la branche 10 au niveau du collecteur du transistor Q1. Les émetteurs des transistors Q6, Q7 sont reliés entre eux. Ils sont reliés à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee par le circuit de source 17 qui maintenant est un circuit actif.
    Les circuits de sources 17 et de charge 18 comportent des moyens de régulation R8, R9 pour, même lorsque la boucle 3 est ouverte, réguler la tension de référence Vref. Cette dernière est alors délivrée de manière sensiblement indépendante du procédé de fabrication du générateur, des variations de la tension d'alimentation et avec une dépendance déterminée vis-à-vis de la température.
    Le circuit de source 17 comporte en série une diode, représentée par un transistor Q9 branché en diode, et une résistance R9 faisant partie des moyens de régulation. La résistance est reliée aux émetteurs communs des transistors Q6, Q7 de la paire différentielle 15. Les collecteurs des deux transistors Q6, Q7 sont reliés chacun à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc par l'intermédiaire du circuit de charge 18. Ce circuit de charge 18 comporte une résistance R8, faisant partie des moyens de régulation, montée entre le collecteur du transistor Q7 de la paire différentielle et la borne d'alimentation 20. Le collecteur de l'autre transistor Q6 de la paire différentielle 15 est directement relié à la borne d'alimentation 20. L'étage de sortie 14 est relié en un premier noeud A au circuit de charge 18, au niveau du collecteur du transistor Q7.
    Le circuit de compensation 16 est un circuit actif, il comporte un transistor Q10 dont le collecteur est relié au premier noeud A, c'est-à-dire à la résistance R8 et à l'étage de sortie 14 au niveau de la base du transistor Q5, et dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 à travers une résistance R10. La base du transistor Q10 est reliée à la base commune des transistors Q1, Q2 de l'étage d'entrée.
    Dans cet exemple, la tension de référence Vref est disponible au niveau d'un second noeud B qui correspond à la liaison entre l'émetteur du transistor de sortie Q5, la résistance R7 et la boucle 3. On peut imaginer que la tension de référence soit disponible à un autre endroit de l'étage de sortie 14 comme l'illustre la figure 3 décrite ultérieurement et même que plusieurs tensions de référence de valeurs différentes et/ou de pentes en température soient délivrées par le générateur de tension selon l'invention.
    Les moyens de régulation des circuits de source 17 et de charge 18 de par leur configuration imposent que la tension apparaissant au premier noeud A soit pratiquement indépendante de variations de la tension d'alimentation Vcc-Vee.
    En effet, le rapport des résistances R9 et R8 des moyens de régulation est choisi de telle manière qu'une variation δ(Vcc-Vee) de la tension d'alimentation entraíne sensiblement la même variation δ(Vcc-Vee) sur le circuit de source 17 et sur le circuit de charge 18 aux bornes de la résistance de charge R8 et ce quelle que soit la température. En conséquence, le premier noeud A ne varie pas en tension lors d'une variation de la tension d'alimentation. Le rapport des résistances R8/R9 des moyens de régulation est choisi de telle manière que le gain en mode commun de l'amplificateur formé par l'étage différentiel 13 et les résistances R2, R3 soit ajusté à la valeur -1. Ceci est réalisé lorsque le rapport des valeurs des résistances R8/R9 vaut approximativement 2, le courant dans la résistance R9 étant sensiblement égal à deux fois celui traversant la résistance de charge R8. De plus, le circuit de source 17 est configuré pour générer un courant sensiblement indépendant de la température, ce qui revient à dire que la résistance R9 est ajustée pour que la tension à ses bornes soit sensiblement indépendante de la température. Cela est vérifié pour toutes les températures si l'ajustement suivant est réalisé au niveau de l'étage d'entrée 1.
