DE3851332T2 - Kapazitiv rückgekoppelter gaas-transimpedanzverstärker. - Google Patents
Kapazitiv rückgekoppelter gaas-transimpedanzverstärker.Info
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- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 claims description 48
- 230000005855 radiation Effects 0.000 claims description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 11
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 11
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 11
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical group [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 43
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 15
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 12
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 12
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 12
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 11
- 239000000463 material Substances 0.000 description 11
- 229910000661 Mercury cadmium telluride Inorganic materials 0.000 description 9
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 7
- WPYVAWXEWQSOGY-UHFFFAOYSA-N indium antimonide Chemical compound [Sb]#[In] WPYVAWXEWQSOGY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000003491 array Methods 0.000 description 4
- 229910052738 indium Inorganic materials 0.000 description 3
- APFVFJFRJDLVQX-UHFFFAOYSA-N indium atom Chemical compound [In] APFVFJFRJDLVQX-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 238000012952 Resampling Methods 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 229910052614 beryl Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002285 radioactive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
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Description
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf analoge und digitale Galliumarsenid-(GaAs)-Signalprozessoren für eine Infrarot (IR)-Sensor-Detektor-Brennebenenanordnung (FPA = focal plane array) die aus Transimpedanzverstärkern aus GaAs mit kapazitiver Rückkopplung (CTIA = capacitive feedbacktransimpedance amplifiers) besteht, die bei Tiefsttemperaturen (Kryotemperaturen) betrieben werden.
- Brennebenenanordnungen bestehen typischerweise aus einer zweidimensionalen Anordnung von monolithischen IR-Detektoren. Die einzelnen Detektoren können in einer regulären, mosaikartigen Zeilen- und Spalten-Anordnung organisiert sein. Eine solche Anordnung von Detektoren kann aus HgCdTe, InSb, GaAs:Mn oder dotiertem Silicium -Halbleitermaterial bestehen. Das induzierte IR-Detektorsignal, das von jedem der IR-Detektoren erzeugt wird, wird üblicherweise an FPA-Ausleseeinrichtungen, wie etwa CTIA, Direktausleseeinrichtungen in Form von Source-Folgern oder ladungsgekoppelten Einrichtungen angelegt, bei denen jedes der Signale über ein Zeitintervall integriert und nachfolgend mittels einer geeigneten Multiplexereinrichtung ausgelesen wird. Forschungs- und Entwicklungsbemühungen bezüglich IR-Detektoren aus HgCdTe haben viele technische Durchbrüche hinsichtlich des Ansprechverhaltens bei langen Wellenlängen mit minimalen Kühlbelastungen für Langzeit- Systemanwendungen gebracht. Es wurde gefunden, daß Tiefsttemperaturelektronikeinrichtungen mit HgCdTe-Detektoranordnungen für die Verarbeitung von induzierten IR-Signalen ein erhebliches Ausmaß an Materialverträglichkeit zur Erzielung langer Lebensdauer und zuverlässigen Betriebs erfordern. Weiterhin erfordern Brennebenenanordnungs-Ausleseeinrichtungen geringe Einrichtungs- und Schaltungsrauscheigenschaften, um ein zufriedenstellendes Signal/Rausch-Verhältnis zu erzielen. Die Ausleseeinrichtungen müssen weiterhin atomare Strahlung in hochradioaktiven Umgebungen verkraften sowie geringen Leistungsverbrauch haben, um so eine Gewichts- als auch eine Größenverringerung zu erzielen.
- Üblicherweise werden Auslesechips mit Detektoranordnungen bei Raumtemperatur unter Einsatz einer Indium-Verbindungstechnologie gekoppelt oder "gedrückt (verbunden)". Wenn die Chips auf eine cryogene Betriebstemperatur gekühlt werden, kann sich zwischen der Ausleseschaltung der Detektoranordnung über die Verbindungsstelle eine Beanspruchung aufbauen, falls sich die thermischen Ausdehnungskoeffizienten zwischen den Materialien deutlich unterscheiden und/oder die Chips groß sind. Silicium, das das herkömmliche, für die Ausleseschaltungen eingesetzte Halbleitermaterial darstellt, besitzt eine schlechte Wärmeausdehnungsanpassung bezüglich der üblichen Detektormaterialien wie etwa HgCdTe und InSb. GaAs bietet andererseits eine sehr gute thermische Anpassung an diese Detektormaterialien. Daher kann das mit der Verbindungsansschlußbeanspruchung zusammenhängende Zuverlässigkeitsproblem in Übereinstimmung mit der Erfindung unter Einsatz von GaAs als Halbleitermaterial für die Ausleseschaltung beseitigt werden.
