DE60311862T2

DE60311862T2 - Entzerrer zur abtastwertweisen Entscheidungsrückmeldung im Transformationsbereich

Info

Publication number: DE60311862T2
Application number: DE60311862T
Authority: DE
Inventors: Dagnachew Briarcliff Manor BIRRU
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-11-12
Filing date: 2003-11-10
Publication date: 2007-11-22
Anticipated expiration: 2023-11-11
Also published as: ATE354236T1; KR20050086449A; JP2006506929A; EP1563657B1; DE60311862D1; WO2004045175A3; US20060146925A1; WO2004045175A2; AU2003278467A1; EP1563657A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren und Vorrichtungen zum Verarbeiten empfangener digitaler Signale in einem digitalen Kommunikationssystem und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verarbeiten empfangener digitaler Signale in einem digitalen Kommunikationssystem, das Paket-basierte Signale in Gegenwart von Rauschen und Intersymbolinterferenz verwendet.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Durchführen einer Entzerrung eines Ausgangssignals in einem Empfänger, wobei das Verfahren Folgendes umfasst:
Einkoppeln eines Entzerrerausgangssignals in eine Entscheidungsvorrichtung und Empfangen eines Empfängerentscheidungssignals, das von der Entscheidungsvorrichtung zurückkommt.
Die Erfindung betrifft des Weiteren eine Vorrichtung zum Empfangen eines digitalen Signals, umfassend:
eine Empfängerentscheidungsvorrichtung zum Empfangen eines Entzerrerausgangssignals und zum Ausgeben eines Empfängerentscheidungssignals, und
einen adaptiven Entzerrer zum Ausgeben des Entzerrerausgangssignals und zum Empfangen des Empfängerentscheidungssignals.
Adaptive Entzerrer werden oft in digitalen Kommunikationssystemen zum mindern von Intersymbolinterferenz, die durch den Einsatz mehrerer Kanäle entsteht, verwendet. Unter den vielen Varianten adaptiver Entzerrer sind die Entscheidungsrückmeldungsentzerrer vom Typ der kleinsten mittleren Quadrate (Least Mean Squares – LMS) die am häufigsten verwendeten. Für derzeit aufkommende Anwendungen, bei denen der Kanal dynamisch ist oder eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit erfordert, haben die herkömmlichen Entzerrer vom LMS-Typ oft eine unzureichende Leistung.
Die Konvergenzgeschwindigkeit herkömmlicher im Zeitbereich arbeitender adaptiver Entzerrer vom LMS-Typ richtet sich nach dem Verhältnis der größten Eigenwerte zu den kleinsten Eigenwerten der Autokorrelationsmatrix des Eingangs. Filter, die Eingänge mit einer breiten Eigenwertspreizung haben, brauchen oft länger zum Konvergieren als Filter mit Eingängen weißen Rauschens.
Um dieses Problem zu beheben, wurden im Transformationsbereich arbeitende Entzerrer entwickelt. Diese Entzerrer basieren auf der Orthogonalisierung der Eingangssignale, die man oft als frequenzbereichsadaptive Filter bezeichnet. Solche Orthogonalisierungstechniken sind im Kontext linearer adaptiver (FIR-)Filter verwendet worden. Simulationen haben gezeigt, dass solche Entzerrer im Vergleich zu den als Gegenstück anzusehenden Zeitbereichs-LMS-Algorithmen bessere Konvergenzeigenschaften aufweisen. Leider arbeiten lineare Entzerrer sehr schlecht, wenn das Kanalspektrum Dip-Nullen enthält oder die Umkehrung des Kanals starke Abtastungen außerhalb des Bereichs des linearen Entzerrers hat. Infolge dessen werden sie durch Rauschverstärkung beeinträchtigt, oder ihnen fehlt eine ausreichende Anzahl von Abgriffen. Einer Intersymbolinterferenz (ISI) infolge mehrere Kanäle kann mit Hilfe nicht-linearer Entzerrer wirksam entgegengewirkt werden, wie zum Beispiel mit Hilfe von Entscheidungsrückmeldungsentzerrern (Decision Feedback Equalizers – DFEs).
Nichtlineare Entzerrungstechniken, wie zum Beispiel Entscheidungsrückmeldungsentzerrer, weisen eine überragende Leistung auf, wenn man einen Vergleich auf der Basis einer identischen Anzahl von Abgriffen und Abgriffsanpassungsalgorithmen anstellt.
Der inhärente Leistungsvorteil von DFEs beim Beseitigen starker Mehrkanalinterferenzen macht sie für praktische Kanalentzerrungsanwendungen attraktiv. Ungeachtet dessen werden DFEs oft in Verbindung mit Algorithmen vom LMS-Typ für Abgriffsanpassungen verwendet. Infolge dessen richtet sich die Konvergenzgeschwindigkeit von Entzerrern vom LMS-Typ oder Blindentzerrern immer noch nach der Eigenwertspreizung des Eingangs. Als Alternative wurden verschiedene Techniken vorgeschlagen, wie zum Beispiel die rekursiven kleinsten Quadrate (Recursive Least Squares – RLS) usw. Allerdings verhindert oft die Komplexität der Implementierung die Verwendung solcher Abgriffsanpassungsalgorithmen in praktischen Anwendungen.
In dem Vortrag "Discrete wavelet transform domain adaptive decision feedback equalization" von A. Ghobrial und Mitarbeitern in Proceedings of the Thirty-Fourth Southeastern Symposium an System Theory, 2002, Seiten 243–247, wird eine diskrete Wavelet-Transformationsverarbeitung auf das Entscheidungsrückmeldungsentzerrungsadaptionsproblem angewendet.