    La tension VR9 aux bornes de la résistance R9 s'exprime par : VR9 = (Vcc - Vee) - VR3 + VBE(Q6) + VBE(Q9)) VR9 = (Vcc - Vee) - (VR3 + 2VBE)
    Le terme (VR3 + 2VBE) doit alors être sensiblement indépendant de la température, cela arrive s'il est égal à 2Vref par exemple et si la pente en température de la résistance de sommet R3 compense celles des deux tensions base émetteur des transistors Q6 et Q9. Cela permet de rendre le générateur de tension de référence objet de l'invention insensible au procédé de fabrication. Avec la notation expliquée par la suite, la pente en température de la résistance R3 est sensiblement égale à un et celle de la tension aux bornes de la résistance R9 sensiblement égale à zéro. Les deux résistances R2, R3 de collecteur de l'étage d'entrée 1 sont identiques. Un même courant circule dans les transistors Q1, Q2 de l'étage d'entrée, ce courant ayant une pente sensiblement égale à un.
    Nous allons voir maintenant l'apport du circuit de compensation 16 et du circuit de source 17 sur la variation de la tension au premier noeud A en fonction de la température.
    Nous allons d'abord présenter une manière extrêmement simple et homogène de comparer les pentes en température des différents composants électroniques qui nous intéressent dans le cas du générateur de tension de référence. Plusieurs unités sont fréquemment employées pour désigner des pentes en température, s'il s'agit de résistances, on l'exprime en ppm/°C alors que pour la tension base émetteur Vbe d'un transistor bipolaire, elle vaut environ -2mV/°C.
    Posons la grandeur sans dimension t telle que : T = (T- T0)/T0, avec T température considérée et T0 température de référence par exemple égale à 25°C. Les valeurs de t suivantes sont obtenues par rapport aux températures T courantes :
  • T = - 1 pour T = -273°C ou 0°K
  • T = -1/4 pour T = - 50°C
  • T = 0 pour T = 25°C
  • T = +1/4 pour T = 100°C
  • Une tension peut s'exprimer de la manière suivante en fonction de la grandeur t : V = V0(a + bt + ct2) avec V0 valeur de la tension à la température de référence T0 et a, b, c des coefficients. La pente en température au premier ordre est donnée par :
       α1 = b/a et la pente en température au second ordre est donnée par α2 = c/a.
    Pour une tension proportionnelle à la température absolue on peut écrire : VPTAT = VPTAT0(1 + t) et pour une tension base émetteur d'un transistor bipolaire : VBE = VBE0(1 - t/2) avec VPTAT0 et VBE0, tensions à la température de référence.
    Pour un transistor bipolaire VBE0 = 0,8V.
    On en déduit que la pente en température d'un circuit dont la tension est proportionnelle à la température absolue est de 1 tandis que la pente en température de la tension base émetteur d'un transistor bipolaire est de -0,5.
    Quant aux résistances selon leurs valeurs, avec cette notation, leurs pentes peuvent varier négativement ou positivement et prendre la valeur 0. Dans la majorité des cas le terme α2 peut être considéré comme négligeable sauf pour le gain en courant β des transistors bipolaires.
    On cherche à ce que la tension au niveau du second noeud B soit sensiblement indépendante des variations de la température, ce qui signifie, avec cette notation, qu'elle doit posséder une pente en température sensiblement égale à 0. Dans cet exemple la tension de référence est prélevée au second noeud B.
    Pour cela, on impose que la pente en température de la tension au premier noeud A soit sensiblement égale et opposée à celle apportée par le transistor Q5 de l'étage de sortie 14 pour obtenir la compensation en pente. Il vient que la pente en température de la tension au premier noeud A et donc aux bornes du circuit de charge 18 doit être égale sensiblement à 0,5 puisque la pente en température d'une tension base émetteur d'un transistor bipolaire est de -0,5. Cette pente est conditionnée par celle du circuit de source 17 et par celle du circuit de compensation 16. Ces deux circuits comportent chacun un transistor bipolaire Q9, Q10 dont la pente en température est imposée et égale à sensiblement -0,5 et une résistance R9, R10 qu'il suffit d'ajuster pour imposer celle du circuit de charge 18. La pente en température du circuit de compensation 16 prend ainsi sensiblement la valeur 1 dans l'exemple décrit et celle du circuit de source 17 sensiblement la valeur 0. La tension aux bornes de la résistance R10 du circuit de compensation 16 varie sensiblement proportionnellement à la température absolue.