- Bei einer hybridisierten GaAs-Brennebenenanordnung-Ausleseanordnung mit Indium-Anschlüssen ist das GaAs-Material nahezu exakt an den thermischen Ausdehnungskoeffizienten der IR-Detektoranordnung aus HgCdTe in üblichen Tiefsttemperaturbereichen angepaßt. GaAs-Transistoren sind gegenüber Gesamtdosisbestrahlungen extrem verträglich. Es wurde berichtet, daß die Gesamtdosisstrahlung von vorgespannten GaAs-Feldeffekttransistoren (FETs) im Anreicherungsbetrieb (E-) und Verarmungsbetrieb (D-) oberhalb von 1,0E8 Rads (Si) liegt. Die beobachteten Verschiebungen der Schwellenspannung von GaAs-Feldeffekttransistoren aufgrund der Strahlung hängen höchstwahrscheinlich mit Zunahmen der Oberflächenzustände zwischen dem Metall und dem Halbleiter zusammen. Dieser Effekt ist analog demjenigen, der bei Silicium-Feldeffekttransistoren beobachtet wird, bei denen Erhöhungen der Oberflächenzustandsdichte dazu führen, daß gefangene Ladung die Schwellenspannung in Abhängigkeit von der Dicke des Oxids vergrößert. Jedoch ist im Unterschied zu einem MOSFET aus Silicium keine Ansammlung von gefangenen Ladungen in dem Oxid eines GaAs-Transistors vorhanden, da kein Oxid in dem Gate-Bereich vorhanden ist. Folglich ist ein Feldeffekttransistor aus Silicium gegenüber Strahlung sehr viel weniger verträglich als ein Transistor aus GaAs.
- Die DE-A-36 15 925 offenbart einen Transimpedanzverstärker, dessen Eingang 20 anfänglich über einen Schalter mit einem Referenzpotential gekoppelt ist. Gleichzeitig ist der integrierende Verstärker mit Hilfe eines Kapazitäts- Rücksetzschalters kurzgeschlossen, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Aufgrund dieser Gestaltung sind sowohl der Eingangsals auch der Ausgangsanschluß des Verstärkers während dieses anfänglichen Kurzschlusses der Kapazität mit demselben Potential verbunden.
- Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Brennebenenanordnungs-Signalprozessor (FPA-Signalprozessor) aus GaAs zu schaffen, der niedrige Leistungsaufnahme zeigt und verbesserte Unempfindlichkeit gegenüber nuklearer Strahlung (Strahlungshärte) besitzt.
- Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen FPA-Signalprozessor aus GaAs zu schaffen, der Daten mit einer hohen Datenrate verarbeitet und eine hohe Schaltungsdichte ermöglicht.
- Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen FPA-Signalprozessor aus GaAs bereitzustellen, der geringes Rauschen besitzt, wenn er in einem FPA-Signalprozessor eingesetzt wird.
- Weiterhin ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine FPA-Signalprozessoranordnung aus GaAs zu schaffen, die einen thermischen Ausdehnungskoeffizienten besitzt, der gleichartig demjenigen des Materials von vielen IR-Detektoranordnungen ist.
- Ferner ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine FPA-Signalprozessoranordnung aus GaAs bereitzustellen, bei der Prozeßschwankungen (Herstellungs- oder Arbeitsschwankungen) in einfacher Weise kompensiert sind, um einen gleichförmigen Betrieb der Signalprozessorschaltung über die Anordnung hinweg zu erreichen.
- Mit den in den Ansprüchen angegebenen Merkmalen werden die vorstehend erläuterten Probleme überwunden und die Aufgaben der Erfindung gelöst. Der periodisch ladungsintegrierende Transimpedanzverstärker weist einen Differenzverstärker auf, der durch Transistoren aus GaAs mit einem mit einem I/R-Detektor gekoppelten Eingang aufgebaut ist. Ein Ausleseverstärker- bzw. Leseverstärker CTIA (kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker) schafft einen anfänglichen Betriebszustand, in dem ein Befehlssteuersignal periodisch akzeptiert wird, wobei eine Einrichtung enthalten ist, die mit dem Ausleseausgang zum gleichzeitigen Steuern der Auslese-Ausgangsspannung auf eine vorbestimmte Spannungsreferenz gekoppelt ist, wodurch der Verstärker-Arbeitspunkt am Beginn einer Integrationsperiode initialisiert wird. Ein Pufferverstärker koppelt den Ausleseausgang mit einer Abtast- und Halteschaltung (S/H-Schaltung) über einen Metall-Isolator-Feldeffekttrans istor-Schalter (MISFET-Schalter) aus GaAs, der periodisch zur Zuführung der gepufferten Verstärkerausgangsspannung zur Abtast-und Halteschaltung aktiviert wird. Der Ausgang des Pufferverstärkers ist mit einem Rückkopplungskondensator gekoppelt, der zwischen den Ausgang des Pufferverstärkers und den Eingang des Transimpedanzverstärkers geschaltet ist. Die Größe des gepufferten Verstärkerausgangssignals wird in der S/H- Schaltung am Beginn und am Ende der Integrationsperiode gespeichert. Diese gespeicherten Signale werden mittels eines Multiplexers (MUX) während der Integrationsperiode ausgelesen. Das Ausgangssignal des Multiplexers stellt sowohl anfängliche als auch abschließende Werte des abgetasteten analogen Ausgangssignals bereit, wobei der Unterschied zwischen den anfänglichen und den abschließenden Werten die Strahlung anzeigt, die auf den Detektor einfällt.