Die vorliegende Erfindung betrifft daher das Problem der Entwicklung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zum Erhöhen der Konvergenzgeschwindigkeit eines digitalen Kanalentzerrers ohne unangemessene Erhöhung der Implementierungskomplexität. Die vorliegende Erfindung löst dieses und weitere Probleme durch Bereitstellen eines im Transformationsbereich arbeitenden adaptiven Entscheidungsrückmeldungsentzerrers mit einer Konvergenzgeschwindigkeit, die schneller ist als das herkömmliche Gegenstück, bei einer mäßigen Erhöhung der Rechenkomplexität.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren Folgendes umfasst:
Erzeugen mehrerer verzögerter Abtastungen des Eingangssignals über Abgriffe,
orthogonal es Transformieren jeder der mehreren verzögerten Eingangsabtastungen,
Gewichten der mehreren orthogonal transformierten verzögerten Eingangsabtastungen unter Verwendung erster entsprechender mehrerer orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten, und
Summieren der gewichteten mehreren orthogonal transformierten verzögerter Eingangsabtastungen zusammen mit einem Rückmeldungssignal und Ausgeben des Ergebnisses der Summierung als das Entzerrerausgangssignal, wobei das Rückmeldungssignal gebildet wird durch:
Erzeugen mehrerer verzögerter Abtastungen des Empfängerentscheidungssignals über Abgriffe,
orthogonales Transformieren jeder der mehreren verzögerten Entscheidungsabtastungen,
Gewichten der mehreren orthogonal transformierten verzögerten Entscheidungsabtastungen unter Verwendung zweiter entsprechender mehrerer orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten, und
Summieren der gewichteten mehreren orthogonal transformierten verzögerten Entscheidungsabtastungen zum Erzeugen des Rückmeldungssignals.
In der erfindungsgemäßen Vorrichtung enthält der adaptive Entzerrer einen Prozessor zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Die abhängigen Ansprüche definieren vorteilhafte Ausführungsformen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung erzeugt ein Verfahren zum Ausführen einer Entzerrung eines Eingangssignals in einem Empfänger mehrere verzögerte Abtastungen des Eingangssignals und transformiert orthogonal jede der verzögerten Eingangsabtastungen, bevor sie unter Verwendung orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten gewichtet werden. Die gewichteten orthogonal transformierten verzögerten Eingangsabtastungen werden zusammen mit einem Rückmeldungssignal summiert, und das Ergebnis wird als das Entzerrerausgangssignal ausgegeben. Das Rückmeldungssignal wird aus verzögerten Abtastungen eines Empfängerentscheidungssignals gebildet, die orthogonal transformiert werden, dann unter Verwendung orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten gewichtet werden und schließlich summiert und als das Rückmeldungssignal zurückgemeldet werden.
Eine beispielhafte Ausführungsform des im vorliegenden Text beschriebenen Entzerrers eignet sich besonders für Anwendungen mit kleinen Verzögerungsstreuungen, wie zum Beispiel Heimnetzwerke oder LANs.
1 zeigt einen herkömmlichen Empfänger mit einem Entzerrer.
2 zeigt ein Blockschaubild einer beispielhaften Ausführungsform einer Vorrichtung zum Ausführen eines im Transformationsbereich arbeitenden Entscheidungsrückmeldungsentzerrers (Transform-Domain Decision Feedback Equalizer – TDDFE) gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Blockschaubild einer beispielhaften Ausführungsform einer Vorrichtung zum Ausführen eines Hybrid-DFE (HDFE) gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines Verfahrens zum Berechnen einer Transformation einer Sequenz in einer rekursiven Weise gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt ein Diagramm von Simulationsergebnissen der Ausführungsform von 1 für einen Papierkanal, μ₁ = 20, μ₂ = 16, LMS (Faktor 32), gemittelt über 500 Symbole.
Es empfiehlt sich anzumerken, dass, wenn im vorliegenden Text von "einer Ausführungsform" gesprochen wird, damit gemeint ist, dass ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder eine bestimmte Eigenschaft in Verbindung mit der Ausführungsform in wenigstens einer Ausführungsform der Erfindung enthalten ist. Wenn an verschiedenen Stellen der Spezifikation die Wendung "in einer Ausführungsform" erscheint, so ist damit nicht unbedingt immer dieselbe Ausführungsform gemeint.
Wenden wir uns 1 zu, wo eine beispielhafte Ausführungsform eines digitalen Empfängers 10 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Der Empfänger 10 enthält eine Antenne 11, ein analoges Front-End (zum Beispiel einen Filter, eine Abstimmvorrichtung usw.) 12, einen Analog-Digital-Wandler (ADW) 13, eine Zeitsteuerungs-/Trägerrückgewinnungsschaltung 14, einen adaptiven Entzerrer 15 mit seinem eigenen Prozessor 18, einen Phasenkorrektor 16 und eine Empfängerentscheidungsvorrichtung (wie zum Beispiel einen Vorwärtsfehlerkorrektor oder Trellisdecodierer) 17, 23.