    Le tableau en fin de description regroupe les caractéristiques en valeur, pente et tension affectées à chacun des composants du générateur de tension de référence selon l'invention.
    Avec un tel générateur de tension de référence même en boucle 3 ouverte la tension au niveau du second noeud B, dans l'exemple la tension de référence Vref, est sensiblement indépendante de la température, des variations de l'alimentation et du procédé de réalisation. Lorsqu'il fonctionne en boucle 3 ouverte, l'émetteur du transistor Q5 de l'étage de sortie 14 et la base du transistor Q10 du circuit de compensation sont reliés au niveau du second noeud B, mais ils ne sont plus reliés à la base des transistors Q1, Q2 de l'étage d'entrée. Une tension Vrefin, sensiblement égale à la tension Vref désirée en sortie est appliquée à la base des transistors Q1, Q2 du circuit d'entrée 1. L'amplificateur opérationnel 2, n'ayant rien à corriger puisque la tension au second noeud B est bien indépendante de la température et des variations d'alimentation et ce même en boucle ouverte, peut avoir un gain faible.
    Les figures 5A, 5B sont des courbes des variations de la tension de référence délivrée par le générateur de la figure 2 en fonction de la tension d'alimentation Vcc respectivement en boucle ouverte et en boucle fermée. Les trois courbes correspondent à des températures différentes. La courbe référencée 1 correspond à 120°C, la courbe référencée 2 correspond à 27°C, la courbe référencée 3 correspond à -30°C. On a supposé que Vee représentait la masse. Les courbes sont sensiblement plates sur une large gamme de tensions.
    Les figures 6A, 6B sont des courbes des variations de la tension de référence délivrée par le générateur de la figure 2 en fonction de la température respectivement en boucle ouverte et en boucle fermée. Les trois courbes correspondent à des tensions d'alimentation différentes. La courbe référencée 1'correspond à une tension de 2,5V, la courbe référencée 2' à une tension de 2,7V, la courbe référencée 3' à une tension de 3V. Les courbes sont sensiblement plates sur une large gamme de températures.
    Puisque l'amplificateur opérationnel 2 peut fonctionner en boucle ouverte, il n'y a plus deux points stables dont un dans lequel les transistors Q1, Q2 du circuit d'entrée 1 ne sont parcourus par aucun courant comme dans l'art antérieur. Aucun circuit de démarrage n'est requis.
    La figure 7 représente pour différentes températures et différentes tensions d'alimentation, des variations de la tension de référence Vref en fonction de la tension Vrefin. La courbe a correspond à une tension d'alimentation de 3V et une température de 120°C, la courbe b correspond à une tension d'alimentation de 3V et une température de -30°C, la courbe a' correspond à une tension d'alimentation de 2,5V et une température de 120°C, la courbe b' correspond à une tension d'alimentation de 2,5V et une température de -30°C.
    Un seul point stable est présent, il correspond au point d'intersection de toutes les courbes pour Vre = Vrefin ≈ 1,2 V.
    Il est préférable de prévoir, dans l'amplificateur opérationnel 2 (figure 2), un circuit de stabilisation 19 de l'amplificateur différentiel 13. Il peut être réalisé par un condensateur C1 connecté entre la base du transistor Q5 du circuit suiveur 22 et l'une des bornes d'alimentation 21.
    Il peut être nécessaire d'affiner la valeur de la pente en température du circuit de charge 18, si le circuit de compensation 16 ne permet pas que la tension générée par le générateur soit suffisamment stable. Il existe de manière quasiment inévitable des parasites du second ordre qui empêchent que l'on obtienne avec une très grande précision la valeur souhaitée.
    On peut prévoir dans l'amplificateur opérationnel 1, dans l'étage de sortie 14, un circuit de réglage 24 de ladite pente en température au niveau du premier noeud A. Il est représenté sur la figure 3. Ce circuit de réglage 24 peut comporter un transistor Q12 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 à travers une résistance R12, dont le collecteur est relié au premier noeud A et dont la base est reliée au circuit suiveur 22 qui maintenant comporte un pont de résistances R110, R111 diviseur de tension monté entre la borne d'alimentation 21 et le second noeud B, c'est-à-dire l'émetteur du transistor Q5. La résistance R110 est reliée à l'émetteur du transistor Q5, la résistance R111 est reliée à la borne d'alimentation 21. Les deux résistances R110 et R111 ont un point commun C. La base du transistor Q12 est reliée au point commun C.