- In Übereinstimmung mit der Erfindung besitzt der Transimpedanzverstärker aus GaAs eine Anzahl von erwünschten Merkmalen, die bei einer aus Silicium aufgebauten Schaltung nicht erzielbar sind. Beispielsweise ist der thermische Ausdehnungskoeffizient der Schaltung aus GaAs gleichartig demjenigen von IR-Detektoranordnungen, die aus HgCdTe, InSb, GaAs:Mn oder Übergitter-GaAs bestehen. Feldeffekttransistoren aus GaAs sind weiterhin strahlungsbeständiger und besitzen einen niedrigeren Betriebsleistungsverbrauch als Feldeffekttransistoren auf der Grundlage von Silicium.
- Die Erfindung schafft weiterhin einen Transimpedanzverstärker mit einem neuartigen Schaltungsaufbau, der eine Schnittstelle für einen IR-Detektor zur Verstärkung des infrarotinduzierten Signals, eine Abtast- und Halteschaltung (S/H-Schaltung) mit einem GaAs-MISFET als ein Signalwegschalter und eine Multiplexerschaltung mit hoher Geschwindigkeit und geringer Energie zur Weiterleitung von Signalen von jedem IR-Detektorbildelement zu einem Chiptreiber bildet. Im Gegensatz zu photoleitenden IR-Detektoren erfordern photovoltaische HgCdTe- oder InSb-IR-Detektoren eine schmalbandige und stabile Detektor-Vorspannung. Die herkömmliche und in breitem Umfang eingesetzte Realisierung einer direkten Source-Folger-Auslesung (SFD = source follower direct) unter Einsatz solcher HgCdTe- oder InSb- IR-Detektoren erfüllt diese zwingenden Betriebsanforderungen nicht. Ein kapazitiv gekoppelter Transimpedanzverstärker (CTIA) aus GaAs in Übereinstimmung mit der Erfindung erfüllt diese Anforderungen, da GaAs im Vergleich zu Silicium hervorragende physikalische Materialeigenschaften bietet.
- Mit der Erfindung werden die guten 1/f-Rauscheigenschaften eines GaAs-Bauelements, das mit extrem niedriger Leistung bei Tiefsttemperaturen arbeitet, ausgenützt. Es wird davon ausgegangen, daß dieses rauscharme Arbeitsverhalten teilweise durch eine Herstellungstechnik des Implantierens einer Beryll-Grenzschicht des Leitungstyps p zwischen der Transistor-Gate-Region und dem halbleitenden GaAs-Substrat herrührt.
- Die Transkonduktanz bzw. Steilheit eines Transistors bezieht sich auf das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt und die Verstärkung (gain) einer Schaltung. Die Elektronenbeweglichkeit bestimmt die Transistor-Steilheit bei gegebenen Betriebs strömen bei einem Transistor, der oberhalb des Subschwellwert-Bereichs arbeitet. Je größer die Elektrodenbeweglichkeit ist, desto niedriger ist der Vorspann-Strom, der zur Erzielung derselben Verstärkung erforderlich ist. Folglich wird weniger Betriebsleistung benötigt, um eine gegebene Steilheit bei einem Transistor mit vorgegebener Geometrie zu erzielen. Die GaAs-Elektrodenbeweglichkeit ist mindestens fünfmal so groß wie diejenige von Silicium, wobei die Beweglichkeit größer wird, wenn die Betriebstemperatur verringert wird. Folglich zeigt die erfindungsgemäße Ausleseschaltung, die aus GaAs-Transistoren besteht, überlegene Steilheits- und Betriebsleistungseigenschaften im Vergleich zu einer Ausleseschaltung, die aus herkömmlichen Siliciumtransistoren besteht.
- Diese und weitere Gesichtspunkte der Erfindung werden im folgenden aus der detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen noch klarer ersichtlich. Es zeigen:
- Fig. 1 eine erläuternde Ansicht einer Brennebenenanordnung aus IR-Detektoren, die mit einer Anordnung von Brennebenenanordnungs-Ausleseeinrichtungen gekoppelt sind;
- Fig. 2 ein Blockschaltbild, das die erfindungsgemäße GaAs-Auslesung zeigt;
- Fig. 3 eine schematische Darstellung, die die Schaltung gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 2 in Einzelheiten veranschaulicht; und
- Fig. 4 ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 3 zeigt.
- Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß eine Brennebenenanordnung FPA 1 eine Mosaikanordnung 2 aus Strahlungsdetektoren wie etwa IR-Detektoren 2a mit N(Spalten) und M(Zeilen) enthält. Die infrarotstrahlungs-induzierten Signale jedes Detektors 2a der Anordnung 2 werden mittels eines Abtastkondensators verstärkt, integriert, abgetastet und gehalten und durch eine Ausleseanordnung 3 einer Multiplexbearbeitung unterzogen.
- Im allgemeinen kann das Auslese-Multiplexieren der Erfindung mittels zumindest zweier Methoden durchgeführt werden. Eine Methode beinhaltet das Multiplexieren jeder Einheitszeile der M-ten Spalte und das nachfolgende Multiplexieren aller N-Kanäle, um eine Signalabgabe der Anordnung 3 bereitzustellen. Eine zweite Methode beinhaltet das Multiplexieren der M-ten Spalte, wie vorstehend, wobei dann jeder Kanal unabhängig ausgegeben wird. Dies verringert den Komplexitätsgrad des Multiplexierens, vergrößert jedoch die Anzahl von Ausgängen der Anordnung 3.