In dieser beispielhaften Ausführungsform ist der adaptive Entzerrer (zum Beispiel 20, 30) auch mit der Empfängerentscheidungsvorrichtung (17) verbunden und enthält einen Prozessor (18), um: verzögerte Versionen des digitalen Signals zu erzeugen, die verzögerten Versionen orthogonal zu transformieren und unter Verwendung transformierter adaptiver Koeffizienten zu gewichten, die gewichteten und orthogonal transformierten verzögerten Versionen des digitalen Signals zusammen mit einen Rückmeldungssignal zu summieren, um ein entzerrtes Ausgangssignal zu erzeugen. Darüber hinaus aktualisiert der Prozessor adaptiv die transformierten adaptiven Koeffizienten auf der Grundlage von Entscheidungen, die in der Empfängerentscheidungsvorrichtung unter Verwendung früherer Versionen eines entzerrten Ausgangssignals getroffen wurden. Dieses Aktualisieren erfolgt in der herkömmlichen Weise, nur dass die adaptiven Koeffizienten orthogonal transformiert werden, wie weiter unten noch beschrieben wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Entzerrungsstufe eines Empfängers. Die vorliegende Erfindung ermöglicht es Entscheidungsrückmeldungsentzerrern, schneller zu konvergieren als herkömmliche Entzerrer. Schnelle Konvergenz ist für bidirektionale Paket-basierte digitale Kommunikationssysteme wie zum Beispiel drahtlose Local Area-Netzwerke (LANs) von entscheidender Bedeutung. Somit macht die vorliegende Erfindung Empfänger möglich, die an Orten mit einem hohen Aufkommen an Mehrfachkanälen arbeiten können oder die schneller zwischen Kanälen oder Zellen umschalten können. Die im vorliegenden Text beschriebenen Ausführungsformen können in jedem beliebigen digitalen Kommunikationssystem, wie zum Beispiel einem drahtlosen LAN, das der Kanalentzerrung bedarf, Anwendung finden.
Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt eine Technik für einen im Transformationsbereich arbeitenden Entscheidungsrückmeldungsentzerrer bereit. Des Weiteren beinhaltet die im vorliegenden Text enthaltene Beschreibung Leistungsbeurteilungen unter Verwendung von Simulationen. Die beispielhafte Ausführungsform weist eine überragende Leistung im Vergleich zu den herkömmlichen DFEs vom LMS-Typ auf. Vom Implementierungsstandpunkt aus gesehen eignet sich diese Technik bestens für Anwendungen, die eine kleine Anzahl von Abgriffen erfordern.
Der im Transformationsbereich arbeitende DFE, im vorliegenden Text als TDDFE bezeichnet, basiert auf der Anwendung einer orthogonalen Transformation der Eingänge sowohl der Vorwärts- als auch der Rückmeldungssektion. Die orthogonale Transformation kann eine Schnelle Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform – FFT), eine Diskrete Kosinustransformation (Discrete Cosine Transform – DCT) oder eine andere ähnliche Transformation sein. Die Abgriffe des TDDFE werden im Umkehrtransformationsbereich unter Verwendung von Orthogonalisierungstechniken aktualisiert. Betrachten wir zunächst die herkömmlichen Zeitbereichs-LMS-DFE-Beziehungen: y(n) = x(n)·cT(n) + b(n – 1)·fT(n) e(n) = d(n) – y(n) c(n + 1) = c(n) + μe(n)x(n)* f(n + 1) = f(n) + μe(n)b(n – 1)* b(n) = dd[y(n)] (1)wobei: y(n) der Ausgang des Entzerrers ist, x(n) = {x(n), x(n + 1), ..., x(n – M + 1)} ein Vektor ist, der aus den Abtastungen des Entzerrereingangs besteht, b(n) = {b(n), b(n + 1), ..., b(n – N + 1)} ein Vektor ist, der aus den Eingangsabtastungen b(n) der Rückmeldungssektion besteht, c(n) ein Vektor der Länge M ist, der aus den Koeffizienten der Vorwärtskopplungssektion des Entzerrers besteht, f(n) ein Vektor der Länge N ist, der aus den Koeffizienten der Rückmeldungssektion des Entzerrers besteht, d(n) ein Referenzsignal oder ein lokal erzeugter Entscheidungsterm ist, e(n) der Fehlerterm ist, μ die Anpassungsschrittgröße ist, dd[y(n)] die Entscheidungsvorrichtung ist, "*" konjugiert-komplex bezeichnet und "^T" eine Transponierungsoperation bezeichnet. Wir definieren die orthogonale Transformationsoperation in einem Quadratmatrixformat T₁ und T₂, wobei T₁ eine M×M-Quadratmatrix ist und T₂ eine N×N-Quadratmatrix ist. Die Umkehrungen dieser Matrizes stellen die Umkehrtransformation dar, d. h. T₁·T₂ ^–1 = T₂·T₂ ^–1 = I, wobei I die Identitätsmatrix ist. Unter Verwendung dieser Eigenschaft der Matrizes kann die Gleichung (1) beschrieben werden als: y(n) = x(n)T1·T1 –1cT(n) + b(n – 1)T2·T2 –1fT(n) (2)
Bei Definierung der transformierten Variablen X(n) = x(n)·T₁, ζ(n) = c(n) T₁ ^–1T, β(n) = b(n)T₂ und v(n) = f(n)T₂ ^–1T, kann die obige Gleichung beschrieben werden als: y(n) = X(n)ζT(n) + β(n – 1)vT(n) (3)
Gleichung (3) beschreibt die Eingangs-Ausgangs-Beziehung des TDDFE-Entzerrers, wobei der Ausgang unter Verwendung der transformierten Variablen berechnet wird. Durch Multiplizieren beider Seiten der Abgriffsanpassungsgleichungen in (1) mit den Transformationsmatrizes T₁ und T₂ und Betrachten allein der Transformationsoperation, wobei T₂ = T₂*, kommen wie auf einfache Weise zu: ζ(n + 1) = ζ(n) + μe(n)X*(n) v(n + 1) = v(n) + μe(n)β*(n) (4)
