DE3829971A1 - Elektronische schalteinrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schalteinrich­ tung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art.

Eine derartige elektronische Schalteinrichtung ist aus der DE-OS 35 36 925 bekannt und als Prinzipschaltung in Fig. 1 wiedergegeben. Sie dient dazu, unterschiedliche Lasten wie Relais, Schütze, Magnetventile, Widerstände u. dgl. an unterschiedliche Spannungen zu schalten, wobei die Span­ nungshöhe zwischen einigen 10 Volt bis über 300 Volt be­ tragen kann und die Spannungsart aus einer Gleich- oder Wechselspannung bzw. einer pulsierenden Gleichspannung mit einer Frequenz von 16 2/3 bis 400 Hertz bestehen kann. Zur Erfüllung dieser Aufgabe wurden bislang mechanische Schaltkontakte eingesetzt, die die sehr unterschiedlichen Spannungen, Ströme und Frequenzen schalten können, robust und in einigen bestimmten Punkten störungsunempfindlich sind und deren Restspannung im geschlossenen Zustand prak­ tisch Null ist und die keine Ernergieversorgung aus dem Lastkreis benötigen. Die bekannten mechanischen Schalter eignen sich jedoch nicht für einen Einsatz in Verbindung mit kraftloser Betätigung und/oder Auslösung durch ver­ schiedene Sensor-Effekte. Und neben den hinlänglich be­ kannten Nachteilen muß man Baugröße, Kosten und den Auf­ wand und die Wartung bei den verschiedenen Betätigungsmit­ teln beachten.

Als elektronische Schalter werden im wesentlichen elektro­ nische Lastrelais mit einem nur mit Wechselstrom betreib­ baren Triac eingesetzt, das über eine Ansteuerschaltung von einem Optokoppler galvanisch getrennt angesteuert wird. Darüberhinaus sind Wechselstrom- und Allstrom- Schaltgeräte bekannt, die einen Sensor und eine Auswert­ elektronik aufweisen und wobei letztgenannte verhältnismä­ ßig aufwendig und teuer sind. Diese Wechselstrom- und All­ strom-Schaltgeräte können mechanische Schalter durch blo­ ßen Austausch ersetzen, da sie nur 2 Anschlüsse haben.

Bei der in Fig. 1 wiedergegebenen Schaltung wird die Last R _L über einen Schaltkontakt 2′ an eine Netzspannung U _N geschaltet. Die Lastspannung U _L ergibt sich dabei als Dif­ ferenz aus der Netzspannung U _N und der am Schalter im ge­ schlossenen Zustand des Schalters abfallenden Restspannung U _R .

Bei dem Ersatz des mechanischen Schaltkontaktes 2′ durch einen elektronischen Schalter wird die an die Klemmen A, B anschließbare elektronische Schalteinrichtung eingesetzt. Sie besteht aus einer Gleichrichter-Brückenschaltung 1, deren Wechselspannungsanschlüsse mit den Anschlußklemmen A, B verbunden werden und deren Gleichspannungsanschlüsse parallel zur Reihenschaltung eines als mechanischer Schal­ ter wiedergegebenen elektronischen Schalters 2 mit einer Zenerdiode 20 geschaltet sind. Der elektronische Schalter 2 wird von einer Ansteuerschaltung 4 angesteuert, die ein­ gangsseitig mit einem Spannungsregler bzw. einer Hilfs­ spannungsquelle 5 und einer Auslöseschaltung 3 verbunden ist und an die eine Leuchtdiode 6 angeschlossen ist, die im geschlossenen Zustand des elektronischen Schalters 2 aufleuchtet.

Im geschlossenen Zustand des elektronischen Schalters 2 setzt sich die Spannung U _R aus der Summe der Zenerspannung U ₂₀ und den Durchlaßspannungsabfällen von zwei der Dioden der Gleichrichter-Brückenschaltung 1 zusammen. (Spannungs­ abfall an 2 zu Null angenommen) Dadurch ist die Spannung UR immer um 2 Dioden-Durchlaßspannungen größer als die Spannung U ₅ beim elektronischen Schalter 2, auch wenn die­ ser geschlossen ist. Die Zenerspannung U 20 ist erforder­ lich, damit im geschlossenen bzw. durchgeschalteten Zu­ stand des elektronischen Schalters 2 die Spannung U 5 nicht Null wird, da sonst die Eingangsspannung an der Auslöse­ schaltung 3 zu Null werden würde und somit der elektroni­ sche Schalter 2 nicht mehr angesteuert werden könnte. Dar­ überhinaus würde die Leuchtdiode 6 keinen Strom mehr füh­ ren und damit auch nicht mehr aufleuchten können.

Da die Stromversorgung für die Auslöse- und Ansteuer­ schaltung ständig aufrecht erhalten werden muß, also auch wenn der elektronische Schalter 2 geöffnet ist, fließt ständig ein Strom I 3, der zwangsläufig auch über die Last R _L fließen muß und dort einen von der Größe der Last R _L abhängigen Spannungsabfall erzeugt. Dieser sogenannte Ru­ hestrom I 3 soll zur Verringerung der Verluste der Schal­ tung möglichst gering sein. Da sich der Laststrom I _L aus der Summe des über den elektronischen Schalter 2 fließen­ den Stromes I 4 und des über den Spannungsregler fließenden Stromes I 3 zusammensetzt, können Lasten unterhalb einer bestimmten Leistungsaufnahme nicht von einer derartigen elektronischen Schalteinrichtung betätigt werden, da sie alleine von dem in den Spannungsregler fließenden Strom I 3 eingeschaltet werden könnten.

Andererseits könnten die auftretenden Restspannungen dazu führen, daß bei einer kleinen Netzspannung nicht mehr ge­ nügend Spannung für den Betrieb der Last R _L verbleibt.

