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EP2537244A1 - Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens

Info

Publication number
EP2537244A1
EP2537244A1 EP11706261A EP11706261A EP2537244A1 EP 2537244 A1 EP2537244 A1 EP 2537244A1 EP 11706261 A EP11706261 A EP 11706261A EP 11706261 A EP11706261 A EP 11706261A EP 2537244 A1 EP2537244 A1 EP 2537244A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
converter system
partial converter
carrier signals
switching cells
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP11706261A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Manfred Winkelnkemper
Arthur Korn
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ABB Schweiz AG
Original Assignee
ABB Schweiz AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ABB Schweiz AG filed Critical ABB Schweiz AG
Priority to EP11706261A priority Critical patent/EP2537244A1/de
Publication of EP2537244A1 publication Critical patent/EP2537244A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the invention relates to the field of power electronics. It is based on a method for Berieb a converter circuit according to the preamble of the independent claims.
  • each phase component comprises a first and a second partial converter system and the partial converter systems are connected in series with one another.
  • the connection point of the two series-connected partial converter systems forms an output connection, for example for an electrical load.
  • Each subconverter system includes n bipolar switching cells, where n> 2 and the switching cells of a partial converter system are connected in series.
  • Each bipolar switching cell has controllable bidirectional power semiconductor switches with controlled unidirectional current-carrying direction and a capacitive energy store. In Fig. 1, each switching cell has two series-connected controllable bidirectional power semiconductor switches with controlled unidirectional
  • each switching cell it is also conceivable for each switching cell to have four controllable bidirectional power semiconductor switches connected in the manner of a bridge circuit with controlled unidirectional current-carrying direction and a capacitive energy store connected in parallel with the bridge circuit of the power semiconductor switches, as shown in FIG. 2.
  • the converter circuit according to FIG. 1 is suitable for converting a DC voltage into an AC voltage
  • the converter circuit according to FIG. 2 is suitable for converting an alternating voltage of a first amplitude and a first frequency into an AC voltage of a second amplitude and a second frequency.
  • each sub-converter system has an inductance in series with the series connection of the switching cells, as shown by way of example in FIGS. 1 and 2.
  • the voltage of the individual switching cells is selected so that the sum voltage of n switching cells of a partial converter system is equal to the total input DC voltage in the converter circuit of FIG. 1 or equal to the peak value of the AC voltage in the converter circuit of FIG.
  • An output AC voltage is generated by shifting the output terminal "up” and “down” with respect to the potential, while the sum voltage across the entire phase module (first and second subcircuit system) is always equal to the input side voltage.
  • n / 2 switching cells are switched on and n / 2 switching cells are switched off in both subcircuit systems.
  • the same statement applies.
  • the sum voltage of the capacitive energy storage of the n switching cells of a partial converter system is regulated to a desired value. It may happen that after some time, the voltages of the capacitive energy storage of the switching cells of a Sectionumrichtersystems deviate strongly, the sum voltage of the capacitive energy storage of n switching cells of the subcircuit system but remains constant. Due to the different voltages across the capacitive energy storage of the switching cells of a partial converter system, power differences or differences in energy consumption occur in the switching cells, which finally lead to a large current ripple in the currents through the partial converter systems with relatively small aforementioned inductances of the partial converter systems. which is in principle undesirable. FIG.
  • FIG 8 shows a time profile of a voltage across the capacitive energy store of a switching cell of the first partial converter system and a time profile of a voltage across the capacitive energy supply of another switching cell of the same partial converter system according to FIG. 1 or FIG. 2 according to the prior art, FIG shows how the two voltages differ more and more over time.
  • a method for operating a converter circuit which contributes to the balancing of the voltages on the capacitive energy stores of the switching cells of the partial converter systems, is specified in WO2008 / 086760 A1. Therein, depending on the current through the respective partial converter system, switching cells are selected whose capacitive energy stores are to be charged or discharged next and the power semiconductor switches are switched on or off accordingly, wherein the order of when which capacitive energy storage is charged or discharged becomes variable is.
  • carrier rotation ie the exchange of carrier signals
  • PD PWM methods PD, POD, APOD
  • APOD PD PWM methods
  • the carrier signals must be exchanged for two reasons. On the one hand, the exchange is necessary in the case that the reference signal is so much smaller than the full scale that at least the outer switch cells would not switch at all (see, for example, Fig. 11) A balancing of this switch cell is then not possible, since yes
  • the carrier signals must therefore be exchanged so that all switching cells are switched on the average, and the exchange is necessary if the switching cells actually connected are to be loaded uniformly. is the switching frequency of a cell from the slope and the amplitude of the reference signals dependent. For example, if it is a sinusoidal reference signal, then the reference signal remains at a reversal point (ie minimum or maximum) in a band for a relatively long time, while at zero crossing it is only very short in a band.
  • FIG. 12 shows this method using the example of the sawtooth-shaped carrier signals, associated sinusoidal reference signal and then resulting switching signals. Effectively results in a PWM method, which is completely identical to the so-called “phase shifted carrier” method (PS PWM method)
  • PS PWM method the switching cells are not assigned to the carrier bands but directly to the carrier signals.
  • a PS PWM method with triangular carrier signals in Fig.
  • a constant phase shift from each other by two carrier signals and an additional adjustable time shift of all carrier signals from a predetermined time is in "Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multiievei Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", GS Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 thus Furthermore, the publication in "Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multiievei Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", GS Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 also does not indicate that in each case two carrier signals have a constant phase shift to each other then the Assignment of at least two carrier signals to the switching cells is changed from a predetermined time.
  • GB 2 294 821 A specifies a method for operating a multilevel converter, in which method the carrier signals are likewise arranged one above the other. If the reference signal is small (see FIG. 19), then in GB 2 294 821 A, not all switching cells are switched. In this case, the output voltage according to FIG. 19 will only have five stages instead of the seven stages shown and thus the lowest current curve will become zero, i. the switching cell would be unbalanced.
  • the object of the invention is to provide a simplified and alternative method for operating a converter circuit that is further developed with respect to the state of the art, by means of which voltages on capacitors of switching cells of the partial converter systems of the converter circuit can be compensated or balanced.
  • the converter circuit has at least two phase components, each phase component comprises a first and a second partial converter system and for each phase component, the partial converter systems are connected to one another in series.
  • Each subcircuit system comprises n series switched bipolar switch cells, where n> 2, and each switch cell has controllable bidirectional power semiconductor switches with controlled unidirectional current carrying direction and a capacitive energy store.
  • the power semiconductor switches of each switching cell of the first partial converter system are controlled by means of an associated drive signal and the power semiconductor switches of the switching cells of the second partial converter system by means of an associated further drive signal.
  • the respective drive signal is formed from a periodic carrier signal assigned to each switching cell of the first partial converter system and a reference signal with respect to the voltage across the first partial converter system.
  • the respective further drive signal is formed from a periodic carrier signal assigned to each switching cell of the second partial converter system and a reference signal with respect to the voltage across the second partial converter system.
  • two carrier signals of the switching cells of the first partial converter system have a constant phase shift to each other, wherein the carrier signals of the switching cells of the first partial converter system are shifted from a predetermined time by an adjustable period of time.
  • the sequence of the control of the switching cells ie the switching sequence of the switching cells is also fixed in this alternative, both before the predetermined time and after the change of assignment of the carrier signals, whereby the order, when which capacitive energy storage is charged or discharged, is fixed.
  • two carrier signals of the switching cells of the first partial converter system always have a constant phase shift relative to one another, in which case the frequency of the carrier signals of the switching cells of the first partial converter system is changed from a predefinable time.
  • two carrier signals of the switching cells of the second partial converter system always have a constant phase shift relative to each other, wherein the frequency of the carrier signals of the switching cells of the second partial converter system is changed from a predeterminable time.
  • the change in the frequency of the carrier signals also causes the voltages on the capacitive energy stores of the switching cells of the partial converter systems to be advantageously compensated or balanced within the respective partial converter system.
  • the order of driving the switching cells, i. the switching sequence of the switching cells is also fixed in this alternative, both before the specifiable date and after the change of the frequency of the carrier signals, whereby the order of when which capacitive energy storage is charged or discharged, is fixed.