Die obigen Gleichungen sind nur eine alternative Möglichkeit des Beschreibens des im Zeitbereich arbeitenden Entzerrers vom LMS-Typ im Transformationsbereich. Infolge dessen gibt es keinen Grund zu erwarten, dass sich die Leistung dieses Entzerrers von der des Zeitbereichs-Gegenstücks unterscheidet. Trotzdem bieten diese Gleichungen ein einfaches Mittel, mit dem sich die Orthogonalisierung des Eingangs bewerkstelligen lässt, um einen Entzerrer zu erhalten, der schneller konvergiert und ein besseres Nachführverhalten aufweist. Eine Orthogonalisierung erreicht man durch Messen der durchschnittlichen Stärke der transformierten Eingänge und ihrer Verwendung in den Abgriffsanpassungsgleichungen (4). Bei Definierung der Durchschnittswerte als: Γx(n + 1) = λΓx(n) + |x(n)|2 Γb(n + 1) = λΓb(n) + |β(n)|2 (5)wobei |·|² ein elementweiser Größenordnungsoperator ist, λ eine positive Konstante ist und Γ(n) und Γ_b(n) die jeweiligen Durchschnittswerte sind, werden die Abgriffsaktualisierungsgleichungen dann modifiziert als: ζ(n + 1) = ζ(n) + μe(n)X*(n)·/Γx(n) v(n + 1) = v(n) + μe(n)β*(n)·/Γb(n) (6)wobei die Operation "·/" eine elementweise Vektorteilung ist. Die Gradiententerme in (6) bestehen aus nahezu unkorrelierten Variablen infolge der orthogonalen Transformationsoperation. Infolge dessen wird jedes Frequenzbin durch Variablen gewichtet, die nicht von den anderen Variablen abhängig sind. Das ist ähnlich der Verwendung einer zeitveränderlichen Anpassungskonstante für jeden Abgriff des Entzerrers. Da die Abgriffsanpassung unter Verwendung unkorrelierter Variablen erfolgt, ist es natürlich zu erwarten, dass die Konvergenzgeschwindigkeit dieses Entzerrers relativ unempfindlich auf die Eigenwertspreizung reagiert und dass er schneller konvergiert als der herkömmliche im Zeitbereich arbeitende LMS-Entzerrer. Wie weiter unten noch dargelegt wird, ist dieser Algorithmus eigentlich ein ungefährerer RLS-Algorithmus. Die Vektoren Γ_x und Γ_b sind die diagonalen Elemente der Autokorrelationsmatrix. Im Ergebnis dieses Typs von RLS-artiger Approximation hat er das gleiche Verhalten wie der standardmäßige RLS-Algorithmus, aber bei verringerter Rechenkomplexität.
Eine beispielhafte Ausführungsform 20 der Architektur der oberen Ebene dieses im Transformationsbereich arbeitenden DFE ist in 2 gezeigt. Der Eingang in den Entzerrer wird in N Abgriffe 2-1 bis 2-N eingespeist. Jeder der Ausgänge von den Abgriffen wird in die Transformation 24 eingespeist.
Die Transformation 24 führt eine orthogonale Transformation der Ausgänge der Abgriffe 2-1 bis 2-N aus. Es können verschiedene Arten orthogonaler Transformationen verwendet werden, wie zum Beispiel eine Schnelle Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform – FFT) oder eine Diskrete Kosinustransformation (Discrete Cosine Transform – DCT), um nur einige wenige zu nennen. 4 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Transformation 24.
Die Transformationsausgänge, von denen es N Stück gibt, werden dann durch die ζ(n) Koeffizienten gewichtet, bei denen es sich um die transformierten Filterkoeffizienten c(n) handelt, bei denen es sich um die ursprünglichen Filterkoeffizienten handelt, die in einem herkömmlichen Entscheidungsrückmeldungsentzerrer verwendet werden.
Die gewichteten und transformierten Abgriffsausgänge (d. h. die Eingänge zum Summierer 25) werden dann im Summierer 25 summiert, und das Ergebnis wird an die Entscheidungsvorrichtung 26 ausgegeben. Der Ausgang der Entscheidungsvorrichtung 26 wird ebenfalls über N Abgriffe 7-1 bis 7-N eingespeist, deren Ausgänge über eine andere Transformation 28 eingespeist werden.
Die Transformation 28 führt eine orthogonale Transformation der Ausgänge der Abgriffe 7-1 bis 7-N durch, ähnlich der, die in Transformation 24 ausgeführt wird. Es kann jedoch ein anderer Typ von orthogonaler Transformation verwendet werden als in Transformation 24. Die Transformation, die in 4 gezeigt ist, könnte auch als Transformation 28 angewendet werden.
Die Ausgänge der Transformation 28, von denen es N Stück gibt, werden dann durch die transformierten Filterkoeffizienten v(n) gewichtet, und die Ergebnisse dieser Gewichtung werden dann im Summierer 27 summiert und in den Summierer 25 zurückgespeist. Der Entzerrerausgang wird dann vom Summierer 25 zum Verarbeiten durch die Empfängerentscheidungsvorrichtung 26 ausgegeben, die ein Empfängerentscheidungssignal an die Abgriffe 7-1 bis 7-N, wie oben beschrieben, ausgibt.
Die orthogonale Transformation wandelt ihren Eingang in eine unkorrelierte Variable um. Im Ergebnis wird eine schnellere Konvergenz erwartet, wenn eine diagonalisierte Abgriffsanpassung verwendet wird. Wenn jedoch der Eingang selbst unkorreliert ist, so gibt es keinen hinreichenden Grund, Leistungsvorteile der Transformationsbereichsoperationen zu erwarten. Dieser Gedankengang kann zur Vereinfachung der Operationen benutzt werden, die für den im Transformationsbereich arbeitenden DFE benötigt werden.