Für den Betrieb der Auslöseschaltung 3 ist eine möglichst konstante Gleichspannung mit geringem Wechselspannungsan­ teil erwünscht. Da aufgrund des weiten Spannungsbereichs die Spannung U 5 eine Gleichspannung zwischen 10 Volt und 370 Volt oder eine pulsierende Gleichspannung mit einer Amplitude zwischen 25 Volt und 380 Volt und einer Frequenz zwischen 30 Hz und 800 Hz sein kann, werden hohe Anforde­ rungen an den Spannungsregler 5 gestellt. Darüberhinaus muß damit gerechnet werden, daß bei einer geringen Ampli­ tude einer pulsierenden Gleichspannung der Anteil der Spannungszeitfläche, der unterhalb der Spannung U 3 bzw. U 4 liegt, stark ansteigt. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die Reihenschaltung der Last RL und der elektronischen Schalteinrichtung über einen verschmutzten und stark prel­ lenden mechanischen Kontakt ggf. an die Netzspannung ge­ legt werden muß, ohne daß der Strom I 3 bzw. I 4 zu irgend­ einem Zeitpunkt einen unzulässig hohen Wert einnimmt.

Wenn die Auslöseschaltung 3 nicht aktiviert ist, sollte der Strom I 4 stets Null bleiben und I 3 sollte nie höhere Werte annehmen als den Normalwert nach der Bereitschafts­ verzögerung und auch während der Bereitschaftsverzögerung, d. h. während des Aufbaus der internen Betriebsspannung U 3 bzw. U 4.

Leitet man die Spannung U 3 bzw. U 4 von der Spannung U 20 ab, so muß der elektronische Schalter 2 durch einen Wider­ stand überbrückt werden, der bei der kleinsten vorkommen­ den Spannung U 5 noch ausreichend Strom führen muß. Dies hat den Nachteil, daß bei dem höchsten vorkommenden Wert für die Spannung U 5 ein hoher Ruhestrom über die Auslöse­ schaltung nach Masse abgeführt wird, so daß die Schal­ tungsverluste und der Spannungsabfall an RL erheblich an­ steigen.

Als elektronische Schalter kommen neben den vorstehend ge­ nannten Halbleiterschaltelementen Thyristoren und Transi­ storen infrage, wie sie beispielsweise bei der Schaltein­ richtung gemäß der DE-PS 25 45 919 sowie der DE-OS 35 36 925 eingesetzt werden.

Beim Einsatz eines Thyristors wird dieser über sein Gate oder über seine Kathode bei Anliegen einer festen Spannung am Gate gezündet. Bei Einsatz eines Thyristors sind insge­ samt drei laststromführende Halbleiter-Leistungsbauelemen­ te, nämlich die Gleichrichter-Brückenschaltung, der Thyri­ stor und die Zenerdiode erforderlich, wodurch wegen der erforderlichen Baugröße der Halbleiter-Leistungsbauelemen­ te eine enstprechende Halbleiter-Schalteinrichtung ein er­ hebliches Volumen einnimmt.

Da man auf die Gleichrichter-Brückenschaltung nicht ver­ zichten kann, da ohne sie an anderer Stelle ein nicht ver­ tretbar hoher Aufwand getrieben werden müßte, ist es er­ strebenswert, die Zenerdiode zu ersetzen. Dies ist bei Einsatz eines Thyristors nur dadurch möglich, daß dieser verzögert gezündet wird. Ein Thyristor sperrt nur dann, wenn sein Haltestrom unterschritten wird, was üblicherwei­ se am Ende jeder Halbwelle eines Laststromes der Fall ist. Erst nachdem die wiederansteigende Spannung am Thyristor den in der Ansteuerschaltung enthaltenden Ladekondensator auf einen bestimmten Wert aufgeladen hat, kann der Thyri­ stor gezündet werden. Zu diesem Zeitpunkt weist die Span­ nung U 4 einen beträchtlichen sägezahnförmigen Wechselspan­ nungsanteil auf, der mit einem zusätzlichen, einen Span­ nungsabfall verursachenden Regler eleminiert werden muß. Schaltungsaufwand und andere Nachteile kommen noch hinzu.

Ein weiterer Nachteil von Thyristoren besteht darin, daß sie ungewollt durch bloßes Anlegen einer Spannung an ihrer Anoden-Kathoden-Strecke zünden, wenn die Spannungsan­ stiegsgeschwindigkeit einen bestimmten Wert übersteigt. Da unkontrollierte Spannungsspitzen in der Praxis sehr häufig vorkommen, ist eine entsprechende Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit sowie ein zusätzlicher schneller Überspannungsschutz erforderlich. Wegen der da­ mit verbundenen Baugröße des erforderlichen Kondensators zur Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit würde eine Halbleiter-Schalteinrichtung ebenfalls ein erhebli­ ches Volumen einnehmen.

Desgleichen ist das Abschalten eines Thyristors vor dem Nulldurchgang nur mit einem hohen Aufwand durch Anlegen einer Gegenspannung oder durch Stromableitung möglich.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabenstellung zu­ grunde, eine elektronische Schalteinrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, die nur zwei laststromführende Leistungsbauelemente erforderlich macht, die Spannung an der Auslöseschaltung unabhängig von der Spannung am Halb­ leiter-Lastschalter konstant hält, die einen geringen Ruhe- und Haltestrom bedingt und bei der der in die An­ steuerschaltung fließende Strom sich stets auf einen gera­ de ausreichenden, lastabhängigen Wert eingestellt.