    Le circuit de réglage 24 permet de générer au niveau du circuit de charge 18 un courant dont la pente en température est supérieure ou égale à un et cette pente est ajustée par les valeurs des résistances R110, R111 du pont diviseur et plus particulièrement par le rapport (R110 + R111)/R111. Dans l'exemple décrit ce rapport vaut 8/9 ce qui permet que le circuit de réglage 24 génère un courant dont la pente est sensiblement égale à 1,5. Comme le circuit de compensation 16 génère un courant au niveau du circuit de charge 18 dont la pente est égale sensiblement à un, ces deux courants s'additionnent au niveau du circuit de charge et le courant résultant dans le circuit de charge a une pente en température qui dépend des poids relatifs des courants des deux circuits, c'est-à-dire des valeurs des résistances R10, R12. Dans l'exemple décrit, elle est légèrement supérieure à un.
    Une tension de référence pourrait être prélevée à un autre endroit qu'au noeud B de l'étage de sortie 14. Elle pourrait être prélevée au point commun C entre les deux résistances R110, R111 du pont diviseur de tension et sa valeur être imposée par les valeurs des résistances du pont diviseur. Dans l'exemple elle vaudrait sensiblement 8/9 de la tension au second noeud B et sa pente en température serait sensiblement nulle.
    Une tension de référence avec une pente connue, supérieure à un, pourrait être prélevée aux bornes de la résistance R12 du circuit de réglage 24, mais il est préférable d'associer le circuit de réglage 24 avec un circuit additionnel 23 pour le transformer en un miroir de courant. Un même courant va circuler dans le circuit de réglage 24 et dans le circuit additionnel 23.
    Le circuit additionnel 23 comporte un transistor Q13 dont le collecteur est relié à la borne d'alimentation 20, un émetteur relié à la borne d'alimentation 21 à travers une résistance R13 et une base reliée à la base du transistor Q12 du circuit de réglage 24. Une tension de référence Vref1 est prélevée au niveau de l'émetteur du transistor Q13. Dans cet exemple, elle présente la même pente que celle présente au niveau de l'émetteur du transistor Q12. En ajustant les valeurs des résistances du pont diviseur R110, R111, on peut obtenir au niveau de l'émetteur du transistor Q13 une tension Vref1 dont la pente en température vaut sensiblement +1,5. Les valeurs des résistances du miroir de courant et du pont diviseur sont indiquées dans le tableau en fin de description.
    Cette pente de +1,5 peut par exemple être employée pour compenser dans un circuit utilisateur avec des transistors MOS, la mobilité µ des électrons dont la pente en température vaut -1,5 avec la notation précédente. On remarque que cette valeur de pente en température est supérieure à celle d'une tension proportionnelle à la température absolue qui est de 1.
    Un tel générateur de tension de référence peut être équipé pour fonctionner dans un mode de veille. Le mode de veille est utile par exemple dans une application en téléphonie mobile. La figure 4 illustre un générateur de tension de référence similaire à celui de la figure 3 mais équipé d'un circuit de mise en veille (30, P6, P7, P5). Le circuit de mise en veille se compose de plusieurs paires P6, P7, P5 de transistors MOS complémentaires. Chacun des transistors Q6, Q7 de la paire différentielle 15 et le transistor Q5 du circuit de sortie 22 est associé à une telle paire de transistors MOS complémentaires respectivement P6, P7, P5.
    Les transistors MOS de la paire P6 associée avec le transistor bipolaire Q6 sont référencés M61, M62, le transistor M61 étant le transistor MOS à canal N et le transistor M62 étant le transistor MOS à canal P. Plus précisément le transistor M61 a son drain relié à la base du transistor Q6, sa source reliée à l'émetteur du transistor Q2 et sa grille reliée à un dispositif de commande de veille 30. Le transistor M62 a son drain relié à la base du transistor Q6, sa source reliée à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee et sa grille reliée au dispositif de commande de veille 30. La base du transistor Q6 est alors reliée à l'émetteur du transistor Q2 à travers le transistor MOS M61.