Entscheidungsrückmeldungsentzerrer weisen eine überragende Leistung auf, wenn die Eingangsabtastungen des Rückmeldungsfilters korrekt sind, d. h. diese Abtastungen sind gleich den übertragenen Abtastungen. Wenn die Entscheidungsvorrichtung korrekte Entscheidungen hervorbringt, so ist der Eingang des Rückmeldungsfilters natürlich unkorreliert. Dies gründet sich auf die Annahme, dass die übertragene Sequenz ebenfalls unkorreliert ist. Unter diesen Annahmen gibt es keinen Grund, einen Leistungsvorteil durch den Betrieb des Rückmeldungsteils des DFE im Transformationsbereich zu erwarten. Um Rechenleistung infolge der Transformation zu sparen, kann der Rückmeldungsteil im reinen Zeitbereichsmodus arbeiten. Dieser Betriebsmodus wird im Weiteren als Hybrid-Entscheidungsrückmeldungsentzerrung (Hybrid Decision-Feedback Equalization – HDFE) bezeichnet. Die Eingangs-Ausgangs- und Abgriffsaktualisierungsbeziehung des HDFE kann beschrieben werden durch: y(n) = X(n)ζT(n) + b(n – 1)fT(n) ζ(n + 1) = ζ(n) + μ1e(n)X*(n)·/Γx(n) f(n + 1) = f(n) + μ2e(n)b(n – 1)* (7)
3 veranschaulicht eine beispielhafte Ausführungsform 30 des Hybrid-DFE-Regimes. Der Vorwärtskopplungsabschnitt der Schaltung 30 bleibt der gleiche wie bei der in 2 gezeigten Ausführungsform 20. Der Eingang in den Entzerrer 30 wird in N Abgriffe 2-1 bis 2-N eingespeist. Jeder der Ausgänge von den Abgriffen 2-1 bis 2-N wird in die Transformation 24 eingespeist.
Die Transformation 24 führt eine orthogonale Transformation der Ausgänge der Abgriffe 2-1 bis 2-N aus. Wie bei der obigen Ausführungsform können verschiedene Typen orthogonaler Transformationen verwendet werden, wie zum Beispiel einen Schnelle Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform – FFT) oder eine Diskrete Kosinustransformation (Discrete Cosine Transform – DCT), um nur einige wenige zu nennen. Die in 4 gezeigte Transformation könnte hier ebenfalls verwendet werden.
Die Transformationsausgänge, von denen es N Stück gibt, werden dann durch die ζ(n) Koeffizienten gewichtet, bei denen es sich um die transformierten Filterkoeffizienten c(n) handelt, bei denen es sich um die ursprünglichen Filterkoeffizienten handelt, die in einem herkömmlichen Entscheidungsrückmeldungsentzerrer verwendet werden.
Die gewichteten und transformierten Abgriffsausgänge (d. h. die Eingänge in den Summierer 25) werden dann im Summierer 25 summiert, und das Ergebnis wird an die Entscheidungsvorrichtung 26 ausgegeben. Der Ausgang der Entscheidungsvorrichtung 26 wird ebenfalls über N Abgriffe 7-1 bis 7-N eingespeist. Darin unterscheiden sich die beiden Ausführungsformen.
Die Abgriffsausgänge, von denen es N Stück gibt, werden dann durch die Rückmeldungsfilterkoeffizienten f(n) gewichtet, die Ergebnisse dieser Gewichtung werden dann im Summierer 27 summiert und in den Summierer 25 als Fehlersignale zurückgeführt. Der Entzerrerausgang wird dann vom Summierer 25 zum Verarbeiten durch die Empfängerentscheidungsvorrichtung 26 ausgegeben, die ein Empfängerentscheidungssignal an die Abgriffe 7-1 bis 7-N ausgibt, wie oben beschrieben.
Es ist zu beachten, dass die Anpassungsschrittgrößen μ für den Transformationsbereichs- und die Zeitbereichsabgriffsanpassung unterschiedlich sind. Die Leistung dieses Entzerrers wurde anhand einer Simulation beurteilt, deren Ergebnisse in 5 gezeigt sind.
Wie zuvor erwähnt, sind die Rückmeldungsentscheidungen nicht korrekt, wenn die Interferenzen (zum Beispiel Mehrkanal und Rauschen) stark sind und wenn ein einfacher Doppelbegrenzer als Entscheidungsvorrichtung benutzt wird. Wenn die Rückmeldungsentscheidungen korrekt sind, so erfährt der DFE eine Leistungsverschlechterung, weil diese inkorrekten Entscheidungen im Rückmeldungspfad zirkulieren. Dieser Effekt wird gemeinhin als Fehlerausbreitung bezeichnet. Das Fehlerausbreitungsverhalten von DFEs ist mit Hilfe von Simulationen hinreichend beobachtet worden, wird aber analytisch noch kaum verstanden. Vielmehr haben sich die Forscher dafür entschieden, Techniken zu verwenden, die die Fehlerausbreitung verringern. Diese Techniken basieren auf der Verwendung zuverlässiger Entscheidungsvorrichtungen. Ein gängiges Verfahren zum Erhalten verlässlicher Entscheidungen ist das Treffen von Entscheidungen anhand von Ergebnissen der Vorwärtsfehlerkorrektureinheit.
Wie bei anderen stochastischen adaptiven Algorithmen bestimmt die Anpassungsschrittgröße sowohl die Lernkurve als auch den mittleren quadratischen Fehler (Mean Square Error – MSE) im stabilen Zustand. Die Anpassungsschrittgröße des Rückmeldungsfilters und des Vorwärtsfilters können auf verschiedene Werte eingestellt werden, um eine bessere Leistung zu erhalten. Die Durchschnittswerte der Leistungsschätzung geben hinreichende Anhaltspunkte für den Erhalt von Schrittgrößen. Unter der Annahme, dass die Schrittgröße der Vorwärts- und der Rückmeldungssektion des Zeitbereichs-DFE die gleichen sind, können die Schrittgrößen des TDDFE und des HDFE so gewählt werden, dass der Durchschnittswert der Schrittgrößen gleich der Zeitbereichs-Schrittgröße sind. Für die DFT-Transformation führt dieses Vorgehen zu den folgenden Werten der Schrittgrößen:
Für den TDDFE: μ₁ = pMμ, μ₂ = pNμ, und
Für den HDFE: μ₁ = pMμ, μ₂ = μ,
wobei p die durchschnittliche Stärke des Zeitbereichseingangssignals ist und μ die Zeitbereichsschrittgröße ist. Die Leistung des Entzerrers wird unter Verwendung dieser Schrittgrößenbeziehungen beurteilt.