- Üblicherweise werden die Anordnungen 2 und 3 mittels einer Vielzahl von Indium-"Anschlüssen" 4 hybridisiert. Selbstverständlich ist die Zeichnung gemäß Fig. 1 lediglich erläuternd, da die Anzahl von IR-Detektoren in einem breiten Bereich abhängig von der geforderten Auflösung und weiterer Faktoren bei einer gegebenen Anwendung variabel ist.
- Es wird nun auf Fig. 2 Bezug genommen. Dort ist in Form eines Blockschaltbilds eine Auslese-Einheitszelle 10 der Anordnung 3 dargestellt, wobei die Anordnung 3 aus einer Vielzahl solcher Auslese-Einheitszellen besteht, von denen die einzelnen jeweils mit einem entsprechenden Detektor der Anordnung 2 gekoppelt sind. Wie ersichtlich ist, besteht die Auslese-Einheitszelle 10 aus einem Transimpedanz-Verstärker CTIA 14, der ein Merkmal der Erfindung ist. Der Transimpedanzverstärker 10 kann entweder mit einem photovoltaischen p-n- oder einem n-p- oder einem photoleitendem Strahlungsdetektor 12 verwendet werden. Der IR-Detektor 12 ist im allgemeinen auf einen gewünschten Arbeitspunkt vorgespannt und mit einem Eingang des Transimpedanz-Verstärkers 14 gekoppelt. Der Transimpedanz-Verstärker 14 wird durch eine Mehrzahl von Takten wie etwa den Integrations- Befehlstakt Phi 1A und Phi 1B gesteuert. Der kapazitiv rückgekoppelte Transimpedanz-Verstärker 14 ist weiterhin durch Spannungen Vbias, VIbias und Vrst vorgespannt. Der kapazitiv rückgekoppelte Transimpedanz-Verstärker 14 kann durch eine einzige Speisequellenspannung (Vdd) gespeist werden. Das induzierte IR-Signal, das durch den Transimpedanz-Verstärker 14 integriert wird, wird an eine S/H- und Multiplexer-Schaltung (MUX-Schaltung) 16 angelegt. Die S/H- Schaltung 16 wird durch einen Takt (Phi2) gesteuert. Das multiplexierte Ausgangssignal der S/H-Schaltung 16 ist ein abgetastetes analoges Einheitszellen-Signal (OUTPUT).
- Es wird nun auf Fig. 3 Bezug genommen. Dort ist eine schematische Darstellung einer FPA-Signalprozessor-Einheitszelle 10 gezeigt. Ein photovoltaischer oder photoleitender Halbleiter-Strahlungsdetektor, der ein IR-Detektor 12 sein kann, erfaßt die Veränderung des Photonenflusses innerhalb eines bestimmten spektralen Wellenlängenbereichs und erzeugt eine Eingangssignalspannung für die CTIA-Schaltung. Die CTIA-Schaltung aus GaAs stellt eine Konstantspannung am IR-Detektor mithilfe einer Rückkopplungskapazität Cf bereit, wobei das Rückkopplungssignal eine Größe besitzt, die linear mit der Größe eines CTIA-Ausgangssignals verknüpft ist.
- Der Transimpedanz-Verstärker 14 enthält eine Mehrzahl von GaAs-Feldeffekttransistoren. Insbesondere besitzt der Transimpedanz-Verstärker 14 ein Differenzverstärker-Paar Q&sub1; und Q&sub2; mit deren Drain jeweils eine Last gekoppelt ist, die durch Transistoren QL&sub1; beziehungsweise QL&sub2; repräsentiert ist. Q&sub1; besitzt eine zusätzliche Last in Form eines Transistors Q&sub5;. Ein Source-Anschluß jedes Differenzverstärker-Paars Q&sub1; und Q&sub2; ist mit dem Drain eines Transistors Q&sub3; verbunden, der als eine Stromquelle dient. Eine Vorspannung VIbias besitzt eine Spannungsgröße, deren Wert so gewählt ist, daß ein gewünschter Strom Q&sub3; fließt, der seinerseits Strom für Q&sub1; und Q&sub2; bereitstellt. Eine weitere Vorspannungsquelle, nämlich Vbias, ist für die Gates von Lasttransistoren QL&sub9; und QL&sub2; vorgesehen. Die Spannungsgröße von Vbias legt die Drain-Spannungen sowohl von Q&sub1; als auch von Q2 aufeinen gewünschten Pegel, wodurch eine Drain-Source- Sättigung von Q&sub1; und Q&sub2; verhindert wird. Der Transistor QL&sub9; wird in einer Konfiguration mit gemeinsamen Gate eingesetzt, um den Signalstrom vom Transistor Q&sub1; zu verstärken. Die Spannungspegel von einstellbaren Spannungsreferenzen VIbias und Vbias sind in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung so ausgewählt, daß durch die Verarbeitung und die Herstellung hervorgerufene Schwankungen der Betriebseigenschaften der Einheitszellen innerhalb der Anordnung 2 kompensiert werden. Ein im Anreicherungsbetrieb arbeitender Transistor Q&sub9; bringt die Betriebsspannung der CTIA-Ausgabeschaltung zwangsweise auf einen gewünschten anfänglichen Zustand, und zwar unabhängig von dem Wert der Steilheit von Q&sub1;, Q&sub2;, QL&sub9;, QL&sub2; und/oder Q&sub5;, der Kanal-Steilheit und/oder von Schwellwertschwankungen. Das Schalten von Q&sub9; wird durch einen Befehlstakt Phi 1B gesteuert, der an das Gate angelegt ist, wobei die Source von Q&sub9; durch Vrst vorgespannt wird. Der Spannnungspegel von Vrst kann durch die Polarität des zugeordneten IR-Detektors 12 bestimmt werden. Der Transistor Q&sub0; arbeitet gleichartig wie Q&sub9; als Schalter und wird periodisch durch den Takt Phi 1A entsprechend der gewünschten Integrationsperiode eingeschaltet. Wenn sowohl Q&sub9; als auch Q&sub0; eingeschaltet sind, wird die Rückkoppelungs-Kapazität Cf auf einen anfänglichen Zustand entladen. Gleichzeitig mit der Entladung von Cf bringt Q&sub0; zwangsweise den Eingang von CTIA auf ein gewünschtes Spannungspotential wie etwa Massepotential, um eine gewünschte Vorspannung am IR- Detektor 12 aufrechtzuerhalten.