    Les transistors MOS de la paire P7 associée avec le transistor bipolaire Q7 sont référencés M71, M72, le transistor M71 étant le transistor MOS à canal N et le transistor M72 étant le transistor MOS à canal P. Plus précisément le transistor M71 a son drain relié à la base du transistor Q7, sa source reliée à l'émetteur du transistor Q1 et sa grille reliée au dispositif de commande de veille 30. Le transistor M72 a son drain relié à la base du transistor Q7, sa source reliée à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee et sa grille reliée au dispositif de commande de veille 30. La base du transistor Q7 est alors reliée au collecteur du transistor Q1 à travers le transistor MOS M71.
    Les transistors MOS de la paire P5 associée avec le transistor bipolaire Q5 sont référencés M51, M52, le transistor M51 étant le transistor MOS à canal N et le transistor M52 étant le transistor MOS à canal P. Plus précisément le transistor M51 est inséré entre le premier noeud A et la base du transistor Q5, il a son drain relié à la base du transistor Q5, sa source reliée au premier noeud A et sa grille reliée au dispositif de commande de veille 30. Le transistor M52 a son drain relié à la base du transistor Q5, sa source reliée à la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee et sa grille reliée au dispositif de commande de veille 30. La base du transistor Q5 est alors reliée au noeud A à travers le transistor MOS M51.
    Le dispositif de commande de veille 30 génère une tension haute pour activer le mode de veille et une tension basse, généralement la masse, pour désactiver le mode veille.
    Lorsque le mode veille est activé, les transistors MOS à canal P sont équivalents à des circuits ouverts et les transistors MOS à canal N à des courts-circuits. Lorsque le mode veille est désactivé c'est l'inverse.
    Pour donner au générateur de tension de référence un temps de réveil court lorsque le mode veille passe de l'état désactivé au mode activé, il est possible que le circuit de stabilisation 19, au lieu d'être branché directement à la base du transistor Q5 soit branché à la source du transistor MOS M51. En effet, lorsque le condensateur C1 est relié directement à la base du transistor Q5, en veille, il est déchargé car ses deux bornes sont sensiblement au potentiel de la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee. Au réveil, il se charge grâce au courant qui traverse le circuit de charge 18 et le temps de charge est égal au produit R8.C1.
    En plaçant le circuit de stabilisation 19' entre le noeud A et la borne d'alimentation 21 portée au potentiel Vee, en veille, la tension au noeud A est sensiblement égale à Vcc et au réveil, le condensateur C'1 est déchargé via le transistor Q7 et la résistance R9, ce qui est beaucoup plus rapide qu'une charge.
    La figure 8 montre les variations de la tension de référence Vref en fonction du temps pour plusieurs tensions d'alimentation et plusieurs températures, lors du passage du mode de veille activé au mode de veille désactivé. La courbe a1 correspond à une tension d'alimentation de 3V et une température de -30°C, la courbe a2 correspond à une tension d'alimentation de 3V et une température de 120°C, la courbe b1 correspond à une tension d'alimentation de 2,5V et une température de -30°C, la courbe b2 correspond à une tension d'alimentation de 2,5 V et une température de 120°C. Le temps de réveil est très court, de l'ordre de la trentaine de nanosecondes.
    L'amplificateur opérationnel 2 n'ayant plus un fort gain est facile à stabiliser et possède une grande bande passante, ce qui permet que son taux de réjection d'alimentation soit bien meilleur que dans l'art antérieur et ce sur une large bande de fréquences. La figure 9 montre des couples de courbes illustrant ce taux de réjection d'alimentation en fonction de la fréquence pour plusieurs tensions d'alimentation et deux températures extrêmes. Les courbes e1, e2 correspondent à une tension d'alimentation de 2,5 V, les courbes e3, e4 correspondent à une tension d'alimentation de 2,7 V, les courbes e5, e6 correspondent à une tension d'alimentation de 3 V. Le taux de réjection d'alimentation est d'autant meilleur que la tension d'alimentation est élevée, le circuit ayant été optimisé ainsi. En effet, la spécificité du circuit est de posséder un fonctionnement optimal entre environ 2,7 V et 3 V et d'être fonctionnel entre environ 2,5 V et 2,7 V. Le circuit aurait pu être optimisé autrement.