  • Fig. 5 shows a third time course of the carrier signals and the reference signal for
  • Fig. 7 shows a fifth time course of the carrier signals and the reference signal for
  • Fig. 8 is a time course of a voltage across the capacitive energy storage of a
  • Fig. 9 is a time course of a voltage across the capacitive energy storage of a
  • Fig. 11 Time course of sawtooth carrier signals, associated sinusoidal reference signal and resulting switching signals according to the prior art of "Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 and
  • FIG. 12 Time course of sawtooth-shaped carrier signals, associated sinusoidal reference signal and resulting switching signals according to the carrie rotation method of the prior art of the "Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinusoidal PWM Techniques", FIG. GS Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009.
  • each phase component 4 comprises a first and a second partial converter system 1, 2.
  • the partial converter systems 1, 2 are connected in series with each other.
  • Each subcircuit system 1, 2 generally comprises n series switched bipolar switching cells X.1 X.n; Y.1, Y.n, where n> 2 and each
  • Switching cell X.1, Xn; Y.1, Yn controllable bidirectional power semiconductor switch with controlled unidirectional current-carrying direction and a capacitive energy storage.
  • n 4 switching modes are shown by way of example. cells are shown. It is also possible that each partial converter system 1, 2 has an inductance in series with the series connection of the switching cells, as shown by way of example in FIG. 1 and FIG. 2 by way of example.
  • the respective controllable power semiconductor switch of the switching cells X.1, ..., Xn; Y.1, Yn of the partial converter systems 1, 2 is designed in particular as a turn-off thyristor (GTO) or as an integrated thyristor with a commutated drive electrode (IGCT), each having an antiparallel-connected diode.
  • GTO turn-off thyristor
  • IGCT commutated drive electrode
  • a controllable power semiconductor switch for example, as a power MOSFET with an additional antiparallel-connected diode or as a bipolar transistor with insulated gate electrode (IGBT) with additionally antiparallel-connected diode.
  • the power semiconductor switches of each switching cell X.1, Xn of the first partial converter system 1 by means of an associated drive signal S1.1, S1.n and the power semiconductor switch of each switching cell Y.1, Yn of the second partial converter system 2 by means of an associated further on - Control signal S2.1, ... S2.n controlled.
  • the respective control signal S1.1, S1.n is a assigned to each switching cell X.1, Xn of the first partial converter system 1 periodic carrier signal V T ii, V T1 n and a reference signal V ref, ui respect to the voltage U1 via the first sub-converter 1 formed.
  • FIG. 3 shows a time profile of the reference signal V ref, ui with respect to the voltage U1 across the first partial converter system 1.
  • the respective further drive signal S2.1, S2.n is from a periodic carrier signal V T2 1 , V T2.n assigned to each switching cell Y.1, Yn of the second partial converter system 2 and a reference signal V ref, U2 with respect to the voltage U2 formed over the second partial converter system 2.
  • V T2 1 periodic carrier signal
  • V T2.n assigned to each switching cell Y.1, Yn of the second partial converter system 2
  • V ref reference signal
  • U2 with respect to the voltage U2 formed over the second partial converter system 2.
  • all modulation methods based on carrier methods, such as the aforementioned pulse width modulation, but also space vector modulations or modulations with a hysteresis characteristic are conceivable for the formation of the respective drive signal S1.1, S n and the respective further drive signal S2.1, S2.n.
  • the carrier signals V T1 1 , V T1 n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 have a constant phase shift relative to each other, the carrier signals V T1 1 , V T1 n of the switching cells X.1, Xn of first subcircuit system 1 from a predetermined time t Z i be moved by an adjustable period of time.
  • FIG. 4 shows by way of example a second time profile of the carrier signals VT-U, V T 1.4 of the first partial converter system 1 for the switching cells X.1,..., X.4 of the first partial converter system 1 according to FIG. 1 or FIG represented, wherein the carrier signals V T i . i
  • FIG. 4 shows a temporal profile of the reference signal V ref, ui with respect to the voltage U1 across the first partial converter system 1.
  • V ref constant phase shift of two respective carrier signals V T .i, V T1.n ; V T 2.i, - - -, V T2 .n of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn of the first or second partial converter system 1, 2 is a so-called "phase shifted carrier" method (PS PWM method), the time shift of the carrier signals V T , V T i, n , V T2 .
  • PS PWM method phase shifted carrier
  • the switch cells X.1, Xn; Y.1, Yn of the first and second partial converter system 1, 2 causes the voltages at the capacitive energy storage of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn the partial converter systems 1, 2 within the respective partial converter system 1, 2 are advantageously balanced or balanced, respectively,
  • Y.1, Yn is both before the respective predeterminable time t Z i, t Z2 and after the displacement of the carrier signals V T1 1 , V T n ; V T2 1 , V T2 n by the respective adjustable period of time, whereby the order of when which capacitive energy store is charged or discharged, is fixed.
  • V T i. n ; V T2 1 , V T2 . n was discharged after the effect described above, after the said time shift is now loaded.
  • V T i .i, V T i. n ; V T 2.i, V T 2. n is likewise counteracted in the same way as described above, so that a desired compensation or the balancing of the voltages UZ1.1, UZ1.n; UZ2.1, UZ2.n at the capacitive energy sources of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn of the partial converter systems 1, 2 takes place.
  • V T1 n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 is preferably a multiple of the period of the current i1 predetermined by the first partial converter system 1.
  • V T2 n of the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 a multiple of the period duration of the current i2 through the second partial converter system 2 is specified as the period duration.
  • the above-mentioned multiple of the period duration of the respective current i1, i2, by the associated partial converter system 1, 2 can generally be an integer multiple or a non-integer multiple.
  • V T1 . n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 have a constant phase shift to each other, in which case the assignment of at least two carrier signals V T1 1 V T1.n to the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 from a predetermined time t Z i is changed.
  • the change in the assignment of only two carrier signals at the time t Z i, t Z 2 advantageously has the effect that no so-called "spikes", ie large voltage jumps in the voltage at the output terminal of the phase module 4 due to an alternatively possible simultaneous change of the assignment of all carrier signals occur.
  • V T2.n to the switching cells X.1, ..., Xn; Y.1, ..., Yn, that the voltages at the capacitive energy stores of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn of the partial converter systems 1, 2 are advantageously balanced or balanced within the respective partial converter system 1, 2.
  • the order of activation of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn, ie the switching sequence of the switching cells .1 Xn; Y.1, Yn, is also in this alternative both before the specifiable time t z1 , t Z2 and after the change of the assignment of the carrier signals V T1 A , V T i. n ; V T2 1 , V T2 n , whereby the order of when which capacitive energy storage is charged or discharged, is fixed.
  • Xn of the first partial converter system 1 takes place from the predeterminable time t z1 periodically with a predefinable period T1. Furthermore, the change takes place, the assignment of the carrier signals V T2 1 , V T 2. n to the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 from the predetermined time t Z2 also periodically with a predetermined period period T2.
  • the aforementioned periodic change of the assignment of the carrier signals of the carrier signals V T i .i, V T1 V T2 .i, V T2 . n to the switching cells X.1, ..., ⁇ . ⁇ ; Y.1, Yn of the associated partial converter system 1, 2 can be implemented, for example, very easily by software in the aforementioned modulation methods.
  • a multiple of the period of the current i1 is predetermined by the first partial converter system 1.
  • a multiple of the period duration of the current i2 by the second partial converter system 2 is specified.
  • the change of the assignment of the carrier signals V T1 .i, V T i. n to the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 from the predetermined time t Z i also be aperiodic.
  • the change in the assignment of the carrier signals V T2 .i, V T2.n to the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 from the predeterminable time t Z2 also take place aperiodically.
  • n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 is changed from a predetermined time t z .
  • two carrier signals V T2 1 , V T2.n of the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 have a constant phase shift relative to one another, wherein the frequency of the carrier signals V T2 , V T2 .n of the switching cells Y .1, Yn of the second partial converter system 2 is changed from a predeterminable time t Z2 .
  • n causes the voltages at the capacitive energy storage of the switching cells X.1, ..., Xn; Y.1, Yn of the partial converter systems 1, 2 are advantageously balanced or balanced within the respective partial converter system 1, 2.