- Das induzierte Signal des IR-Detektors wird durch das Differenzpaar Q&sub1; und Q&sub2; in Verbindung QL&sub9; und QL&sub2; verstärkt, wonach das verstärkte Signal an das Gate des Puffertransistors Q&sub4; angelegt wird, der in Source-Folger-Gestaltung betrieben wird. Der Puffertransistor Q&sub4; ist über seinen Source-Anschluß mit dem vorstehend erwähnten Rückkopplungskondensator Cf gekoppelt. Allgemein verleiht der Puffertransistor Q&sub4; dem Rückkopplungspfad und auch der S/H- Schaltung eine Source- bzw. Quelle niedriger Impedanz, wodurch Q&sub4; als ein isolierendes Element zwischen dem Ausgang von CTIA und der S/H-Schaltung wirkt-. Der Transistor Q&sub7; dient als Last für den Transistor Q&sub4;.
- Die vorstehend erwähnte S/H-Schaltung besteht aus einem MISFET-Schaltertransistor Q&sub8; aus GaAs und einem Ladungsspeicherkondensator Csmp. In Übereinstimmung mit der Erfindung ist der MISFET-Transistor Q&sub8; aus GaAs als ein modifizierter GaAs-Transistor ähnlich einem Silicium-Metall-Oxid- Feldeffekttransistor (MOSFET) aufgebaut.
- Der MISFET Q&sub8; wirkt als ein im wesentlichen idealer Schalter im Signalpfad, der niedrigen Einschaltwiderstand und sehr hohen Abschaltwiderstand besitzt. Ein aus GaAs hergestellter MISFET-Aufbau unterliegt, sehr ähnlich wie ein Silicium-MOS-Bauelement, keiner Vorwärts-Vorspannung aufgrund der angelegten Gate-Spannung. Folglich kann der Taktimpuls Phi 2 an das Gate des MISFET Q&sub8; ohne Gefahr der Vorwärts-Vorspannung der Gate-Source-Strecke angelegt werden. Das vom CTIA-Puffer zugeführte Signal wird abgetastet und im Abtastkondensator Csmp gespeichert.
- Ein im Anreichungsbetrieb arbeitender FET Q&sub1;&sub0; wirkt als ein Verstärker, der ein abgetastetes analoges Signal an einen Chip-Treiber abgibt. Q&sub1;&sub0; bildet einen Teil der Multiplexer-Schaltung, die einen Quellenwiderstand R1 und einen Lastwiderstand R2 enthält. R1 und R2 können denselben Widerstandswert haben, um einen Einheitsverstärkungs-Rückkopplungsverstärker am Multiplex-Ausgang zu bilden. Q&sub1;&sub0; erfaßt die gespeicherte Ladung im Abtastkondensator Csmp. Q&sub1;&sub0; wird durch den Takt Phi 3 aktiviert, der an das Gate von Q&sub1;&sub1; angelegt ist. Wenn Phi 3 angelegt wird, wird Q&sub1;&sub1; eingeschaltet, wodurch Strom über R1 für den Einheitsverstärkungs-Breitbandverstärker Q&sub1;&sub0; geführt wird. Das Signal OUTPUT besitzt eine Spannungsgröße, die im wesentlichen gleich der Spannung an Csmp oder dem abgetasteten analogen Signal ist.