Um die Leistung des vorgeschlagenen Entzerrers zu beurteilen, wurden Computersimulationen sowohl für die beispielhafte Ausführungsform des Entzerrers als auch für den im Zeitbereich arbeitenden Entzerrer mit der gleichen Anzahl von Abgriffen vorgenommen. Es wurden ein 32-Abgriffs-Vorwärts- und ein 16-Abgriffs-Rückmeldungsentzerrer verwendet. Die Anpassungskonstanten (μ) für beide Entzerrer wurden so gewählt, dass die MSE-Kurven beider Entzerrer eine ähnliche Konvergenzleistung und einen ähnlichen MSE im stabilen Zustand für einen Kanal mit einem nacheilenden Echo von –6 dB bei einer einzelnen Abtastung vom Hauptkanal entfernt aufweisen. Die Simulationsergebnisse sind in 3 für einen Papierkanal, μ₁ = 20, μ₂ = 16, LMS (Faktor 32), gemittelt über 500 Symbole, aufgetragen. Wie diese Simulationsergebnisse anzeigen, konvergierte der im Transformationsbereich arbeitende Entzerrer schnellere als der im Zeitbereich arbeitende Entzerrer, was die Erwartungen bestätigte.
Die beispielhafte Ausführungsform des im Transformationsbereich arbeitenden DFE erfordert eine abtastwertweise Berechnung der Transformationswerte.
Infolge dessen kann die Rechenkomplexität des beispielhaften Entzerrers höher sein als bei einem herkömmlichen Zeitbereichs-DFE vom LMS-Typ.
Die Notwendigkeit der Transformationsoperation bei jeder Abtastung verhindert die Verwendung der beispielhaften Ausführungsform des Entzerrers in Anwendungen für Systeme mit großer Verzögerungsstreuung, wie zum Beispiel terrestrische Rundfunkanwendungen. Solche Systeme erfordern im Allgemeinen lange Filter, um dem Interferenzeffekt des Kanals mit langen Verzögerungsstreuungen entgegenzuwirken. Für solche Anwendungen ist ein Blockfrequenzbereichsentzerrer bevorzugt, um die Rechenkomplexität.
Allerdings kann die Rechenkomplexität der beispielhaften Ausführungsform auf ein solches Maß verringert werden, dass die verbleibende zusätzliche Komplexität durch die Leistungsvorteile wettgemacht wird. Der resultierende Entzerrer eignet sich bestens für Systeme mit kleiner Verzögerungsstreuung, wie zum Beispiel Heimnetzwerke oder LANs.
Der Rechenaufwand kann auf folgende Weise vereinfacht werden. Zuerst kann die Teilung durch die durchschnittliche Stärke mittels einer binären Verschiebungsoperation angenähert werden. Dies erreicht man durch Annähern der Werte der Γs mit dem nächsten Wert, der die Form 2^k hat, wobei k eine ganze Zahl ist. Zweitens können die abtastwertweisen Transformationen unter Verwendung der früheren Transformationswerte in einer rekursiven Weise berechnet werden. Im Fall der diskreten Fourier-Transformation kann diese Berechnung folgendermaßen erreicht werden. Die DFT der Sequenz x_n-1 wird beschrieben durch:
In ähnlicher Weise ist die DFT von x_n:
Wenn wir den Index 1 + i durch i ersetzen, so erhalten wir:
Diese Gleichung kann auch beschrieben werden als:
Da W^Mk = 1 und die innere Summation gleich X(k, n – 1) ist, kommen wir zu: X(k, n) = W–k(X(k, n – 1) – x(n – M) + x(n)) (12)
Diese Gleichung, wenn sie auf jedes Frequenzbin angewendet wird, berechnet die DFT der Sequenz Abtastwert für Abtastwert unter Verwendung der zuvor berechneten Werte in einer rekursiven Weise. Diese Form der Berechnung, die dem Filtern der Eingangssequenz unter Verwendung von Bandpassfiltern ähnelt, ermöglicht Recheneinsparungen im Vergleich zur FFT-Operation, wenn sie Abtastwert für Abtastwert vorgenommen wird, d. h. die Radix-2-FFT-Operation erfordert M/2log₂(M) komplexe Multiplikationen, während der Entzerrer der beispielhaften Ausführungsform M komplexe Multiplikationen erfordert.
4 veranschaulicht ein vereinfachtes Verfahren zum Berechnen der Transformation der Eingangssequenz in einer rekursiven Weise. In 4 ist eine beispielhafte Ausführungsform 40 gezeigt, bei der der Entzerrereingang x(n) in den Filter 41 eingespeist wird, dessen Ausgang in den Summierer 42 eingekoppelt wird, der vom ursprünglichen Eingang abgezogen wird. Der Ausgang des Summierers 42 wird in k Summierer 43-1 bis 43-k eingespeist, deren anderer Eingang die Rückmeldungsfehlersignale umfasst. Die Ausgänge der Summierer 43-1 bis 43-k werden in k Filter 44-1 bis 44-k eingespeist. Die Ausgänge der Filter 44-1 bis 44-k stellen die k Werte von X(k, n) dar. Das Verfahren der rekursiven kleinsten Quadrate minimiert die Kostenfunktion:
wobei e(n) = d(n) – w(n)u(n)^T. Der optimale Wert für den Abgriffgewichtsvektor, w(n) = [c(n)f(n)], für den die Kostenfunktion J(n) den kleinsten Wert annimmt, wird durch den folgenden Satz Gleichungen definiert: Φ(n)w(n) = z(n) (14)wobei die (N + M) × (N + M)-Korrelationsmatrix definiert ist durch
u(n) ist der kombinierte Eingang des Vorwärts- und des Rückmeldungskanals, u(n) = [x(n)b(n – 1)]. Der (M + N) × 1-Kreuzkorrelationsvektor z(n) zwischen den Filtereingängen und die erwünschte Antwort d(n) ist definiert durch:
Die rekursive Gleichung zum Aktualisieren des Abgriffsgewichtsvektors zur Schätzung der kleinsten Quadrate wird dann beschrieben als: w(n) = w(n – 1) + Φ(n)–1u(n)*ε(n) (17)wobei c(n) der A-priori-Schätzfehler ist, der durch ε(n) = d(n) – w(n – 1)u(n)^T definiert ist. Wenn wir von der Annahme ausgehen, dass die transformierten Variablen u(n) unkorrelierten sind (aufgrund der orthogonalen Transformationsoperation), so ist zu erkennen, dass die Autokorrelationsmatrix diagonal ist. Infolge dessen ist (17) identisch mit (6), außer dass in (6) eine Anpassungsschrittkonstante verwendet wird.