  • the order of activation of the switching cells X.1, Xn; Y.1, Yn, ie the switching sequence of the switching cells X.1, ..., ⁇ . ⁇ ; Y.1, Yn, is also in this alternative both before the specifiable time t z1 , t Z2 and after the change of the frequency of the carrier signals Vn.i, ⁇ .., V T i.
  • the change of the frequency of the carrier signals V T2 .i, V T2 n of the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 from the predetermined time t Z2 also takes place periodically with a predetermined period T2.
  • V T 2.i, V T2 .n can be implemented very easily by software in the aforementioned modulation methods.
  • the period T1 of the change frequency of the carrier signals V T 1 , V T i. n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 is then given a multiple of the period of the current i1 by the first partial converter system 1, and as the period T2 of the change frequency of the carrier signals V T2 1 , V T2 n of the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2, a multiple of the period of the current i2 is set by the second partial converter system 2.
  • V T i. n V T2 .i, V T2 n can be the change of the frequency of the carrier signals Vn.i,
  • V T1 n of the switching cells X.1, Xn of the first partial converter system 1 also take place aperiodically from the specifiable time t z1 .
  • the change of the frequency of the carrier signals V T2 , V T2 n of the switching cells Y.1, Yn of the second partial converter system 2 from the predeterminable time t Z2 also take place aperiodically.
  • FIG. 9 shows, by way of example, a time profile of a voltage U Z1 1 on the capacitive energy store of the switching cell X.1 of the first partial converter system 1 and a time profile of a voltage U Z1 2 on the capacitive energy store of the further switching cell X.2 of the same partial converter system 1 according to FIG.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Betrieb Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung angegeben, wobei die Umrichterschaitung mindestens zwei Phasenbausteine (4) aufweist, jeder Phasenbaustein (4) ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem (1, 2) aufweist und für jeden Phasenbaustein (4) die Teilumrichtersysteme (1, 2) seriell miteinander verbunden sind, jedes Teilumrichtersystem (1, 2) mehrere in Serie geschaltete zweipolige Schaltzelle (X.1,..., X.n; Y.1,..., Y.n) umfasst und bei welchem Verfahren die Ansteuersignale (S1.1,..., S1.n; S2.1,..., S2.n) für die Schaltzellen (X.1,..., X.n; Y.1,..., Y.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (X.1,..., X.n; Y.1,..., Y.n) zugeordneten periodischen Trägersignal (VT1.1,..., VT1.n;VT2.1,..., VT2.n) und einem Referenzsignal (Vref, U1, Vref,U2) gebildet werden, jeweils immer zwei Trägersignale (VT1.1,..., VT1.n;VT2.1,..., VT2 n) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Trägersignale (VT1.1,..., VT1.n;VT2.1,..., VT2.n) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ1; tZ2) um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden, um eine unterschiedliche Energieaufnahme der einzelnen Schaltzellen X.1,..., X.n; Y.1,..., Y.n) zu vermeiden, die zu unerwünschten Strömen (i1, i2) im Teilumrichtersystem (1, 2) führen können. Alternativ dazu wird die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale (VT1.1,..., VT1.n; VT2.1,..., VT2.n) zu den Schaltzellen (X.1,..., X.n; Y.1,..., Y.n) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ1; tZ2) gewechselt. Als weitere Alternative wird die Frequenz der Trägersignale (VT1.1,..., VT1.n; VT2.1,..., VT2.n) der Schaltzellen (X.1 X.n; Y.1,..., Y.n) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tz1; tZ2) gewechselt.

Description

Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Leistungselektronik. Sie geht aus von einem Verfahren zum Berieb einer Umrichterschaltung gemäss dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche.
Stand der Technik Umrichterschaltungen werden heute in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt. Eine in der Spannung besonders einfach zu skalierende Umrichterschaltung ist in der WO
2008/086760 A1 angegeben. In Fig. 1 ist eine solche Umrichterschaltung nach dem Stand der Technik dargestellt, wobei in Fig. 1 der Übersichtlichkeit halber nur ein Phasenbaustein der Umrichterschaltung dargestellt ist. Darin weist die Umrichterschaltung für jede Phase ei- nen Phasenbaustein auf, wobei jeder Phasenbaustein ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem umfasst und die Teilumrichtersysteme seriell miteinander verbunden sind. Der Verbindungspunkt der beiden in Serie geschalteten Teilumrichtersysteme bildet einen Aus- gangsanschluss beispielsweise für eine elektrische Last. Jedes Teilumrichtersystem umfasst n zweipolige Schaltzellen, wobei n > 2 und die Schaltzellen eines Teilumrichtersystems seriell miteinander verbunden sind. Jede zweipolige Schaltzelle weist ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher auf. In Fig. 1 weist jede Schaltzelle zwei in Serie geschaltete ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler
Stromführungsrichtung und einen zu der Serienschaltung der Leistungshalbleiterschalter parallel geschalteten kapazitiven Energiespeicher auf. Es ist auch denkbar, dass jede Schaltzelle vier nach Art einer Brückenschaltung verbundene ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen zu der Brückenschaltung der Leistungshalbleiterschalter parallel geschalteten kapazitiven Energiespeicher aufweist, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Die Umrichterschaltung nach Fig. 1 eignet sich zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung, wohingegen die Umrichterschaltung nach Fig. 2 zur Umwandlung einer Wechselspannung einer ersten Amplitude und einer ersten Frequenz in eine Wechselspannung einer zweiten Amplitude und einer zweiten Frequenz geeignet ist. Es ist zudem möglich, dass jedes Teilumrichtersystem eine Induktivität seriell zu der Serienschaltung der Schaltzellen aufweist, wie dies beispielhaft in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigt ist.
Die Spannung der einzelnen Schaltzellen ist so gewählt, dass die Summenspannung von n Schaltzellen eines Teilumrichtersystems gleich der gesamten eingangsseitigen Gleichspannung bei der Umrichterschaltung nach Fig. 1 bzw. gleich dem Spitzenwert der Wechselspannung bei der Umrichterschaltung nach Fig. 2 ist. Eine ausgangsseitige Wechselspannung wird erzeugt, indem der Ausgangsanschluss im Bezug auf das Potential "nach oben" bzw. "nach unten" verschoben wird, während die Summenspannung über den gesamten Phasen- baustein (erstes und zweites Teilumrichtersystem) immer gleich der eingangsseitigen Spannung ist.
Im Falle der Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung heisst das, dass immer n von 2xn Schaltzellen eingeschaltet sind während die anderen n Schaltzellen ausge- schaltet sind. An dem Ausgangsanschluss liegen dann beispielhaft folgende Spannungen an:
• maximale positive Ausgangsspannung, wenn im ersten Teilumrichtersystem 0 Schaltzellen und im zweiten Teilumrichtersystem n Schaltzellen eingeschaltet sind
• Null Ausgangsspannung, wenn in beiden Teilumrichtersystemen n/2 Schaltzellen eingeschaltet sind • maximale negative Ausgangsspannung, wenn im ersten Teilumrichtersystem n Schaltzellen und im zweiten Teilumrichtersystem 0 Schaltzellen eingeschaltet sind.
Im zeitlichen Mittel sind in beiden Teilumrichtersystemen jeweils n/2 Schaltzellen eingeschaltet und n/2 Schaltzellen ausgeschaltet. Im Fall der Umwandlung einer Wechselspannung ei- ner ersten Amplitude und einer ersten Frequenz in eine Wechselspannung einer zweiten Amplitude und einer zweiten Frequenz gilt dieselbe Aussage.
Typischerweise wird die Summenspannung der kapazitiven Energiespeicher der n Schaltzellen eines Teilumrichtersystems auf einen Sollwert geregelt. Dabei kann es vorkommen, dass nach einiger Zeit die Spannungen der kapazitiven Energiespeicher der Schaltzellen eines Teilumrichtersystems stark abweichen, die Summenspannung der kapazitiven Energiespeicher der n Schaltzellen des Teilumrichtersystems aber konstant bleibt. Aufgrund der unterschiedlichen Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen eines Teilumrichtersystems treten Leistungsunterschiede bzw. Unterschiede in der Energieaufnahme in den Schaltzellen auf, die schliesslich bei relativ kleinen vorstehend genannten Induktivitäten der Teilumrichtersysteme zu einer grossen Stromwelligkeit (Stromripple) in den Strömen durch die Teilumrichtersysteme führen, die prinzipiell unerwünscht ist. In Fig. 8 ist ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespeicher einer Schaltzelle des ersten Teilumrichtersystems und ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespei- eher einer weiteren Schaltzelle desselben Teilumrichtersystems nach Fig. 1 oder Fig. 2 nach dem Stand der Technik dargestellt, der zeigt, wie sich die beiden Spannungen über der Zeit immer weiter unterscheiden.