- Es wird nun auf Fig. 4 Bezug genommen. Die zeitliche Darstellung einer einzelnen Integrationsperiode veranschaulicht in Übereinstimmung mit einem Verfahren gemäß der Erfindung den Betrieb der in Fig. 3 gezeigten Schaltung. Das Signal, das an dem E&sub1; in Fig. 3 bezeichneten Ausgang des CTIA auftritt, ist das integrierte, durch IR induzierte Signal. Das Signal wird über eine Integrationsperiode integriert und besitzt eine Integrationssteigung, die durch die Kombination der erfaßten IR-Photonen, der Detektoreigenschaften und dem Wert des Rückkopplungskondensators Cf bestimmt ist. Die Takte Phi 1A und Phi 1B treten im wesentlichen zur gleichen Zeit während der Integrationsperiode auf, wobei jedoch das Signal Phi 1B eine geringfügig längere Impulsdauer besitzt. Ein ins Positive verlaufende Impuls Phi 1A schaltet den Transistor Q&sub0; ein, wodurch der Eingang des Transimpedanz-Verstärkers 14 effektiv mit der Schaltungsmasse kurzgeschlossen wird. Dies hat die Wirkung der Entladung des Rückkopplungskondensators Cf, wodurch der Rückkopplungskondensator rückgesetzt wird. Phi 1B schaltet den Transistor Q&sub9; ein, wodurch das gewünschte Potential Vrst am Schaltungsknoten, der das Drain von QL&sub9;, das Gate und die Source des Lasttransistors Q&sub5; und das Gate des Puffertransistors Q&sub4; enthält, erzeugt wird. Der Ausgang des Transimpedanz-Verstärkers wird hierdurch auf ein gewünschtes Betriebsspannungspotential am Beginn jeder Integrationsperiode durch Auswahl des Spannungspegels von Vrst rückgesetzt.
- Der Takt Phi 1B besitzt eine geringfügig längere Dauer, so daß der Arbeitspunkt des Transimpedanz-Verstärkers 14 im Anschluß an das Rücksetzen des Kondensators Cf eingestellt werden kann. Kurz nach der Abschaltung des Taktsignals Phi 1B, durch das der Leitzustand des Transistors Q&sub9; beendet wird, wird der Takt Phi 2 eingeschaltet, was die elektrische Kopplung des CTIA-Pufferausgangs mit Csmp bewirkt. Der Takt Phi 2 wird am Beginn der Integrationsperiode angelegt. Der Takt Phi 3 wird vor dem erneuten Abtasten des Transimpedanz-Verstärker-Ausgangs angelegt, wodurch der anfängliche Wert des Transimpedanz-Verstärker-'Ausgangssignals, das durch die S/H-Schaltung gespeichert ist, ausgelesen wird. Der Takt Phi 2 wird erneut an das Gate von Q&sub8; vor dem Ende der Integrationsperiode angelegt, um den abschließenden Wert des Transimpedanz-Verstärker-Ausgangssignals abzutasten. Der Takt Phi 3 wird nochmals angelegt, um die Spannung an Csmp zu erfassen. Folglich stellt der Ausgang der Multiplexer-Schaltung zwei abgetastete analoge Impulse je Integrationsperiode bereit, wobei die Größe der Impulse dem Anfangs- und Endwert des Transimpedanz-Verstärker-Ausgangssignals entspricht. Diese beiden Impulse werden später verarbeitet, beispielsweise durch Subtraktion, um das Puffer- 1/f-und KTC-Rauschen zu verringern. Während der Integrationsperiode koppelt Cf zum Eingang des Transimpedanz-Verstärkers 14 ein Spannungssignal zurück, das linear mit dem Ausgang des Signals von CTIA 14 verknüpft ist, wobei die kapazitive Rückkopplung jegliche inhärente, mit dem IR-Detektor 12 verknüpfte Kapazität und jegliche parasitäre, mit der Kopplung zwischen der Detektoranordnung und der Ausleseanordnung verknüpfte Kapazität minimiert.
- Es sei angemerkt, daß der erfindungsgemäße FPA-Signalprozessor, das heißt der mit GaAs Halbleitermaterial arbeitende FPA-Signalprozessor eine Anzahl von Vorteilen gegenüber einem FPA-Signalprozessors besitzt, der aus Si besteht. Wie bereits angegeben, besitzt der FPA-Signalprozessor gemäß der Erfindung einen ähnlichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie derjenige einer zugehörigen Detektoranordnung aus HgCdTe, InSb, GaAs:Mn oder Übergitter- GaAs. Folglich führen thermische Schwankungen zwischen Raum- und Tiefsttemperaturen nicht zu mechanischen Beanspruchungen. Weiterhin führt die höhere Elektronenbeweglichkeit von GaAs zu Transistoren mit einem Steilheitswert, der gleichartig demjenigen von Siliciumtransistoren ist, wobei jedoch eine erhebliche Verringerung der Betriebsenergie erzielt wird.
- Es sei weiterhin angemerkt, daß die hier offenbarte Schaltung eine vorteilhafte Einstellung des Arbeitspunkts des CTIA-Verstärkers auf einen gewünschten Zustand am Beginn jeder Integrationsperiode ermöglicht, wobei gleichfalls die Vorspannung eines zugeordneten IR-Detektors auf einen optimalen Arbeitspunkt ermöglicht wird.
- Es sei ferner angemerkt, daß die Erfindung den Einsatz von Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MESFETs) aus GaAs, Transistoren mit hoher Elektronenbewegung (HEMTs), selektiv dotierten Heterostruktur-Transistoren (SDHTs) oder modulationsdotierten Feldeffekttransistoren (MODFETs) bei der Ausleseschaltung ermöglicht.
- Es versteht sich somit, daß lediglich ein erläuterndes Ausführungsbeispiel der Erfindung hier offenbart wurde und daß sich Abänderungen des offenbarten Ausführungsbeispiels dem Fachmann erschließen können. Folglich soll die Erfindung nicht auf das offenbarte Ausführungsbeispiel beschränkt sein, sondern ist lediglich gemäß der Definition durch die beigefügten Ansprüche beschränkt.