Diese Aufgabe wird durch das kennzeichnende Merkmal des Anspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Lösung kommt mit zwei laststromfüh­ renden Halbleiterbauelementen aus, stellt an der Auslöse­ schaltung, d. h. üblicherweise einem Sensor, eine von der Spannung am Halbleiter-Lastschalter unabhängige, konstante Spannung zur Verfügung, so daß ein sicheres Auslösen der elektronischen Schalteinrichtung auch unter ungünstigen Bedingungen gewährleistet ist. Sie bedingt einen geringen Ruhe- und Haltestrom und damit geringe schaltungstechni­ sche Verluste und ermöglicht es, daß der in die Ansteuer­ schaltung fließende Strom sich stets auf einen gerade noch ausreichenden Minimalwert einregelt.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Er­ findung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der in der Zeich­ nung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer bekann­ ten elektronischen Schalteinrichtung;

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild der erfin­ dungsgemäßen elektronischen Schalteinrichtung;

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild der elektronischen Schalteinrichtung gemäß Fig. 2 mit Erweiterun­ gen (Nullsp.-Sch. und K-Schutz) und

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild der elektronischen Schalteinrichtung gemäß Fig. 2 mit Erweiterun­ gen (Nullsp-Sch. und K-Schutz) mit detaillier­ ter Darstellung des Stellgliedes.

Das in Fig. 2 dargestellte Blockschaltbild zeigt die Rei­ henschaltung einer Gleichspannungs-, Wechselspannungs- oder pulsierenden Gleichspannungsquelle U, einer Last R _L und der Wechselspannungsanschlüsse einer Gleichrichter- Brückenschaltung 1, an denen die Spannung U _R anliegt.

Während der negative Gleichspannungsanschluß den Massean­ schluß der elektronischen Schalteinrichtung bildet, ist der positive Gleichspannungsanschluß der Gleichrichter- Brückenschaltung 1 sowohl mit dem Kollektor eines Lei­ stungstransistors 2 als auch mit einem Stellglied 7 ver­ bunden. Der Emitter des Leistungstransistors 2 ist an Mas­ sepotential angeschlossen, während die Basis des Lei­ stungstransistors 2 mit dem Ausgang einer nachstehend be­ schriebenen Ansteuerschaltung verbunden ist.

Als Leistungstransistor 2 kann grundsätzlich ein Feldef­ fekt-Leistungs-Transistor, ein bipolarer Transistor, ein Darlington-Transistor oder eine Darlington-Schaltung mit zwei oder mehr bipolaren Transistoren eingesetzt werden. Von diesen vorstehend genannten Transistoren eignet sich ein NPN-Darlington-Transistor hinsichtlich seiner Baugrös­ se, seines Preises, seines Steuerstromes und seiner Steu­ erspannung in besonderem Maße für den Einsatz in der elek­ tronischen Schalteinrichtung gemäß Fig. 2.

Der wesentliche Vorteil eines Transistors besteht darin, daß er bei entsprechender Ansteuerung die an einen elek­ tronischen Schalter und an die Zenerdiode gemäß Fig. 1 gestellten Aufgaben erfüllt, da er sich kontinuierlich steuern läßt. Im ausgeschalteten Zustand verhält er sich wie ein geöffneter Schalter 2 und im eingeschalteten Zu­ stand, bei entsprechender Ansteuerung, wie eine Zenerdiode 20 gemäß Fig. 1.

Darüberhinaus ist ein Transistor mit hierfür erforderli­ cher geringer Baugröße trotzdem z. B. hoch belastbar, näm­ lich mit Dauerströmen bis zu 3 A bei einer Umgebungstempe­ ratur von T=70°C bei entsprechenden Kühlmaßnahmen. Darü­ berhinaus weist ein Transistor praktisch keine Empfind­ lichkeit gegenüber hohe Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten auf und sollte er dennoch ungewollt über seine Kollektor- Basis-Kapazität einschalten, so sperrt er bereits nach we­ nigen Mikrosekunden wieder selbsttätig.

Das Stellglied 7 gemäß Fig. 2 ist mit einem Regler 8 ver­ bunden, dessen Ausgänge U ₂, U ₃, U ₄ mit dem Stellglied 7, der Ansteuerschaltung für den Leistungstransistor 2 bzw. der Auslöseschaltung 3 in Form einer Sensorelektronik ver­ bunden sind. Eine weitere Verbindung ist zwischen dem Reg­ ler 8 und Massepotential vorgesehen.

Ein Eingang des Stellgliedes 7 ist mit einem Schaltglied 40 verbunden, das von dem Basispotential des Leistungs­ transistors 2 angesteuert wird. Die Ausgangsklemme U 3 des Reglers 8 ist mit dem Emitter eines Steuertransistors 9 verbunden, dessen Kollektor an die Basis des Leistungs­ transistors 2 angeschlossen ist. Die Basis des Steuertran­ sistors 9 ist an die Kathode einer Zenerdiode 10 ange­ schlossen, deren Anode mit der Auslöseschaltung 3 verbun­ den ist.

Der Regler 8 enthält ein Vergleichsglied 81, eine erste Diode 82 sowie eine Diode 83 und einen mit Massepotential verbundenen ersten Kondensator 84.

Das Stellglied 7 besteht aus einer transistorgesteuerten Widerstandsschaltung, deren Funktion durch die Parallel­ schaltung eines veränderbaren Widerstandes R und eines Schalters K 1 wiedergegeben ist.

Wie dem detaillierten Schaltbild gemäß Fig. 3 zu entneh­ men ist, bei dem gleiche Bezugsziffern gleiche Teile be­ zeichnen, so daß nachstehend auf die bereits beschriebenen Teile Bezug genommen wird, weist der Regler 8 einen ersten Transistor 85 auf, dessen Kollektor mit einem Strom I 1 beaufschlagt ist, der zur Veränderung der Größe des Wider­ standes des Stellgliedes 7 dient.

Die Basis des ersten Transistors 85 ist mit einer konstan­ ten Spannung U 1 beaufschlagt, die mittels einer Zenerdiode 88 erzeugt wird, deren Kathode mit der Basis des ersten Transistors 85 und deren Anode mit Massepotential verbun­ den ist. Parallel zur Zenerdiode 88 ist ein erster Konden­ sator 89 geschaltet und eine Verbindung zwischen der Basis des ersten Transistors 85 mit einem Eingang des Stellglie­ des 7 über einen ersten Widerstand 87 vorgesehen. An die­ sem Eingang des Stellgliedes 7 steht eine Spannung U 2 an, die gleichzeitig an der Anode der Diode 82 anliegt, deren Kathode sowohl mit dem Emitter eines zweiten Transistors 86 als auch mit dem Emitter des Steuertransistors 9 ver­ bunden ist. An der Kathode der Diode 82 steht eine Span­ nung U 3 an.