Ein Verfahren zum Berieb einer Umrichterschaltung, das zur Balancierung der Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen der Teilumrichtersysteme beiträgt, ist in der WO2008/086760 A1 angegeben. Darin werden abhängig vom Strom durch das jeweilige Teilumrichtersystem Schaltzellen ausgesucht, deren kapazitive Energiespeicher als nächstes geladen bzw. entladen werden sollen und die Leistungshalbleiterschalter entsprechend ein- bzw. ausgeschaltet, wobei die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespei- eher geladen bzw. entladen wird, variabel ist.
In„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 ist ein Verfahren zum Berieb einer gattungsgemässen Umrichterschaltung angegeben, bei wel- chem unter anderem PWM Verfahren (sog. PD = phase disposition PWM Verfahren) offenbart sind, bei denen die Trägersignale in sogenannten Trägerbändern übereinander angeordnet sind. Hierbei ist jedes Trägerband einer Schaltzelle zugeordnet. Ein Beispiel mit sägezahnförmigen Trägersignalen, zugehörigem sinusförmigen Referenzsignal und sich ergebenden Schaltsignalen ist in Fig. 11 dargestellt. Auf diese PD PWM Verfahren (PD, POD, APOD) wird dann die sog.„carrier rotation", also der Tausch von Trägersignalen angewendet, um eine Balancierung der Spannungen an Kondensatoren der Schaltzellen zu gewährleisten. Die Trägersignale müssen aus zwei Gründen getauscht werden. Zum einen ist das Tauschen notwendig im Fall, dass das Referenzsignal so viel kleiner als die Vollaussteuerung ist, dass mindestens die äusseren Schaltzellen gar nicht schalten würden (siehe beispielhaft Fig. 11). Eine Balancierung dieser Schaltzelle ist dann also nicht möglich, da sie ja gar nicht geschaltet wird. Die Trägersignale müssen also getauscht werden, damit im Mittel alle Schaltzellen geschaltet werden. Zum anderen ist das Tauschen notwendig, wenn die tatsächlich geschalteten Schaltzellen gleichmässig belastet werden sollen. Da bei den PD PWM Verfahren die Trägerbänder den Schaltzellen zugeordnet werden, ist die Schalthäufigkeit einer Zelle von der Steigung und der Amplitude des Referenzsignals abhängig. Handelt es sich beispielsweise um ein sinusförmiges Referenzsignal, dann verbleibt das Referenzsignal im Umkehrpunkt (d.h. im Minimum oder Maximum) relativ lange in einem Band, während es sich beim Nulldurchgang nur sehr kurz in einem Band befindet.
Bei der "carrier rotation" werden nun die Trägersignale nach jeder Trägerperiode um ein Band weiter nach oben bzw. nach unten verschoben, wobei prinzipbedingt immer alle Trägersignale in derselben Reihenfolge verbleiben. Fig. 12 zeigt dieses Verfahren am Beispiel von den sägezahnförmigen Trägersignalen, zugehörigem sinusförmigen Referenzsignal und sich dann ergebenden Schaltsignalen. Effektiv ergibt sich ein PWM Verfahren, dass völlig identisch mit dem sog„phase shifted carrier" Verfahren (PS PWM Verfahren) ist. Bei den PS PWM Verfahren werden die Schaltzellen nicht den Trägerbändern sondern direkt den Trägersignalen zugeordnet. Alternativ zu den sägezahnförmigen Trägersignalen ist ein PS PWM Verfahren mit dreiecksförmigen Trägersignalen in Fig. 3 der„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 dargestellt. In "Carrier-rotation strategy for voltage balancing in flying capacitor multilevel inverter", D.-W. Kang, W.-K. Lee and D.-S. Hyun, IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 151 , No. 2, March 2004 wird die„carrier rotation" genau beschrieben, auf die in„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Kons- tantinou et al, ICIEA 25.05.2009 bezug genommen wird. Die PD PWM Verfahren mit "carrier rotation" und die damit identischen PS PWM Verfahren stellen den Stand der Technik dar.
Eine konstante Phasenverschiebung zueinander von jeweils zwei Trägersignale und eine zusätzliche einstellbare zeitliche Verschiebung aller Trägersignale ab einem vorgebbaren Zeitpunkt ist in„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multiievei Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 somit nicht angegeben. Desweiteren gibt die Publikation in„Performance Evaluation of Half- Bridge Cascaded Multiievei Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 auch nicht an, dass jeweils zwei Trägersignale eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen dann die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale zu den Schaltzellen ab einem vorgebbaren Zeitpunkt gewechselt wird.
In der GB 2 294 821 A ist ein Verfahren zum Betrieb eines Multilevel-Umrichters angegeben, bei welchem Verfahren die Trägersignale ebenfalls übereinander angeordnet sind. Falls das Referenzsignal klein ist (siehe dazu Fig. 19), werden bei der GB 2 294 821 A dann auch nicht alle Schaltzellen Zellen geschaltet. In diesem Fall wird die Ausgangsspannung gemäss Fig. 19 nur noch fünf Stufen statt der gezeigten sieben Stufen haben und somit die unterste Stromkurve zu Null werden, d.h. die Schaltzelle wäre nicht mehr balancierbar.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, ein bezüglich des Standes der Technik weiterentwickeltes, vereinfachtes und alternatives Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung anzugeben, mittels welchem Spannungen an Kondensatoren von Schaltzellen der Teilumrichtersysteme der Umrichterschaltung ausgeglichen bzw. balanciert werden können.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 bzw. 5 bzw. 9 gelöst. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angegeben. Die Umrichterschaltung weist mindestens zwei Phasenbausteine auf, jeder Phasenbaustein umfasst ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem und für jeden Phasenbaustein sind die Teilumrichtersysteme seriell miteinander verbunden. Jedes Teilumrichtersystem umfasst n Serie geschaltete zweipolige Schaltzellen, wobei n > 2 ist und jede Schaltzelle ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher aufweist. Nach dem erfindungsgemässen Verfahren werden die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems mittels eines zugeordneten Ansteuersignais und die Leistungshalbleiterschalter der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems mittels eines zugeordneten weiteren Ansteuersignais angesteuert. Erfindungsgemäss wird das jeweilige Ansteuersignal aus einem zu jeder Schaltzelle des ersten Teilumrichtersystems zugeordneten periodischen Trägersignal und einem Referenzsignal bezüglich der Spannung über dem ersten Teilumrichtersystem gebildet. Das jeweilige weitere Ansteuersignal wird aus einem zu jeder Schaltzelle des zweiten Teilumrichtersystems zugeordneten periodischen Trägersignal und einem Referenzsignal bezüglich der Spannung über dem zweiten Teilumrichtersystem gebildet. Jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems weisen eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Trägersignale der Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeitpunkt um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden. Desweiteren weisen jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Trägersignale der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeitpunkt um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden. Die zeitliche Verschiebung der Trägersignale der Schaltzellen bewirkt, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen der Teilumrichtersysteme innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems vorteilhaft ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteue- rung der Schaltzellen, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen, ist sowohl vor dem vorgebbaren Zeitpunkt als auch nach der Verschiebung der Trägersignale um die einstellbare Zeitdauer fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist.
Alternativ zu der vorstehend genannten Verschiebung der Trägersignale weisen jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei dann die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale zu den Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeit- punkt gewechselt wird. Desweiteren weisen bei der Alternative jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei dann die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale zu den Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeitpunkt gewechselt wird. Auch der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale zu den Schaltzellen bewirkt, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen der Teilumrichtersysteme vorteilhaft innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteuerung der Schaltzellen, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen ist auch bei dieser Alternative sowohl vor dem vorgebbaren Zeitpunkt als auch nach dem Wechsel der Zuordnung der Trägersignale fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist.