Der Hybrid-DFE kann ebenfalls in einer ähnlichen Weise abgeleitet werden. Wenn die Entscheidungsvorrichtung korrekte Entscheidungen hervorbringt, so sind die Durchschnittswerte der Transformation des Rückmeldungseingangs an allen Transformationspunkten ungefähr gleich. Infolge dessen kann man annehmen, dass die Werte der Elemente von Γ_b gleich sind. Diese Vereinfachung führt zu den Hybridentzerrer-Abgriffsaktualisierungsgleichungen.
Eine Leistungsverschlechterung infolge von Fehlerausbreitung wird oft mittels besserer Entscheidungsvorrichtungen anstatt einer einfachen Entscheidungsvorrichtung gemindert. Insbesondere kann ein trelliscodiertes moduliertes System vorteilhaft den Trellisdecodierer nutzen, um verlässliche Entscheidungen zu erhalten, die zum Rückmeldungskanal des DFE zurückgeführt werden können.
Obgleich im vorliegenden Text verschiedene Ausführungsformen konkret veranschaulicht und beschrieben sind, versteht es sich, dass auch Modifikationen und Änderungen der Erfindung durch die obigen Lehren erfasst werden und in den Bereich der angehängten Ansprüche fallen, ohne dass vom vorgesehenen Geltungsbereich der Erfindung abgewichen wird. Des Weiteren sind diese Beispiele nicht so zu verstehen, als würden sie die Modifikationen und Änderungen der Erfindung, die durch die Ansprüche erfasst werden, einschränken, sondern sie dienen lediglich der Veranschaulichung möglicher Variationen.

1

12: Analoges Front-End (Filter, Abstimmvorrichtung usw.)
13: ADW
14: Zeitsteuerung/Trägerrückgewinnung
18: Prozessor
15: Adaptiver Entzerrer
16: Phasenkorrektur
17: Empfängerentscheidungsvorrichtung (zum Beispiel FEC, Trellisdecodierer)

2

2-1: Entzerrereingang
24: Transformation
Equalizer Output: Entzerrerausgang
26: Entscheidungsvorrichtung
28: Transformation

3

2-1: Entzerrereingang
24: Transformation
Equalizer Output: Entzerrerausgang
26: Entscheidungsvorrichtung

5

Leistungsverhalten von Kanal 1
Zeitbereich
Transformationsbereich
Anzahl von 1000 Symbolen

Claims

Verfahren zum Ausführen einer Entzerrung eines Eingangssignals in einem Empfänger, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Einkoppeln eines Entzerrerausgangssignals in eine Entscheidungsvorrichtung (17) und Empfangen eines Empfängerentscheidungssignals, das von der Entscheidungsvorrichtung (17) zurückkommt, Erzeugen mehrerer verzögerter Abtastungen des Eingangssignals über Abgriffe (2-1, ..., 2-N), orthogonales Transformieren jeder der mehreren verzögerten Eingangsabtastungen, Gewichten der mehreren orthogonal transformierten verzögerten Eingangsabtastungen unter Verwendung erster entsprechender mehrerer orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten, und Summieren der gewichteten mehreren orthogonal transformierten verzögerter Eingangsabtastungen zusammen mit einem Rückmeldungssignal und Ausgeben eines Ergebnisses der Summierung als das Entzerrerausgangssignal, dadurch gekennzeichnet, dass das Rückmeldungssignal gebildet wird durch: Erzeugen mehrerer verzögerter Abtastungen des Empängerentscheidungssignals über Abgriffe (7-1, ..., 7-N), orthogonales Transformieren jeder der mehreren verzögerten Entscheidungsabtastungen, Gewichten der mehreren orthogonal transformierten verzögerten Entscheidungsabtastungen unter Verwendung zweiter entsprechender mehrerer orthogonal transformierter adaptiver Koeffizienten, und Summieren der gewichteten mehreren orthogonal transformierten verzögerten Entscheidungsabtastungen zum Erzeugen des Rückmeldungssignals.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren das Aktualisieren der zweiten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Aktualisierens der zweiten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten (v(n)) folgende Berechnungen enthält: v(n) = f(n)T2 –1T v(n + 1) = v(n) + μ2e(n)β*(n) β(n) = b(n)T2 wobei: μ₂ eine Anpassungsschrittgröße in einem Transformationsbereich ist e(n) = b(n) – y(n) b(n) das Empfängerentscheidungssignal ist "*" konjugiert-komplex bedeutet "^T" eine Transponierungsoperation bedeutet y(n) das Entzerrerausgangssignal ist T₂ eine orthogonale Transformationsmatrix von N×N ist und f(n) Rückmeldungsfilterkoeffizienten sind.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Anpassungsschrittgröße im Transformationsbereich folgendermaßen berechnet wird: μ2 = pNμwobei p eine durchschnittliche Stärke des Eingangssignals in einem Zeitbereich ist, und eine Anpassungsschrittgröße im Zeitbereich ist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Aktualisierens der zweiten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten (v(n)) folgende Berechnungen enthält: v(n) = f(n)T2 –1T v(n + 1) = v(n) + μ2e(n)β*(n)·/Γb(n) β(n) = b(n)T2 Γb(n + 1) = λΓb(n) + |β(n)|2 wobei Γ_b(n) ein Vektor ist, der den Durchschnittswert der Transformation von b(n) enthält λ eine positive Zeitkonstante ist μ₂ eine Anpassungsschrittgröße in einem Transformationsbereich ist e(n) = b(n) – y(n)b(n) das Empfängerentscheidungssignal ist "*" konjugiert-komplex bedeutet "^T" eine Transponierungsoperation bedeutet "·/" eine elementweise Vektorteilung bedeutet "||²" eine elementweise Größenordnungsoperation bedeutet y(n) das Entzerrerausgangssignal ist T₂ eine orthogonale Transformationsmatrix von N×N ist und f(n) Rückmeldungsfilterkoeffizienten sind.