Am Emitter des ersten Transistor 85 steht eine von der Eingangsspannung U 5 der elektronischen Schalteinrichtung unabhängige Spannung U 4=U _b für die Auslöseschaltung 3 an und liegt gleichzeitig an der Basis des zweiten Transis­ tors 86 an, dessen Kollektor in diesem Ausführungsbeispiel mit dem Takteingang eines D-Flipflops 16 verbunden ist. Zwischen dem Emitter des ersten Transistors 85 bzw. der Basis des zweiten Transistors 86 und Massepotential ist der Kondensator 84 geschaltet.

Der positive Spannungsanschluß des D-Flipflops 16 ist mit der Spannung U ₄ beaufschlagt und sein Ausgang Q mit der Anode der Zenerdiode 10 verbunden. Der D-Eingang des D- Flipflops ist mit der Klemme E der Auslöseschaltung 3 ver­ bunden, während der K-Eingang des D-Flipflops 16 an die Verbindung des Emitters des Leistungstransistors 2 mit ei­ nem Widerstand 15 angeschlossen ist, der mit seinem ande­ ren Anschluß mit Massepotential verbunden ist.

Ein Eingang des Stellgliedes 7 ist über ein Steuerglied 12 mit der Basis des Leistungstransistors 2 verbunden, dessen Basis-Emitter-Strecke durch einen Widerstand 14 überbrückt ist. In die Verbindung des Kollektors des Steuertransis­ tors 9 mit der Basis des Leistungstransistors 2 ist eine Leuchtdiode 13 geschaltet. Gleichzeitig ist ein Steueran­ schluß des Steuerelements 12 an die Verbindung des Kollek­ tors des Steuertransistors 9 mit der Anode der Leuchtdiode 13 verbunden.

In der detaillierten Darstellung gemäß Fig. 3 sind zu­ sätzlich zu dem schematischen Blockschaltbild gemäß Fig. 2 das D-Flipflop 16 und der Widerstand 15 vorgesehen, die jedoch nicht notwendiger Bestandteil der erfindungsgemäßen elektronischen Schalteinrichtung sind.

Nachstehend soll die Funktionsweise der elektronischen Schalteinrichtung gemäß den Fig. 2 und 3 näher erläu­ tert werden.

Der von der Gleichrichter-Brückenschaltung 1 abgegebene Gleichstrom I 5 teilt sich in einen Strom I 4, der über die Laststrecke des Leistungstransistors 2 fließt, und einen in die Ansteuer- und Regelschaltung für den Leistungstran­ sistor 2 und die Auslöseschaltung 3 fließenden Strom I 3 auf. Die Spannung an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichrichter-Brückenschaltung 1 beträgt U ₅.

Die Spannung U 4 dient als Betriebsspannung U _b der Auslöse­ schaltung bzw. Sensorelektronik 3 und versorgt darüberhin­ aus in der Ausführung gemäß Fig. 3 das D-Flipflop 16. Für die sichere Funktion der Auslöseschaltung 3 sowie des für spezielle Aufgaben eingesetzten D-Flipflops ist es erfor­ derlich, diese Spannung U ₄ unabhängig von der an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichrichter-Brückenschal­ tung 1 anliegenden Spannung U 5 konstant zu halten. Dies wird durch das transistorisierte, hochspannungsfeste Stellglied 7 erreicht, das in Abhängigkeit von dem Strom I 1 einen jeweils gewünschten Wert des Stromes I 3 ein­ stellt, der zur Ansteuer- und Regelelektronik fließt.

Zur Steuerung des Stromes I 1 dient das Vergleichsglied 81 gemäß Fig. 2 bzw. der erste Transistor 85 gemäß Fig. 3 die somit das Stellglied 7 ansteuern. An der Basis des er­ sten Transistors 85 bzw. an einem Anschluß des Vergleichs­ gliedes 81 liegt eine konstante Spannung U 1 an, während der andere Eingang des Vergleichsgliedes 81 bzw. der Emit­ ter des ersten Transistors 85 von der Spannung U 4 ange­ steuert wird.

In dem Vergleichsglied 81 bzw. über die Basis-Emitter- Strecke des ersten Transistors 85 wird ein Soll-Istwert- Vergleich zwischen den Spannungen U 1 und U 4 vorgenommen. Sinkt die Spannung U 4, so wird der erste Transistor 85 ge­ mäß Fig. 3 stärker angesteuert, so daß der Strom I 1 an­ steigt, was wiederum eine Verringerung des Widerstandswer­ tes R im Stellglied 7 zur Folge hat und somit eine Erhö­ hung des Stromes I 3 bewirkt, der über das Stellglied 7, die Diode 82 und die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 86 zum Emitter des ersten Transistors 85 fließt. Dadurch wird eine Erhöhung der Spannung U 4 be­ wirkt, was den Regelvorgang erneut startet.

Da es sich um eine kontinuierliche Regelung ohne Hysterese handelt, liegen keine Spannungsprünge der Spannung U 4 vor.

Bedingt durch die endliche Regelverstärkung ist eine sehr geringe Abhängigkeit der Spannung U 4 von der Eingangsspan­ nung U 5 vorhanden, so daß die ggf. pulsierende Gleichspan­ nung U 5 nur geringfügig auf die Spannung U 4 durchwirkt.