In einer weiteren Alternative der Erfindung weisen jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems eine konstante Phasenverschiebung zueinan- der auf, wobei dann die Frequenz der Trägersignale der Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeitpunkt gewechselt wird. Ferner weisen jeweils immer zwei Trägersignale der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Frequenz der Trägersignale der Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems ab einem vorgebbaren Zeitpunkt gewechselt wird. Auch der Wechsel der Frequenz der Trägersignale bewirkt, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen der Teilumrichtersysteme vorteilhaft innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteuerung der Schaltzellen, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen, ist auch bei dieser Alternative sowohl vor dem vorgebbaren Zeitpunkt als auch nach dem Wechsel der Fre- quenz der Trägersignale fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist.
Diese und weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung offensichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen: eine erste Ausführungsform einer Umrichterschaltung nach dem Stand der Technik, eine zweite Ausführungsform einer Umrichterschaltung nach dem Stand der Technik,
Fig. 3 ein erster zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignal für
Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems,
Fig. 4 ein zweiter zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignal für
Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems,
Fig. 5 ein dritter zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignal für
Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems,
Fig. 6 ein vierter zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignal für
Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems,
Fig. 7 ein fünfter zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignal für
Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems,
Fig. 8 ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespeicher einer
Schaltzelle des ersten Teilumrichtersystems und ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespeicher einer weiteren Schaltzelle dessel ben Teilumrichtersystems nach Fig. 1 oder Fig. 2 nach dem Stand der Technik,
Fig. 9 ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespeicher einer
Schaltzelle des ersten Teilumrichtersystems und ein zeitlicher Verlauf einer Spannung am kapazitiven Energiespeicher einer weiteren Schaltzelle dessel ben Teilumrichtersystems nach Fig. 1 oder Fig. 2 mit dem erfindungsgemäs- sen Verfahren; Fig. 10 ein zeitlicher Verlauf der Trägersignale und des Referenzsignals für Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems und ein zeitlicher Verlauf der Ströme der kapazitiven Energiespeicher zweier Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems;
Fig. 11 Zeitlicher Verlauf von sägezahnförmigen Trägersignalen, zugehörigem sinusförmigen Referenzsignal und sich ergebenden Schaltsignalen nach dem Stand der Technik der„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Sinussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009 und
Fig. 12 Zeitlicher Verlauf von sägezahnförmigen Trägersignalen, zugehörigem sinusförmigen Referenzsignal und sich ergebenden Schaltsignalen nach dem "car- rier rotation" Verfahren des Standes der Technik der„Performance Evaluation of Half-Bridge Cascaded Multilevel Converters Operated with Multicarrier Si- nussoidal PWM Techniques", G. S. Konstantinou et al, ICIEA 25.05.2009.
Die in der Zeichnung verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezugszeichenliste zusammengefasst aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die beschriebenen Ausführungsformen stehen beispielhaft für den Erfindungsgegenstand und haben keine beschränkende Wirkung.
Wege zur Ausführung der Erfindung
In Fig.1 und sind Fig. 2 ist, wie eingangs bereits erwähnt, jeweils eine Ausführungsform einer Umrichterschaltung nach dem Stand der Technik gezeigt. Die Umrichterschaltung weist mindestens zwei Phasenbausteine 4 auf. Jeder Phasenbaustein 4 umfasst ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem 1 , 2. Für jeden Phasenbaustein 4 sind die Teilumrichtersysteme 1 , 2 seriell miteinander verbunden. Jedes Teilumrichtersystem 1 , 2 umfasst allgemein n Serie geschaltete zweipolige Schaltzellen X.1 X.n; Y.1 , Y.n, wobei n > 2 ist und jede
Schaltzelle X.1 , X.n; Y.1 , Y.n ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher aufweist. In Fig. 1 und Fig. 2 sind für jedes Teilumrichtersystem beispielhaft n=4 Schalt- zellen dargestellt. Es ist zudem möglich, dass jedes Teilumrichtersystem 1 , 2 eine Induktivität seriell zu der Serienschaltung der Schaltzellen aufweist, wie dies beispielhaft in Fig. 1 und Fig. 2 beispielhaft gezeigt ist. Der jeweilige ansteuerbare Leistungshalbleiterschalter der Schaltzellen X.1 , ... , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 ist insbesondere als Ab- schaltthyristor (GTO - Gate Turn-Off Thyristor) oder als integrierter Thyristor mit kommutier- ter Ansteuerelektrode (IGCT - Integrated Gate Commutated Thyristor) mit jeweils einer antiparallel geschalteten Diode ausgebildet. Es ist aber auch denkbar, einen ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter beispielsweise als Leistungs-MOSFET mit zusätzlich antiparallel geschalteter Diode oder als Bipolartransistor mit isoliert angeordneter Gateelektrode (IGBT) mit zusätzlich antiparallel geschalteter Diode auszubilden.
Nach dem erfindungsgemässen Verfahren werden die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 mittels eines zugeordneten Ansteuersignais S1.1 , S1.n und die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 mittels eines zugeordneten weiteren An- steuersignals S2.1 , ...S2.n angesteuert. Das jeweilige Ansteuersignal S1.1 , S1.n wird aus einem zu jeder Schaltzelle X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 zugeordneten periodischen Trägersignal VTi.i, VT1 n und einem Referenzsignal Vref, ui bezüglich der Spannung U1 über dem ersten Teilumrichtersystem 1 gebildet. In Fig. 3 ist dazu beispielhaft ein erster zeitlicher Verlauf der Trägersignale VT1 1, ... , VT1.4 des ersten Teilumrichtersystems 1 für die Schaltzellen X.1 , ... , X.4 des ersten Teilumrichtersystems 1 nach Fig. 1 oder Fig. 2 dargestellt. Desweiteren zeigt Fig. 3 einen zeitlichen Verlauf des Referenzsignals Vref, ui bezüglich der Spannung U1 über dem ersten Teilumrichtersystem 1. Durch einen Vergleich des Referenzsignals Vrefi Ui mit den Trägersignalen VT1i, VTi.n beispielsweise nach einer Pulsweitenmodulation, wird dann das jeweilige Ansteuersignal S1.1 , S1.n generiert. In Fig. 3 findet ein derartiger Vergleich für die Schaltzelle X.1 an den gestrichelt gekennzeichneten Stellen statt. Ferner wird das jeweilige weitere Ansteuersignal S2.1 , S2.n aus einem zu jeder Schaltzelle Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 zugeordneten periodischen Trägersignal VT2 1, VT2.n und einem Referenzsignal Vref, U2 bezüglich der Span- nung U2 über dem zweiten Teilumrichtersystem 2 gebildet. Allgemein sind für die Bildung des jeweiligen Ansteuersignal S1.1 , S n und des jeweiligen weiteren Ansteuersignal S2.1 , S2.n sämtliche Modulationsverfahren, basierend auf Trägerverfahren, wie beispielsweise die genannte Pulsweitenmodulation, aber auch Raumzeigermodulationen oder Modulationen mit einer Hysteresecharakteristik denkbar. Nach der Erfindung weisen jeweils immer zwei Trägersignale VT1 1, VT1 n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Trägersignale VT1 1, VT1 n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab einem vorgebbaren Zeitpunkt tZi um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden. Jeweils immer zwei Trägersignale VT2 1 ,■■■ , VT2.n der Schaltzellen Y.1 ,
Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Trägersignale VT2 1, VT2.n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab einem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 um eine einstellbare Zeitdauer ver- schoben werden. In Fig. 4 ist dazu beispielhaft ein zweiter zeitlicher Verlauf der Trägersignale VT-U, VT1.4 des ersten Teilumrichtersystems 1 für die Schaltzellen X.1 , ... , X.4 des ersten Teilumrichtersystems 1 nach Fig. 1 oder Fig. 2 dargestellt, wobei die Trägersignale VTi.i,
VT .4 ab dem Zeitpunkt tz um die Zeitdauer verschoben worden sind. Desweiteren zeigt Fig. 4 einen zeitlichen Verlauf des Referenzsignals Vref, ui bezüglich der Spannung U1 über dem ersten Teilumrichtersystem 1. Bei der vorstehend genannten konstante Phasenverschiebung jeweils zweier Trägersignale VT .i, VT1.n; VT2.i, - - - , VT2.n der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n des ersten bzw. zweiten Teilumrichtersystems 1 , 2 handelt es sich um ein sog.„phase shifted carrier" Verfahren (PS PWM Verfahren). Die zeitliche Verschiebung der Trägersignale VTn, VTi.n; VT2.i, VT2.n der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n des ersten und zweiten Teilumrichtersystems 1 , 2 bewirkt, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems 1 , 2 mit Vorteil ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteuerung der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen X.1 , ... , Χ.η; Y.1 , Y.n, ist sowohl vor dem jeweiligen vorgebbaren Zeitpunkt tZi, tZ2 als auch nach der Verschiebung der Trägersignale VT1 1, VT n; VT2 1, VT2 n um die jeweilige einstellbare Zeitdauer, fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist. Zum besseren Verständnis der Wirkungswei- se des Ausgleichs bzw. der Balancierung der Spannungen UZ1.1 , UZ1.n; UZ2.1 ,
UZ2.n an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 ist in Fig. 10 beispielhaft ein zeitlicher Verlauf der Trägersignale VTI.I, VT1 n (nach dem verwendeten PS PWM Verfahren) und ein zeitlicher Verlauf des Referenzsignals Vrefui für die Schaltzellen X.1 , X.3 des ersten Teilumrichtersystems 1 und ein zeitlicher Verlauf der Ströme iC1 , iC3 der kapazitiven Energiespeicher zweier Schaltzellen X.1 , X.3 des ersten Teilumrichtersystems 1 dargestellt, wobei aber gemäss Fig. 10 noch keine zeitliche Verschiebung der Trägersignale VTi .i , .... VT1 erfolgt. Vergleicht man nun die in Fig. 10 gezeigten Ströme iC1 , iC3, so kann festgestellt werden, dass sich diese nicht zu Null addieren, d.h. allgemein die Ströme an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , ... , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 sich nicht aufheben. Demzufolge fliessen unterschiedliche„Strömblöcke" (Strom-Zeit-Flächen) in die kapazitiven Energiespeicher, wodurch diese unterschiedlich geladen/entladen werden und es damit zu den bereits eingangs erwähnten, unerwünschten unterschiedlichen Spannungen UZ1.1 , UZ1.n;
UZ2.1 , UZ2.n an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , ... , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 kommt. Die vorstehend detailliert erläuterte zeitliche Verschiebung der Trägersignale VT1 1, VTi .n; VT2 1, VT2 n der Schaltzellen X.1 , ... , Χ.η; Y.1 , Y.n des ersten und zweiten Teilumrichtersystems 1 , 2 wirkt nun genau diesem Effekt entgegen, d.h. dass beispielsweise eine Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n eines Teilumrich- tersysteme 1 , 2, die vor der besagten zeitlichen Verschiebung der Trägersignale VT1.-|,
VTi .n; VT2 1, VT2.n nach dem vorstehend beschriebenem Effekt entladen wurde, nach der besagten zeitlichen Verschiebung nun geladen wird. Insgesamt wird dadurch der gewünschte Ausgleich- bzw. die Balancierung der Spannungen UZ1.1 , UZ1.n; UZ2.1 , UZ2.n an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrich- tersysteme 1 , 2 erreicht. Bei den nachfolgend noch detailliert beschriebenen Alternativen
(siehe dazu Fig. 5, Fig. 6 und Fig. 7) zu der vorstehend genannten Verschiebung der Trägersignale VTi .i , VTi .n; VT2.i , VT2.n wird ebenfalls dem vorstehend beschriebenem Effekt in gleicher Weise entgegengewirkt, so dass auch ein gewünschter Ausgleich bzw. die Balancierung der Spannungen UZ1.1 , UZ1.n; UZ2.1 , UZ2.n an den kapazitiven Energiespei- ehern der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 stattfindet.
Vorzugsweise erfolgt die Verschiebung der Trägersignale VT1 1, VT n der Schaltzellen X.1 ,
X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZi periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer T1. Ferner erfolgt die Verschiebung der Trägersignale VT2.-i , VT2.n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer T2. Die vorstehend genannte periodische Verschiebung der Trägersignale VT .-| VTi .n; VT2 1, VT2 n lässt sich beispielsweise softwaremässig in die vorstehend genannten Modulationsverfahren sehr einfach implementieren. Als Periodendauer T1 der Verschiebung der Trägersignale VTii , VT1 n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 wird vorzugsweise ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes i1 durch das erste Teilumrichtersystem 1 vorgegeben. Für die Ver- Schiebung der Trägersignale VT2 1, VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 wird als Periodendauer ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes i2 durch das zweite Teilumrichtersystem 2 vorgegeben. Bei dem vorstehend genannten Vielfachen der Periodendauer des jeweiligen Stromes i1 , i2, durch das zugehörige Teilumrichtersystem 1 , 2 kann es sich allgemein um ein ganzzahliges Vielfaches oder um ein nicht ganz- zahliges Vielfaches handeln. Dies gilt auch für die noch im Folgenden erläuterten Alternativen, bei denen ebenfalls ein Vielfaches der Periodendauer des jeweiligen Stromes i1 , i2, durch das zugehörige Teilumrichtersystem 1 , 2 zur Anwendung kommt. Durch diese Massnahme kann vorteilhaft erreicht werden, dass die Abweichung der Energieaufnahme einer Schaltzelle X.1 , ... , Χ.η; .1 , Y.n des zugehörigen Teilumrichtersystems 1 , 2 im Mittel bzgl. der Energieaufnahme der anderen Schaltzellen X.1 , ... , Χ.η; .1 , Y.n desselben Teilumrichtersystems 1 , 2 im wesentlichen Null ist.
Alternativ zu der vorstehend genannten periodischen Verschiebung der Trägersignale VTn, ·■■> Ti .n; VT2 1, VT2.n kann die Verschiebung der Trägersignale VT1 1, VTi .n der Schaltzel- len X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZi auch aperiodisch, d.h. nicht in gleichen Zeitabständen auftretend, erfolgen und die Verschiebung der Trägersignale VT2 1, VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 kann ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 ebenfalls aperiodisch erfolgen. Alternativ zu der vorstehend genannten zeitlichen Verschiebung der Trägersignale VT .i , . . . , Vn.n; VT2.i , VT2.n ist es auch denkbar, dass jeweils immer zwei Trägersignale VTi .i ,
VT1.n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei dann die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale VT1 1 VT1.n zu den Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab einem vorgebbaren Zeitpunkt tZi gewechselt wird. Bei dieser Alternative weisen zudem jeweils immer zwei Trägersignale VT2 1, VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 auch eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei dann die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale VT2 , ... , VT2 n zu den Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab einem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 gewechselt wird. ln Fig. 5 ist dazu beispielhaft ein dritter zeitlicher Verlauf der Trägersignale VTi.i ,■■■ , VT1. des ersten Teilumrichtersystems 1 für die Schaltzellen X.1 , ... , X.4 des ersten Teilumrichtersystems 1 nach Fig. 1 oder Fig. 2 dargestellt, wobei die Zuordnung beispielhaft für zwei Trägersignale VTI .I, VT1 4 zu den Schaltzellen X.1 X.4 ab dem Zeitpunkt tZi gewechselt worden sind, so dass nach dem Zeitpunkt tz1 das vorherige Trägersignal VTi.i für die Schaltzelle X.1 in das Trägersignal VT1 3 für die Schaltzelle X.3 und das vorherige Trägersignal VT1.3 für die Schaltzelle X.3 in das Trägersignal VTi.i für die Schaltzelle X.1 gewechselt worden ist. Die weiteren Trägersignale VT1.2 und VT1 4 wurden gemäss Fig. 5 nicht neu zugeordnet. Der Wechsel der Zuordnung von nur zwei Trägersignalen bei dem Zeitpunkt tZi , tZ2 bewirkt vor- teilhaft, dass keine sog.„Spikes", d.h. grosse Spannungssprünge der Spannung am Aus- gangsanschluss der Phasenbausteins 4 aufgrund eines alternativ möglichen gleichzeitigen Wechsels der Zuordnung aller Trägersignale auftreten. Ein solcher Wechsels der Zuordnung aller Trägersignale VTi .i , VT1 4 zu den Schaltzellen X.1 , ... , X.4 ab dem Zeitpunkt tz ist in Fig. 6 in einem vierten zeitlichen Verlauf der Trägersignale VT 1, VT1 dargestellt, worin nach dem Zeitpunkt tz das vorherige Trägersignal VT1 1 für die Schaltzelle X.1 in das Trägersignal VT1.3 für die Schaltzelle X.3, das vorherige Trägersignal VT1 2 für die Schaltzelle X.2 in das Trägersignal VT1.4 für die Schaltzelle X.4, das vorherige Trägersignal VT1 3 für die Schaltzelle X.3 in das Trägersignal VTi .i für die Schaltzelle X.1 und das vorherige Trägersignal VT1 4 für die Schaltzelle X.4 in das Trägersignal VT1.2 für die Schaltzelle X.2 gewechselt worden ist. Insgesamt bewirkt der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale VT 1, VTi.n; VT2 ,