    TABLEAU DE VALEURS
    NOM VALEUR PENTE CHUTE DE TENSION
    Vcc-Vee 2,8 0 -
    R2, R3 16,8 kΩ 1 0,8 V
    Vbe(Q1, Q2, Q6, Q7, Q5, Q9, Q10, Q12, Q13) -0,5 0,8 V
    R1 1 kΩ 1 0,05 V
    R0 4,2 kΩ 1 0,4 V
    R8 10 kΩ 0,5 0,8 V
    R9 4,1 kΩ 0 0,4 V
    R10 40 kΩ 1 0,4 V
    R12, R13 15 kΩ 1,5 0,27 V
    R110 1 kΩ - -
    R111 8kΩ - -
    Tous les transistors bipolaires ont été représentés par des transistors NPN, mais il est possible de les remplacer par des transistors bipolaires PNP en effectuant toutes les inversions appropriées notamment au niveau du circuit de charge et de source.
    Bien que plusieurs modes de réalisation de la présente invention aient été représentés et décrits de façon détaillée, on comprendra que différents changements et modifications puissent être apportés sans sortir du cadre de l'invention.

    Claims (15)

    1. Générateur d'au moins une tension de référence (Vref, Vref1) comportant, montés entre deux bornes d'alimentation (20, 21),
      un étage d'entrée (1) avec une partie (R0) proportionnelle à la température absolue et délivrant un potentiel sensiblement indépendant de la température,
      un amplificateur opérationnel (2) comportant :
      un étage amplificateur différentiel (13) relié à l'étage d'entrée avec un circuit de charge (18) et un circuit de source (17) et,
      un étage de sortie (14) relié en un premier noeud (A) au circuit de charge (18), destiné à être relié à l'étage d'entrée (1) par une boucle (3) qui est alors fermée et délivrant la tension de référence (Vref),
      caractérisé en ce que les circuits de source (17) et de charge (18) comportent des moyens de régulation (R8, R9) pour, même lorsque la boucle (3) reliant l'étage d'entrée (1) à l'étage de sortie (14) est ouverte, réguler la tension de référence (Vref, Vref1) qui est alors délivrée de manière sensiblement indépendante du procédé de fabrication du générateur, des variations de la tension d'alimentation et avec une dépendance déterminée vis-à-vis de la température.
    2. Générateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de régulation (R8, R9) imposent, la boucle (3) étant ouverte, que lors d'une variation de la tension d'alimentation, sensiblement la même variation se répercute sur le circuit de source (17) et sur le circuit de charge (18) de manière que la tension apparaissant au premier noeud (A) soit pratiquement indépendante des variations de la tension d'alimentation, le courant dans le circuit de source (17) étant sensiblement indépendant de la température.
    3. Générateur selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel l'étage amplificateur différentiel (2) comporte une paire de transistors différentielle (Q6, Q7), caractérisé en ce que le circuit de source (17) comporte une résistance (R9) et une diode (Q9) en série, la résistance (R9) étant reliée à la paire de transistors différentielle (Q6, Q7) et la diode (Q9) à l'une des bornes d'alimentation (21), la diode présentant une pente en température telle que, même lorsque la boucle (3) est ouverte, ladite pente compense les pentes en température de l'étage d'entrée (1) et de l'étage amplificateur différentiel (13) de manière à ce que la tension aux bornes de la résistance (R9) soit sensiblement indépendante de la température et du procédé de fabrication.
    4. Générateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le circuit de charge (18) comporte une résistance (R8) montée entre le premier noeud (A) et l'une des bornes d'alimentation (20), le rapport entre la valeur de la résistance (R8) du circuit de charge (18) et la valeur de la résistance (R9) du circuit de source (19) étant ajusté de manière à ce que, même en boucle (3) ouverte, lors d'une variation de la tension d'alimentation, sensiblement la même variation se répercute sur le circuit de source (17) et sur le circuit de charge (18) de manière que la tension apparaissant au premier noeud (A) soit pratiquement indépendante des variations de la tension d'alimentation.