Um am Ende jeder Halbwelle einer pulsierenden Gleichspan­ nung U 5, die dann kleiner als die Spannung U 4 wird, die Spannungen U 4 sowie U 1 aufrecht zu erhalten, sind die bei­ den Kondensatoren 84 und 89 vorgesehen, die zu Glättung bei einer Wechselspannung und damit zum Aufrechterhalten der Spannungen U 1 und U 4 bei geringer Eingangsspannung U 5 dienen.

Die Parallelschaltung der Reihenschaltung des Widerstandes 87 mit dem ersten Transistor 85 und der Diode 82 mit dem zweiten Transistor 86 bewirkt eine konstante, von der Spannung U 4 unabhängige Spannung am Widerstand 87 in Höhe einer Schwellenspannung, wobei ohne Anordnung der Diode 82 an diesem Widerstand 87 eine Spannung von etwa 0 Volt an­ liegen würde. Dadurch wird ein geringer, konstanter Strom durch den Widerstand 87 sichergestellt, der zum Teil über die Zenerdiode 88 nach Masse abfließt, d. h. zum Teil als Verluststrom anzusehen ist.

Mit der Schaltungsanordnung gemäß den Fig. 2 und 3 wird somit vermieden, daß der Widerstand 87 an die unter Um­ ständen stark schwankende Eingangsspannung U 5 angeschaltet wird und es wird erreicht, daß der Strom I 1 die Aufrecht­ erhaltung der notwendigerweise konstanten Spannung U 4 un­ terstützt.

Das Einschalten des Leistungstransistors 2 erfolgt durch Ansteuern des Steuertransistors 9 über die Zenerdiode 10, indem der Kontakt K 2 des D-Flipflops 16 geschlossen wird. Dies erfolgt durch Ansteuern der Auslöseschaltung bzw. Sensorelektronik 3, was symbolisch durch Schließen des Kontaktes K 3 in der Auslöseschaltung 3 dargestellt ist.

Mit dem Einschalten des Leistungstransistors wird der Reg­ ler 8 abgeschaltet, da die Spannungen U 2, U 3 und damit auch U 4 geringfügig größer sind und weil das Stellglied 7 voll durchgesteuert ist. Dies ist symbolisch durch Schlie­ ßen des Kontaktes K 1 im Stellglied 7 verdeutlicht.

Der Soll-Istwert-Vergleich erfolgt im eingeschalteten Zu­ stand des Leistungstransistors 2 über die Emitter-Basis- Strecke des Steuertransistors 9. Die Sollspannung setzt sich dabei aus der Zenerspannung der Zenerdiode 10 zuzüg­ lich der Schwellwertspannung des Steuertransistors 9 zu­ sammen. Der Istwert der Spannung wird von der Spannung U 3 an der Kathode der Diode 82 gestellt, da die Differenz­ spannungen zwischen den Spannungen U 2, U 3 und U 4 konstant sind.

Im eingeschalteten Zustand des Leistungstransistors 2 übernimmt der Leistungstransistor 2 selbst die Funktion des Stellgliedes 7 während des Ausschaltzustandes des Leistungstransistors 2. Die Spannung am Kollektor des Steuertransistors 9 beträgt nicht U 3, sondern ist so hoch, daß der Leistungstransistor 2 so angesteuert wird, daß die Spannung U 5 an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleich­ richter-Brückenschaltung 1 konstant ist und ca. 7 Volt be­ trägt, mit Ausnahme des Nulldurchgangs der Spannung bei pulsierender Gleichspannung. Die Spannung am Kollektor des Steuertransistors 9 ist somit abhängig von dem von der Gleichrichter-Brückenschaltung 1 abgegebenen Strom I 5 so­ wie dem über die Laststrecke des Leistungstransistors 2 fließenden Stromes I 4.

Der Spannungsabfall über das Stellglied 7 ist gering und nahezu konstant. Alle Änderungen der Spannung U 5 werden somit nahezu unverändert auf die Spannung U 3 übertragen. Da die Spannung U 3 indirekt durch den Steuertransistor 9 und die Zenerdiode 10 konstant gehalten wird, sind somit auch die Spannungen U 2 bis U 5 unabhängig vom Strom I 5 konstant.

Mit dem Ansteigen des Kollektorpotentials des Steuertran­ sistors 9 wird die Stromquelle 12 durch den Spannungsab­ fall an der Leuchtdiode 13 eingeschaltet, wozu der Steuer­ transistor 9 den Strom für die Ansteuerung der Stromquelle 12 freigibt. Die Leuchtdiode 13 dient dabei als Einschalt- Anzeige, als Referenzspannung für die Stromquelle 12 und außerdem als Bauelement zur Zufuhr des Steuerstromes für den Leistungstransistor 2.

Der über die Stromquelle 12 fließende Strom I 2 ist erheb­ lich größer als der Strom I 1 im Ausschaltzustand des Lei­ stungstransistors 2, kann aber wegen des parallel zur Ba­ sis-Emitter-Strecke des Leistungstransistors 2 geschalte­ ten Widerstandes 14 den Leistungstransistor 2 selbst nicht ansteuern. Dies würde dazu führen, daß der Leistungstran­ sistor 2 nicht mehr geregelt werden könnte, was dazu füh­ ren würde, daß die Spannung U 5 zu gering werden würde.

Der über die Stromquelle 12 fließende Strom I 2 dient zur zusätzlichen Ansteuerung des Leistungstransistors 2 und zur durchsteuernden Ansteuerung des Stellgliedes 7. Der Kollektorstrom des Steuertransistors 9 ist dabei propor­ tional zum Strom I 4, der über die Laststrecke des Lei­ stungstransistors 2 fließt.

Aus der vorstehenden Darstellung ergibt sich der Ruhe- und Haltestrom äußerst gering sind, da insgesamt alle Ströme in der Schaltungsanordnung der elektronischen Schaltein­ richtung gering sind. Der Ruhestrom ist darüberhinaus ge­ ring, da nur sehr kleine Ströme nach Massepotential hin abfließen.