VT2.n zu den Schaltzellen X.1 , ... , X.n; Y.1 , ... , Y.n, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 vorteilhaft innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems 1 , 2 ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteuerung der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen .1 X.n; Y.1 , Y.n, ist auch bei dieser Alternative sowohl vor dem vorgebbaren Zeitpunkt tz1, tZ2 als auch nach dem Wechsel der Zuordnung der Trägersignale VT1 A, VTi .n; VT2 1, VT2 n fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist. Der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale VTi.n zu den Schaltzellen X.1 ,
X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 erfolgt ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tz1 periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer T1. Desweiteren erfolgt der Wechsel die Zuordnung der Trägersignale VT2 1, VT2.n zu den Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 ebenfalls periodisch mit einer vorgebbaren Pe- riodendauer T2. Der vorstehend genannte periodische Wechsel der Zuordnung der Trägersignale der Trägersignale VTi .i , VT1 VT2.i , VT2.n zu den Schaltzellen X.1 , ... , Χ.η; Y.1 , Y.n des zugehörigen Teilumrichtersystems 1 , 2 lässt sich beispielsweise softwaremässig in die vorstehend genannten Modulationsverfahren sehr einfach implementieren. Als Perio- dendauer TI des Wechsels der Zuordnung der Trägersignale VT , VT n zu den Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 wird ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes i1 durch das erste Teilumrichtersystem 1 vorgegeben. Darüber hinaus wird als Periodendauer T2 des Wechsels der Zuordnung der Trägersignale VT2 1, VT2 n zu den Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ein Vielfaches der Perioden- dauer des Stromes i2 durch das zweite Teilumrichtersystem 2 vorgegeben. Durch diese Massnahme kann vorteilhaft erreicht werden, dass die Abweichung der Energieaufnahme einer Schaltzelle X.1 , X.n; .1 Y.n des zugehörigen Teilumrichtersystems 1 , 2 im Mittel bzgl. der Energieaufnahme der anderen Schaltzellen X.1 , X.n; .1 , Y.n desselben Teilumrichtersystems 1 , 2 im wesentlichen Null ist.
Alternativ zu dem vorstehend genannten periodischen Wechsel der Trägersignale VTn, VT1.n; VT2.i , VT2 n kann der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale VT1.i , VTi .n zu den Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZi auch aperiodisch erfolgen. Bei dieser Alternative kann der Wechsel die Zuordnung der Trägersignale VT2.i , VT2.n zu den Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 ebenfalls aperiodisch erfolgen.
Als weitere Alternative zu der vorstehend genannten zeitlichen Verschiebung der Trägersignale VT1.i , VT n; VT2.i , VT2.n und zu dem vorstehend erläuterten Wechsel der Zuord- nung der Trägersignale VTi .i , VTi .n; VT2.i , VT2 n zu den jeweiligen Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n ist es auch denkbar, dass jeweils immer zwei Trägersignale VT1 1, VT1 n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei dann die Frequenz der Trägersignale VT1 , VTi .n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab einem vorgebbaren Zeit- punkt tz gewechselt wird. . Bei dieser Alternative weisen zudem jeweils immer zwei Trägersignale VT2 1, VT2.n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 eine konstante Phasenverschiebung zueinander auf, wobei die Frequenz der Trägersignale VT2 1, VT2.n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab einem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 gewechselt wird. Auch der Wechsel der Frequenz der Trägersignale VT 1, ■■■> Ti.n; T2.i , VT2.n bewirkt, dass die Spannungen an den kapazitiven Energiespeichern der Schaltzellen X.1 , ... , X.n; Y.1 , Y.n der Teilumrichtersysteme 1 , 2 vorteilhaft innerhalb des jeweiligen Teilumrichtersystems 1 , 2 ausgeglichen bzw. balanciert werden. Die Reihenfolge der Ansteuerung der Schaltzellen X.1 , X.n; Y.1 , Y.n, d.h. die Schaltreihenfolge der Schaltzellen X.1 , ... , Χ.η; Y.1 , Y.n, ist auch bei dieser Alternative sowohl vor dem vorgebbaren Zeitpunkt tz1, tZ2 als auch nach dem Wechsel der Frequenz der Trägersignale Vn.i , · .. , VTi.n; VT2.i , VT2.n fest, wodurch die Reihenfolge, wann welche kapazitive Energiespeicher geladen bzw. entladen wird, festgelegt ist. Vorzugsweise erfolgt der Wechsel der Frequenz der Trägersignale VTi .i ,■· . , VTi .n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZi periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer T1. Desweiteren erfolgt der Wechsel der Frequenz der Trägersignale VT2.i , VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 ebenfalls periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer T2. Der vorstehend genannte periodische Wechsel der Frequenz der Trägersignale VT 1, VT1 n; VT2.i , VT2.n lässt sich beispielsweise softwaremässig in die vorstehend genannten Modulationsverfahren sehr einfach implementieren. Als Periodendauer T1 des Wechsels Frequenz der Trägersignale VT 1, VTi.n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 wird dann ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes i1 durch das erste Teilumrichtersystem 1 vorgegeben, und als Periodendauer T2 des Wechsels Frequenz der Trägersignale VT2 1, VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 wird ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes i2 durch das zweite Teilumrichtersystem 2 vorgegeben. Durch diese Massnahme kann vorteilhaft erreicht werden, dass die Abweichung der Energieaufnahme einer Schaltzelle X.1 , X.n; .1 , Y.n des zu- gehörigen Teilumrichtersystems 1 , 2 im Mittel bzgl. der Energieaufnahme der anderen Schaltzellen X.1 , X.n; .1 , Y.n desselben Teilumrichtersystems 1 , 2 im wesentlichen Null ist.
Alternativ zu dem vorstehend genannten periodischen Wechsel Frequenz der Trägersignale VT-U , VTi.n; VT2.i , VT2 n kann der Wechsel der Frequenz der Trägersignale Vn.i ,
VT1 n der Schaltzellen X.1 , X.n des ersten Teilumrichtersystems 1 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tz1 auch aperiodisch erfolgen. Bei dieser Alternative kann der Wechsel der Frequenz der Trägersignale VT2 , VT2 n der Schaltzellen Y.1 , Y.n des zweiten Teilumrichtersystems 2 ab dem vorgebbaren Zeitpunkt tZ2 ebenfalls aperiodisch erfolgen. ln Fig. 9 ist beispielhaft ein zeitlicher Verlauf einer Spannung UZ1 1 am kapazitiven Energiespeicher der Schaltzelle X.1 des ersten Teilumrichtersystems 1 und ein zeitlicher Verlauf einer Spannung UZ1 2 am kapazitiven Energiespeicher der weiteren Schaltzelle X.2 desselben Teilumrichtersystems 1 nach Fig. 1 oder Fig. 2 mit dem vorstehend erläuterten erfindungs- gemässen Verfahren dargestellt. Die Verläufe der Spannungen UZ1 ; UZ1 2 zeigen im Unterschied zu Fig. 8, dass die beiden Spannungen Uzi.i; UZ1 2 über der Zeit stabil bleiben und nicht wie im Stand der Technik auseinanderdriften.