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei die Anpassungsschrittgröße in dem Transformationsbereich folgendermaßen berechnet wird: μ2 = pNμwobei p eine durchschnittliche Stärke des Eingangssignals in einem Zeitbereich ist und μ eine Anpassungsschrittgröße in dem Zeitbereich ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren das Aktualisieren der ersten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Aktualisierens der ersten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten (ζ(n)) folgende Berechnungen umfasst: ζ(n) = c(n)T1 –1T ζ(n + 1) = ζ(n) + μ1e(n)X*(n) X(n) = x(n)·T1 wobei μ₁ eine Anpassungsschrittgröße in einem Transformationsbereich ist e(n) = b(n) – y(n)b(n) das Empfängerentscheidungssignal ist "*" konjugiert-komplex bedeutet "^T" eine Transponierungsoperation bedeutet y(n) das Entzerrerausgangssignal ist x(n) das Eingangssignal ist T₁ eine orthogonale Transformationsmatrix von M×M ist und c(n) Vorwärtskopplungsfilterkoeffizienten sind.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Anpassungsschrittgröße in dem Transformationsbereich folgendermaßen berechnet wird: μ1 = pMμwobei p eine durchschnittliche Stärke des Eingangssignals in einem Zeitbereich ist und μ eine Anpassungsschrittgröße in dem Zeitbereich ist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Aktualisierens der ersten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten (( (n)) folgende Berechnungen enthält: ζ(n) = c(n)T1 –1T ζ(n + 1) = ζ(n) + μ1e(n)X*(n)·/Γx(n) X(n) = x(n)·T1 Γx(n + 1) = λΓx(n) + |X(n)|2 wobei Γ_x(n) ein Vektor ist, der die Durchschnittswerte der Transformation von x(n) enthält λ eine positive Zeitkonstante ist μ eine Anpassungsschrittgröße in einem Zeitbereich ist e(n) = b(n) – y(n)b(n) das Empfängerentscheidungssignal ist "*" konjugiert-komplex bedeutet "^T" eine Transponierungsoperation bedeutet "·/" eine elementweise Vektorteilung bedeutet "||²" eine elementweise Größenordnungsoperation bedeutet y(n) das Entzerrerausgangssignal ist x(n) das Eingangssignal ist T₁ eine orthogonale Transformationsmatrix von N×N ist und c(n) Vorwärtskopplungsfilterkoeffizienten sind.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Anpassungsschrittgröße in dem Transformationsbereich folgendermaßen berechnet wird: μ1 = –pMμwobei p eine durchschnittliche Stärke des Eingangssignals in einem Zeitbereich ist und μ eine Anpassungsschrittgröße in dem Zeitbereich ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das orthogonale Transformieren das Berechnen einer Transformation jeder der mehreren verzögerten Eingangsabtastungen in einer rekursiven Weise durch Verwenden einer vorherigen orthogonalen Transformation einer vorherigen der mehreren verzögerten Eingangsabtastungen in einer nächsten orthogonalen Transformation einer nächsten der mehreren verzögerten Eingangsabtastungen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Berechnen der Transformation Folgendes umfasst: Berechnen jedes (X(k, n)) der mehreren orthogonal transformierten verzögerten Eingangsabtastungen durch: Berechnen einer Differenz zwischen einer der verzögerten Eingangsabtastungen (x(n)) und einer M-ten verzögerten Version der einen der verzögerten Eingangsabtastungen (x(n – M)), Addieren eines k-ten Rückmeldungssignals zu der Differenz, Multiplizieren einer aus der Addierung hervorgegangenen Summe mit einem k-ten Koeffizienten, Ausgeben der multiplizierten Summe als jedes (X(k, n)) der mehreren orthogonal transformierten verzögernden Eingangsabtastungen, Verzögern der multiplizierten Summe, Rückmelden der verzögerten multiplizierten Summe als das k-te Rückmeldungssignal.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren umfasst: Modifizieren der ersten entsprechenden mehreren orthogonal transformierten adaptiven Koeffizienten auf der Grundlage von Entscheidungen, die von dem Empfänger unter Verwendung früherer Versionen eines Entzerrerausgangssignals getroffen wurden.
Vorrichtung (10) zum Empfangen eines digitalen Signals, umfassend: eine Empfängerentscheidungsvorrichtung (17) zum Empfangen eines Entzerrerausgangssignals und zum Ausgeben eines Empfängerentscheidungssignals, und einen adaptiven Entzerrer (20, 30) zum Ausgeben des Entzerrerausgangssignals und zum Empfangen des Empfängerentscheidungssignals, wobei der adaptive Entzerrer (20, 30) einen Prozessor (18) enthält, um das Verfahren eines der vorangehenden Ansprüche auszuführen.