Der den Ruhestrom enthaltende Haltestrom ist außerdem ge­ ring, da keine größeren Ströme, wie beispielsweise der Strom über die Leuchtdiode 13 und der über die Stromquelle 12 fließende Strom I 2, nach Massepotential hin abfließen. Bei sehr kleinen Lasten R _L kann der über den Leistungs­ transistor 2 fließende Strom I 4 zu 0 werden, so daß allein der Strom I 3 den Laststrom führt. Dennoch ist sicherge­ stellt, daß auch bei geringen Lasten die Leuchtdiode 13 aufleuchtet.

Die unvermeidliche und für die Ansteuerung notwendige Restspannung kann nur dann reduziert werden, wenn die Spannung U 4 zur Spannungsversorgung der Auslöseschaltung 3 durch Verwendung einer entsprechenden (Sensor)elektronik geringer werden kann.

Das in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 vorgesehene D-Flipflop 16 ist für die Funktion der Ansteuerung des Leistungstransistors 2 nicht zwingend erforderlich und kann gemäß Fig. 2 entfallen. Es dient dazu, den Lei­ stungstransistor 2 nur während des Stromnulldurchgangs bei pulsierender Spannung U 5 einzuschalten, da das D-Flipflop nur während des Anliegens eines Taktimpulses vom Transis­ tor 86 den D-Eingang auf den Ausgang Q und damit auf die Anode der Zenerdiode 10 schaltet. Bis zum Eingang des nächsten Impulses bleibt der Ausgangszustand des D-Flip­ flops 16 erhalten.

Zusätzlich kann durch Anordnung des Widerstandes 15 in der Emitterleitung des Leistungstransistors 2 ein Kurzschluß­ schutz vorgesehen werden, da bei Führen eines Laststromes das D-Flipflop 16 durch den Spannungsabfall am Widerstand 15 den Ausgang Q zurücksetzt, so daß man einen automati­ schen, mit der Taktfrequenz der pulsierenden Gleichspan­ nung funktionierenden Kurzschlußschutz hat.

Durch Variation der Bauelemente in den Schaltungsanordnun­ gen gemäß den Fig. 2 und 3 kann eine Vielzahl von Schaltfunktionen durchgeführt werden, wobei entsprechend der vorstehenden Darstellung ein Kurzschlußschutz der elektronischen Schalteinrichtung einbezogen wird. Durch Verwendung eines anderen Funktionsgliedes als das zuvor beschriebene D-Flipflop können noch zusätzliche Funktionen der elektronischen Schalteinrichtung realisiert werden.

Fig. 4 zeigt eine praktische Ausführung der Schaltungsan­ ordnung der elektronischen Schalteinrichtung gemäß Fig. 3. Gleiche Bauelemente wurden in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 mit gleichen Bezugsziffern versehen, so daß auf die vorstehende Beschreibung der Verknüpfung dieser Bauelemente und ihre Funktion im Zusammenhang mit der Er­ läuterung der Fig. 3 Bezug genommen wird.

Die Stromquelle 12 besteht in dem Ausführungsbeispiel ge­ mäß Fig. 4 aus einem Transistor 17, dessen Kollektor mit dem Ausgang des Stellgliedes 7 und dessen Emitter über einen Widerstand 21 mit der Basis des Leistungstransistors 2 verbunden ist. Die Basis des Transistors 17 ist an den Kollektor des Steuertransistors 9 angeschlossen.

Im Unterschied zur Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 liegt in der Emitterzuleitung des Transistors 85 ein Widerstand 90, der zu hohe Ströme durch den Transistor 85 verhindert und eventuelle Schwingungsneigungen durch Reduzierung der Regelverstärkung unterdrückt. Zusätzlich ist ein Wider­ stand 91 gegen einen zu hohen Strom I 3 in Reihe zum Kon­ densator 84 vorgesehen.

Parallel zur Emitter-Basis-Strecke des Steuertransistors 9 ist die Parallelschaltung eines Kondensators 92 und eines Widerstandes 93 geschaltet, wobei der Kondensator 92 die Schwingungsneigung der Schaltung unterdrückt und der Wi­ derstand 93 einen für die Stabilisierung der Schaltung ausreichend großen Strom durch die Zenerdiode 10 bewirkt. Ein in der Verbindung zwischen der Basis des Steuertran­ sistors 9 und der Zenerdiode 10 vorgesehener Widerstand 94 ermöglicht eine Spannungs-Feinabstimmung der Schaltung zur Ansteuerung des Leistungstransistors 2.

Das Stellglied 7 besteht aus einer zwei PNP-Transistoren 71, 72 enthaltenden Kaskadenschaltung und einem Spannungs­ teiler. Der Transistor 71 der Transistorkaskade arbeitet in Emitterschaltung während der andere Transistor 72 der Kaskade sowie der Transistor 74 in Basisschaltung arbei­ ten. Bei voller Durchsteuerung der Kaskade wird der Tran­ sistor 72 an seiner Basis über den Widerstand 97 und die parallel zum Widerstand 97 liegende Basis-Emitter-Strecke des Transistors 74 angesteuert, dann arbeitet er in Emit­ terschaltung. Bei einer Spannung, die unterhalb einer Min­ destspannung von etwa 7 Volt liegt, sind die Widerstände 79 und 96 des Spannungsteilers zu hochohmig für eine aus­ reichende Ansteuerung des Transistors 72.

Ansonsten wird der Transistor 72 an seinem Emitter vom Transistor 71 angesteuert. Der Transistor 73, dessen Basis an den Spannungsteiler und dessen Emitter an die positive Spannungsklemme der Gleichrichter-Brückenschaltung 1 und dessen Kollektor an die Basis des Transistors 71 ange­ schlossen ist, wird vom Spannungsabfall an den Widerstän­ den 76 und 77 angesteuert und bewirkt eine Strombegrenzung der PNP-Transistorkaskade.