    5. Générateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que l'amplificateur opérationnel (1) comporte un circuit de compensation (16) relié au premier noeud (A) et à l'étage de sortie (14) au niveau d'un second noeud (B) avec la boucle (3) lorsqu'elle est fermée, le circuit de compensation (16) et le circuit de source (17) maintenant au niveau du premier noeud (A) une tension qui compense sensiblement celle apportée par l'étage de sortie (14), rendant, même lorsque la boucle (3) est ouverte, la tension au second noeud (B) sensiblement indépendante de la température et des variations de la tension d'alimentation.
    6. Générateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de compensation (16) comporte un transistor bipolaire (Q10) dont l'émetteur est relié à l'une (21) des bornes d'alimentation à travers une résistance (R10), dont le collecteur est relié au premier noeud (A) et dont la base est reliée à l'étage de sortie (14) au niveau du second noeud (B).
    7. Générateur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l'étage de sortie (14) comporte un circuit suiveur (22) avec un transistor bipolaire (Q5) dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation (21) à travers au moins une résistance (R7) et à la boucle (3) lorsqu'elle est fermée, dont le collecteur est relié à l'autre borne d'alimentation (20) et dont la base est reliée au premier noeud (A), une sortie du générateur se faisant au niveau de l'émetteur du transistor bipolaire (Q5).
    8. Générateur selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'étage de sortie (14) comporte un circuit suiveur (22) avec un transistor bipolaire (Q5) dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation (21) à travers un pont de résistances (R110, R111) diviseur de tension et à la boucle (3) lorsqu'elle est fermée, dont le collecteur est relié à l'autre borne d'alimentation (20) et dont la base est reliée au premier noeud (A), une sortie du générateur se faisant au niveau d'un point commun (C) entre deux résistances (R110, R111) du pont diviseur de tension.
    9. Générateur selon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que l'étage de sortie (14) comporte, associé au circuit suiveur (22), un circuit de réglage (24) de la pente en température de la tension au premier noeud (A), ce circuit de réglage (24) étant monté entre le premier noeud (A) et l'une des bornes d'alimentation (21) et étant relié à un point commun (C) entre deux résistances (R110, R111) du pont diviseur de tension, ce circuit de réglage (24) générant un courant dont la pente en température est ajustable par le choix des résistances (R110, R111) du pont.
    10. Générateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que ce circuit de réglage (24) comporte un transistor bipolaire (Q12) dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation (21) à travers une résistance (R12), dont le collecteur est relié au premier noeud (A) et dont la base est reliée au point commun (C) entre deux résistances (R110, R111) du pont diviseur de tension, une sortie du générateur se faisant au niveau de l'émetteur du transistor (Q12) du circuit de réglage (24).
    11. Générateur selon l'une des revendications 9 ou 10, caractérisé en ce que le circuit de réglage (24) coopère avec un circuit additionnel (23) ayant un transistor (Q13) pour former un miroir de courant, la sortie se faisant au niveau de l'émetteur du transistor (Q13) du circuit additionnel (23).
    12. Générateur selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de veille (30, P5, P6, P7) pour le mettre en mode veille, le circuit de veille (30, P5, P6, P7) incluant plusieurs paires (P6, P7) de transistors MOS complémentaires implantées dans l'étage amplificateur différentiel (13) et une paire (P5) de transistors MOS complémentaires implantée dans l'étage de sortie (14), ces transistors MOS étant commandés par un dispositif de commande (30) du mode veille.
    13. Générateur selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce qu'il délivre une tension de référence fondée sur la bande d'énergie interdite d'un matériau semi-conducteur.
    14. Convertisseur incluant un générateur selon l'une des revendications 1 à 13.
    15. Appareil destiné à la réception et/ou à la transmission de signaux de radio-télécommunication incluant un générateur selon l'une des revendications 1 à 12
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