Bezugszeichenliste
1 erstes Teilumrichtersystem
2 zweites Teilumrichtersystem
X.1, ...,X.n Schaltzellen des ersten Teilumrichtersystems
Y.1, Y.n Schaltzellen des zweiten Teilumrichtersystems
4 Phasenbaustein

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung, wobei die Umrichterschaltung mindestens zwei Phasenbausteine (4) aufweist, jeder Phasenbaustein (4) ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem (1 , 2) aufweist und für jeden Phasenbaustein (4) die Teilumrichtersysteme (1 , 2) seriell miteinander verbunden sind, jedes Teilumrichtersystem (1 , 2) n in Serie geschaltete zweipolige Schaltzelle (X.1 , ... , X.n; Y.1 , Y.n) umfasst, wobei n > 2 ist und jede Schaltzelle (X.1 , X.n; Y.1 , Y.n) ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher aufweist,
bei dem die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) mittels eines zugeordneten Ansteuersignais (S1.1 , S1.n) und die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) mittels eines zugeordneten weiteren Ansteuersignais (S2.1 , ...S2.n) angesteuert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass das jeweilige Ansteuersignal (S1.1 , S1.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (X.1 ,
X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) zugeordneten periodischen Trägersignal (VT 1, VT1.n) und einem Referenzsignal (Vref, u-i) bezüglich der Spannung (U1) über dem ersten Teilumrichtersystem (1) gebildet wird,
dass das jeweilige weitere Ansteuersignal (S2.1 , S2.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) zugeordneten periodischen Trägersignal (VT2 1, VT2.n) und einem Referenzsignal (Vref, U2) bezüglich der Spannung (U2) über dem zweiten Teilumrichtersystem (2) gebildet wird,
dass jeweils immer zwei Trägersignale (VT1 1, VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Trägersignale (VTi.i , VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1 ) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZi) um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden, und
dass jeweils immer zwei Trägersignale (VT2.-i , VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Trägersignale (VT2.-i , VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) um eine einstellbare Zeitdauer verschoben werden. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Verschiebung der Trägersignale (VTi.i , VT1.n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tz ) periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T1) erfolgt, und
dass die Verschiebung der Trägersignale (VT2 1, VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T2) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Periodendauer (T1) der Verschiebung der Trägersignale (VT1 1, VTi.n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (Ί1) durch das erste Teilumrichtersystem (1) vorgegeben wird, und
dass als Periodendauer (T2) der Verschiebung der Trägersignale (VT2.i , ... , VT2.n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (i2) durch das zweite Teilumrichtersystem (2) vorgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Verschiebung der Trägersignale (VT1 1, Vn.n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZi) aperiodisch erfolgt, und
dass die Verschiebung der Trägersignale (VT2.i , VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) aperiodisch erfolgt.
Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung, wobei die Umrichterschaltung mindestens zwei Phasenbausteine (4) aufweist, jeder Phasenbaustein (4) ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem (1 , 2) aufweist und für jeden Phasenbaustein (4) die Teilumrichtersysteme (1 , 2) seriell miteinander verbunden sind, jedes Teilumrichtersystem (1 , 2) n in Serie geschaltete zweipolige Schaltzelle (X.1 , X.n; Y.1 , Y.n) umfasst, wobei n > 2 ist und jede Schaltzelle (X.1 , X.n; Y.1 , Y.n) ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher aufweist,
bei dem die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) mittels eines zugeordneten Ansteuersignais (S1.1 , S1.n) und die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) mittels eines zugeordneten weiteren Ansteuersignais (S2.1 , ...S2.n) angesteuert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass das jeweilige Ansteuersignal (S1.1 , S1.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (X.1 ,
X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) zugeordneten periodischen Trägersignal (V-n -i , VTi.n) und einem Referenzsignal (Vref U ) bezüglich der Spannung (U1) über dem ersten Teilumrichtersystem (1) gebildet wird,
dass das jeweilige weitere Ansteuersignal (S2.1 , S2.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) zugeordneten periodischen Trägersignal (V-j-2.1 , VT2.n) und einem Referenzsignal (Vrefi U2) bezüglich der Spannung (U2) über dem zweiten Teilumrichtersystem (2) gebildet wird,
dass jeweils immer zwei Trägersignale (vYi .i , VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale (VT 1, VTi .n) zu den Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tz- gewechselt wird, und
dass jeweils immer zwei Trägersignale (VT2 1, VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Zuordnung mindestens zweier Trägersignale (VT2 1, ... , νΤ2.η) zu den Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) gewechselt wird.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale (Vm, VTi.n) zu den Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZi) periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T1) erfolgt, und
dass der Wechsel die Zuordnung der Trägersignale (VT2.-i , VT2 n) zu den Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T2) erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass als Periodendauer (T1) des Wechsels der Zuordnung der Trägersignale (VT1.i , VT1 n) zu den Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (i1) durch das erste Teilumrichtersystem (1) vorgegeben wird, und
dass als Periodendauer (T2) des Wechsels der Zuordnung der Trägersignale (Vj2.i , . . . , VT2 n) zu den Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (i2) durch das zweite Teilumrichtersystem (2) vorgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel der Zuordnung der Trägersignale (VT1 1, VTi.n) zu den Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZi) aperiodisch erfolgt, und dass der Wechsel die Zuordnung der Trägersignale (VT2.i , VT2 n) zu den Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) aperiodisch erfolgt.
Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung, wobei die Umrichterschaltung mindestens zwei Phasenbausteine (4) aufweist, jeder Phasenbaustein (4) ein erstes und ein zweites Teilumrichtersystem (1 , 2) aufweist und für jeden Phasenbaustein (4) die Teilumrichtersysteme (1 , 2) seriell miteinander verbunden sind, jedes Teilumrichtersystem (1 , 2) n in Serie geschaltete zweipolige Schaltzelle (X.1 , X.n; Y.1 , Y.n) umfasst, wobei n > 2 ist und jede Schaltzelle (X.1 , X.n; Y.1 , Y.n) ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen kapazitiven Energiespeicher aufweist,
bei dem die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) mittels eines zugeordneten Ansteuersignais (S1.1 , S1.n) und die Leistungshalbleiterschalter einer jeden Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) mittels eines zugeordneten weiteren Ansteuersignais (S2.1 , ...S2.n) angesteuert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass das jeweilige Ansteuersignal (S1.1 , S1.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (X.1 ,
X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) zugeordneten periodischen Trägersignal (V-n.1 , VT1 n) und einem Referenzsignal (Vrefi Ui) bezüglich der Spannung (U1) über dem ersten Teilumrichtersystem (1) gebildet wird,
dass das jeweilige weitere Ansteuersignal (S2.1 , S2.n) aus einem zu jeder Schaltzelle (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) zugeordneten periodischen Trä- gersignal (VT2.i , VT2 n) und einem Referenzsignal (Vref, U2) bezüglich der Spannung (U2) über dem zweiten Teilumrichtersystem (2) gebildet wird,
dass jeweils immer zwei Trägersignale (VT1.-i , VT n) der Schaltzellen (X.1 X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Frequenz der Trägersignale (VT1 1, VT n) der Schaltzellen (X.1 ,
X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZi) gewechselt wird, und
dass jeweils immer zwei Trägersignale (VT2 1, VT2.n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) eine konstante Phasenverschiebung zueinander aufweisen, wobei die Frequenz der Trägersignale (VT2.i , VT2.n) der Schaltzellen (Y.1 ,
Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab einem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) gewechselt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel der Frequenz der Trägersignale (VT1.i , VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tz ) periodisch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T1) erfolgt, und
dass der Wechsel der Frequenz der Trägersignale (VT2 1, VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) perio- disch mit einer vorgebbaren Periodendauer (T2) erfolgt.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass als Periodendauer (T1) des Wechsels Frequenz der Trägersignale (VTi .i , VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (i1) durch das erste Teilumrichtersystem (1) vorgegeben wird, und
dass als Periodendauer (T2) des Wechsels Frequenz der Trägersignale (VT2.-i , VT2.n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ein Vielfaches der Periodendauer des Stromes (i2) durch das zweite Teilumrichtersystem (2) vorgegeben wird.
12. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechsel der Frequenz der Trägersignale (VT1 , VT1 n) der Schaltzellen (X.1 , X.n) des ersten Teilumrichtersystems (1) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tz1) aperiodisch erfolgt, und dass der Wechsel der Frequenz der Trägersignale (VT2 1, VT2 n) der Schaltzellen (Y.1 , Y.n) des zweiten Teilumrichtersystems (2) ab dem vorgebbaren Zeitpunkt (tZ2) aperiodisch erfolgt.
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