Da der Strom durch die Widerstände 79, 96 des Spannungs­ teilers auch durch den Widerstand 77 fließt, ist diese Strombegrenzung der PNP-Transistorkaskade in starkem Maße von der Versorgungsspannung U 5 abhängig. Bei hohen Werten der Spannung U 5 erfolgt die Strombegrenzung durch den Transistor 73 bei einem wesentlich geringeren Strom. Bei maximaler Spannung U 5 reicht der Strom durch die Wider­ stände 79, 96 gerade aus, um den Strombedarf der Schaltung zu decken. Sonst würde die Kaskade "aus der Regelung fal­ len".

Um bei sehr geringen Strömen durch die Kaskadentransisto­ ren 71, 72 eine korrekte Spannungsaufteilung zu ermögli­ chen, schafft der Widerstand 95 parallel zur Emitter- Basis-Strecke des Transistors 72 einen genügend niederoh­ migen Pfad zu dem einen Teil der Spannung U 5 führenden Punkt des Stellgliedes 7. (Bei zu großem Strom durch die Widerstände 79, 96 würden die Kaskadentransistoren 71, 72 aus der Regelung fallen.)

Der parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 74 geschaltete Widerstand 97 sowie der parallel zur Emitter- Kollektor-Strecke des Transistors 73 geschaltete Wider­ stand 78 erhöhen die Stabilität des Stellgliedes 7 und verhindern eine Ansteuerung der betreffenden Transistoren durch Sperrströme. Die in der Verbindung des Widerstandes 78 zum Kollektor des Transistors 74 vorgesehene Diode 75 berichtigt die Spannungsverhältnisse bei voller Durch­ steuerung der PNP-Kaskade.

Alternativ hierzu kann die aus den Widerständen 76, 77 und dem vierten Transistor 73 bestehende Stufe entfallen, so daß der Emitter des ersten Kaskadentransistors 71 sowie der Spannungsteilerwiderstand 79 unmittelbar mit der Ein­ gangsspannung U 5 beaufschlagt sind.

Die vorstehend beschriebene elektronische Schalteinrich­ tung eignet sich für Betriebspannungen zwischen 15 und 370 Volt und einen Laststrom von 0,3 bis 3 Ampere in Abhängig­ keit von der vorgesehenen Kühlung. Ein Scheitelstrom von 6 A ist für mehr als eine Halbwelle zulässig. Der Ruhe­ strom ist einschließlich der Auslöseschaltung geringer als 0,7 mA und ausschließlich dem Strombedarf der Auslöse­ schaltung nur 0,15 mA, und der Haltestrom kleiner als 2 mA. Die Restspannung ist geringer als 8,5 Volt und es sind Netzfrequenzen von 16 2/3 bis 400 Hz zulässig.

Die wesentlichen Vorteile der vorstehend beschriebenen elektronischen Schalteinrichtung bestehen in dem sehr kleinen, konstanten Ruhestrom, in der Unempfindlichkeit gegenüber hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten und in der Verwendung leicht erhältlicher, preiswerter und klei­ ner Bauelemente unter Anordnung nur eines einzelnen hoch beanspruchten Bauelementes. Dadurch werden die Kosten er­ heblich reduziert und aufgrund der geringen Ströme auch im Einschaltzustand des Leistungstransistors 2 nur ein gerin­ ges Bauvolumen erforderlich, bei trotzdem großen zulässi­ gen Lastströmen.

Ein weiterer wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß die den Einschaltzustand anzei­ gende Leuchtdiode auch bei sehr kleinen Lastströmen noch gut sichtbar ist. Durch eine geringe Schaltungsmodifika­ tion in Form der Anordnung einer D-Flipflop-Funktion kann wahlweise ein Ein- und Ausschalten der elektronischen Schalteinrichtung im Laststrom-Nulldurchgang sicherge­ stellt sowie ein getakteter Kurzschlußschutz vorgesehen werden.

Ein weiterer wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht in der mit geringen schaltungstechnischen Mitteln erreichten Konstanthaltung der Versorgungsspannung für die Auslöseschaltung, die zudem weitestgehend unabhän­ gig von der Eingangsspannung U 5 ist und, bis auf eines (2) nur SMD-Bauelemente enthält.

Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend angegebene bevorzugte Ausführungsbei­ spiel. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch machen. Insbesonde­ re beschränkt sich die Ausführung nicht auf die Realisie­ rung mit Einzel-Bauelementen, sondern läßt sich vorteil­ haft auch integriert - vorzugsweise unter Verwendung von halb- oder vollkundenspezifischen monolithischen ICs - realisieren.

Claims (13)

1. Elektronische Schalteinrichtung zum Anschluß einer Last an eine Spannungsquelle mit einer Gleichrichter- Brückenschaltung, einem mit den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichrichter-Brückenschaltung verbundenen Leistungs­ transistor und einer von einer Auslöseschaltung initiier­ ten Ansteuerschaltung für den Leistungstransistor, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regler (7, 8) eine von der Ausgangsspannung (U 5) der Gleichrichter-Brückenschaltung (1) unabhängige Versor­ gungsspannung (U _b, U 4) an die Auslöseschaltung (3) abgibt und daß der Regler (7, 8) über die Laststrecke eines Steu­ ertransistors (9) mit der Basis des Leistungstransistors (2) verbunden ist. 2. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Reg­ ler (7, 8) aus einem Stellglied (7) und einer Regelschal­ tung (8) besteht, wobei der in die Ansteuerschaltung fließende Strom (I 3) vom Stellglied (7) bestimmt wird, das von der Regelschaltung (8) angesteuert wird.

3. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Re­ gelschaltung (8) ein Vergleichsglied (81) enthält, an dem eine konstante Spannung (U 1) und die an der Auslöseschal­ tung anliegende Spannung (U 4; U _b ) anliegen und das in Ab­ hängigkeit von diesem Vergleich den Steuerstrom (I 1) für das Stellglied (7) bildet.

4. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß die Regelschaltung (8) einen ersten Transis­ tor (85), dessen Basis mit der konstanten Spannung (U 1) beaufschlagt ist und dessen Kollektor mit dem den Steuer­ strom führenden Eingang des Stellgliedes (7) verbunden ist und an dessen Emitter die Versorgungsspannung (U _b, U 4) für die Auslöseschaltung (3) ansteht und einen zweiten Transi­ stor (86) enthält, dessen Emitter über eine Diode (82) mit einer Ausgangsspannung (U 2) des Stellgliedes (7) beauf­ schlagt ist, dessen Basis mit dem Emitter des ersten Tran­ sistors (85) verbunden ist und dessen Kollektor ein den Nulldurchgängen der speisenden Wechselspannung oder einer pulsierenden Gleichspannung (U _R ) entsprechende Taktsignale abgibt, wobei der die Ausgangsspannung (U ₂) abgebende Aus­ gang des Stellgliedes (7) über einen Widerstand (87) mit der Basis des ersten Transistors (85) verbunden und die Verbindung der Diode (82) mit dem Emitter des zweiten Transistors (86) an den Emitter des Steuertransistors (9) angeschlossen ist.

5. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des ersten Transistors (85) und Massepotential ein erster Kondensator (89) und zwischen der Basis des zweiten Transistors (86) und Massepotential ein zweiter Kondensator (84) geschaltet ist.

6. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß ein einen Teil der Eingangsspannung (U 5) füh­ render Eingang des Stellgliedes (7) über eine Stromquelle (13; 17, 21, 13) mit der Basis des Leistungstransistors (2) verbunden ist, wobei die Stromquelle (12; 17, 21, 13) von dem Spannungsabfall an einer in die Verbindung zwi-­ schen dem Kollektor des Steuertransistors (9) und der Ba­ sis des Leistungstransistors (2) geschalteten Leuchtdiode (13) angesteuert wird.

7. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß der ein Taktsignal abgebende Kollektor des zweiten Transistors (86) mit dem Takteingang eines D-Flip­ flops (16) verbunden ist, dessen D-Eingang mit dem Ausgang der Auslöseschaltung (3) verbunden ist, dessen Ausgang (Q) mit der Anode einer Zenerdiode (10) verbunden ist, deren Kathode an die Basis des Steuertransistors (9) angeschlos­ sen ist und dessen Versorgungsspannung mit der Versor­ gungsspannung (U _b) der Auslöseschaltung (3) gekoppelt ist.

8. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zum Emitter des Leistungstransistors (2) ein Emitterwider­ stand (15) geschaltet ist, und daß an die Verbindung zwi­ schen dem Emitter des Leistungstransistor (2) und dem Emitterwiderstand (15) ein Rücksetzeingang (K) des D-Flip­ flops (16) angeschlossen ist.

9. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle aus einem Transistor (17) besteht, dessen Kol­ lektor mit dem einen Teil der Eingangsspannung (U 5) füh­ renden Eingang des Stellgliedes (7), dessen Emitter über einen Widerstand (21) mit der Basis des Leistungstransi­ stors (2) verbunden ist und dessen Basis an die Verbindung zwischen dem Kollektor des Steuertransistors (9) und der Anode der Leuchtdiode (13) angeschlossen ist.

10. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß parallel zur Emitter-Basis-Strecke des Steu­ ertransistors (9) die Parallelschaltung eines Kondensators (92) und eines Widerstandes (93) geschaltet ist.

11. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Kathode der Zenerdiode (10) und der Basis des Steuer­ transistors (9) ein Widerstand (34) geschaltet ist.

12. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß zwischen dem Emitter des ersten Transistors (85) der Regelschaltung (8) und der Basis des zweiten Transistors (86) ein Widerstand (90) geschaltet ist und daß die Basis des zweiten Transistors (86) über einen Wi­ derstand (91) mit dem zweiten Kondensator (84) verbunden ist.

13. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich­ net, daß das Stellglied (7) zwei in Kaskadenschaltung geschaltete PNP-Transistoren (71, 72) sowie einen Span­ nungsteiler (79, 96) enthält, wobei der Emitter des ersten Transistors (71) über einen Widerstand (76) an der Ein­ gangsspannung (U 5) anliegt und der Kollektor des ersten Transistors (71) den Emitter des zweiten Transistors (72) ansteuert, daß die Basis des zweiten Transistors (72) mit der Basis eines NPN-Transistors (74) verbunden ist, an dessen Emitter ein Teil der Eingangsspannung (U 5) anliegt und dessen Kollektor direkt oder über eine Diode (75) mit dem Kollektor eines vierten Transistors (73) verbunden ist, dessen Emitter an der Versorgungsspannung (U 5) ange­ schlossen ist und dessen Basis über einen Widerstand (77) mit dem Emitter des ersten Kaskaden-Transistors (71) ver­ bunden ist und daß parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des vierten Transistors (73) ein Widerstand (78) und pa­ rallel zur Emitter-Basis-Strecke des zweiten Kaskaden- Transistors (72) ein Widerstand (95) geschaltet ist.

14. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der voran­ gehenden Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Stellglied (7) zwei in Kaska­ denschaltung geschaltete PNP-Transistoren (71, 72) sowie einen Spannungsteiler (79, 96) enthält, wobei der Emitter des ersten Transistors (71) unmittelbar an die Eingangs­ spannung (U 5) angeschlossen ist und der Kollektor des er­ sten Transistors (71) den Emitter des zweiten Transistors (72) ansteuert, daß die Basis des zweiten Transistors (72) mit der Basis eines NPN-Transistors (74) verbunden ist, an dessen Emitter ein Teil der Eingangsspannung (U 5) anliegt und dessen Kollektor über eine Diode (75) und einen Wider­ stand (78) an die Eingangsspannung (U 5) angeschlossen ist und daß parallel zur Emitter-Basis-Strecke des zweiten Kaskaden-Transistors (72) ein Widerstand (95) geschaltet ist.