Claims (12)
1. Integrierte Transimpedanz-Verstärkerschaltung mit
kapazitiver Rückkopplung, mit:
einer Verstärkungseinrichtung (Q&sub1;, Q&sub2;), die einen
Eingangsanschluß, der mit einem Ausgangssignal eines
IR-Detektors (12) gekoppelt ist, besitzt und zum Integrieren und
Verstärken des Detektor-Ausgangssignals zur Erzeugung eines
Ausgangssignals an einem Ausgangsanschluß dient;
einer ersten Kopplungseinrichtung (Q&sub0;), die mit dem
Eingangsanschluß gekoppelt ist und zum periodischen Koppeln
des Eingangsanschlusses mit einem ersten vorbestimmten
Spannungspotential dient;
einer zweiten Kopplungseinrichtung (Q&sub9;), die mit dem
Ausgangsanschluß gekoppelt ist und zum periodischen Koppeln
des Ausgangsanschlusses mit einem zweiten vorbestimmten
Spannungspotential mit im wesentlichen derselben
Zeitsteuerung wie die erste Kopplungseinrichtung (Q&sub0;) dient; und
einer kapazitiven Rückkopplungseinrichtung (Q&sub4;, Cf),
die zwischen den Ausgangsanschluß und den Eingangsanschluß
geschaltet ist und zum Rückkoppeln eines Kopplungssignals
mit' einer Größe, die linear auf eine Größe des
Ausgangssignals bezogen ist, zu dem Eingangsanschluß dient, wobei die
Rückkopplungseinrichtung eine integrierende Kapazität (Cf)
aufweist, die zwischen den Eingangs- und den
Ausgangsanschluß gekoppelt ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß sich das zweite vorbestimmte Spannungspotential
(Vrst) von dem ersten vorbestimmten Spannungspotential
unterscheidet und zum Rücksetzen des Ausgangs des
Transimpedanz-Verstärkers auf ein gewünschtes
Betriebsspannungspotential dient.
2. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 1, wobei die Rückkopplungseinrichtung
aufweist:
einen Pufferverstärker (Q&sub4;) mit einem
Pufferverstärker-Eingangsanschluß, der mit dem Ausgangsanschluß
gekoppelt ist, wobei der Pufferverstärker weiterhin einen
Pufferverstärker-Ausgangsanschluß besitzt; und
wobei die integrierende Kapazität (Cf) einen ersten
Anschluß, der mit dem Pufferverstärker-Ausgangsanschluß
gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit
dem Verstärker-Eingangsanschluß zum Anlegen des
Rückkopplungssignals von dem Pufferverstärker-Ausgangsanschluß an
den Eingangsanschluß gekoppelt ist.
3. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 2, wobei die Verstärkereinrichtung aufweist:
einen Differenzverstärker, der einen ersten und einen
zweiten Verstärkertransistor (Q&sub1;, Q&sub2;) aufweist, von denen
jeder einen Source-Anschluß besitzt, der mit demselben
Ausgang einer Stromquelleneinrichtung (Q&sub3;, R&sub3;) gekoppelt ist,
wobei der erste Verstärkertransistor (Q&sub1;) einen
Gate-Anschluß besitzt, der mit dem Ausgangssignal des
Strahlungsdetektors gekoppelt ist, wobei der zweite
Verstärkertransistor (Q&sub2;) einen Gate-Anschluß aufweist, der mit einer
Schaltungsmasse gekoppelt ist, wobei der erste und der
zweite Verstärkertransistor weiterhin einen Drain-Anschluß
besitzen, der mit einer ersten bzw. einer zweiten
Lasteinrichtung (QL&sub9;, Q&sub5;, QL&sub2;) gekoppelt ist.
4. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 3, bei dem die erste Lasteinrichtung (QL&sub9;, Q&sub5;)
zwei in Reihe geschaltete Lasttransistoren (QL&sub9;, Q&sub5;)
aufweist, die zwischen dem Drain-Anschluß des ersten
Verstärkertransistors (Q&sub1;) und einer Spannungsquelle (Vdd) des
ersten Lasttransistors (QL&sub9;) angeordnet sind, wobei der
erste Lasttransistor (QL&sub1;) aufweist:
einen Source-Anschluß, der mit dem Drain-Anschluß des
ersten Verstärkertransistors (Q&sub1;) gekoppelt ist,
einen Drain-Anschluß, der mit einer Source und einem
Gate-Anschluß des zweiten Lasttransistors (Q&sub5;) und
weiterhin mit dem Pufferverstärker-Eingangsanschluß gekoppelt
ist, und
einen Gate-Anschluß, der mit der zweiten
Lasteinrichtung (QL&sub2;) und weiterhin mit einem ersten variablen
Spannungspotential (Vbia,s) mit einer vorbestimmten Größe
gekoppelt ist, um den Stromfluß durch den ersten und den zweiten
Verstärkertransistor (Q&sub1;, Q&sub2;) für die Erzielung eines
gewünschten Spannungspotentials an dem Drain jedes der
Verstärkertransistoren einzustellen.
5. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 4, bei dem die Stromquelleneinrichtung (Q&sub3;,
R&sub3;) aufweist:
einen Stromquellentransistor (Q&sub3;) mit einem
Source-Anschluß, der mit der Schaltungsmasse gekoppelt ist, einem
Drain-Anschluß, der mit den Source-Anschlüssen des ersten
und des zweiten Verstärkertransistors (Q&sub1;, Q&sub2;) gekoppelt
ist, und einem Gate-Anschluß, der mit einem zweiten
variablen Spannungspotential (VIbias) mit einer vorbestimmten
Größe gekoppelt ist, um den Stromfluß durch den ersten und
den zweiten Verstärkertransistor (Q&sub1;, Q&sub2;) einzustellen.
6. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 2, der weiterhin aufweist:
eine Einrichtung (Csmp) zum Speichern eines
Ladungssignals mit einer Größe, die linear mit einer Größe des
Ausgangssignals des Strahlungsdetektors zusammenhängt;
eine Einrichtung (Q&sub8;), die zwischen den
Pufferverstärker-Ausgangsanschluß und die Speichereinrichtung (Csmp)
gekoppelt ist und zum periodischen Aufprägen des
Ladungssignals auf die Speichereinrichtung dient, und
eine Einrichtung (Q&sub1;&sub0;, Q&sub1;&sub1;, R&sub1;, R&sub2;), die mit der
Speichereinrichtung gekoppelt ist und zum periodischen Abgeben
eines Spannungsignals mit einer Größe, die linear auf die
Größe des Ausgangssignals des Strahlungsdetektors bezogen
ist, dient.
7. Kapazitiv rückgekoppelter Transimpedanz-Verstärker
nach Anspruch 6, wobei der Transimpedanz-Verstärker aus
GaAs besteht und bei dem die Aufprägungseinrichtung (Q&sub8;)
ein MISFET-GaAs-Transistor mit einem Drain- und einem
Source-Anschluß ist, die zwischen den Ausgangsanschluß des
Pufferverstärkers und die Speichereinrichtung (Csmp)
geschaltet sind, wobei der MISFET-GaAs-Transistor weiterhin
einen Gate-Anschluß besitzt, der mit einem Taktsignal (Φ2)
gespeist wird, das den MISFET-GaAs-Transistor periodisch
zum Leiten veranlaßt, wodurch die Speichereinrichtung
(Csmp) mit dem Ausgangssignal des Pufferverstärkers
beaufschlagt wird.
8. Verfahren zum Bestimmen einer Größe eines
Ausgangssignals eines IR-Detektors über ein vorbestimmtes
Zeitintervall mit Hilfe eines kapazitiv rückgekoppelten
Transimpedanz-Verstärkers (CTIA) mit einem Eingang, der mit dem
Ausgangssignal des IR-Detektors gespeist wird, mit den
Schritten:
(a) Rücksetzen des kapazitiv rückgekoppelten
Transimpedanz-Verstärkers (CTIA) auf einen anfänglichen
Betriebszustand durch Koppeln des Eingangs des
Transimpedanz-Verstärkers mit einem vorbestimmen
Spannungspotential mit Hilfe einer ersten
Kopplungseinrichtung (Q&sub0;), während ein Ausgang des
Transimpedanz-Verstärkers mit Hilfe einer zweiten
Kopplungseinrichtung (Q&sub9;) mit einem vorbestimmten
Referenzspannungspotential (Vrst) gekoppelt wird,
das sich von der vorbestimmten Spannung
unterscheidet und zum Rücksetzen des Ausgangs des
Transimpedanz-Verstärkers auf ein gewünschtes
Betriebsspannungspotential dient;
Abkoppeln des Eingangs des
Transimpedanz-Verstärkers von dem vorbestimmten Potential; und
Abkoppeln des Ausgangs des
Transimpedanz-Verstärkers von dem vorbestimmten
Referenzspannungspotential (Vrst);
(b) Abtasten eines Ausgangssignals des kapazitiv
rückgekoppelten Transimpedanz-Verstärkers (CTIA)
zur Bestimmung einer anfänglichen Größe des
Ausgangssignals des Transimpedanz-Verstärkers;
(c) Speichern der anfänglichen Größe;
(d) Auslesen der anfänglichen Größe;
(e) Abtasten des Ausgangssignals des kapazitiv
rückgekoppelten Transimpedanz-Verstärkers (CTIA) zur
Bestimmung einer abschließenden Größe des
Ausgangssignals im wesentlichen am Ende des
vorbestimmten Zeitintervalls;
(f) Speichern der abschließenden Größe; und
(g) Lesen der abschließenden Größe,
wobei das Ausgangssignal des Transimpedanz-Verstärkers
während der Durchführung der Schritte (a) bis (g) zu dem
Eingang des Transimpedanz-Verstärkers über eine
Rückkopplungskapazität (Cf) rückgekoppelt wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Schritt des
Auslesens der anfänglichen Größe im wesentlichen
unmittelbar vor dem Schritt der Abtastung der abschließenden Größe
durchgeführt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem der
kapazitiv rückgekoppelte Transimpedanz-Verstärker (CTIA) aus
GaAs-Transistoren besteht und bei dem die Schritte der
Abtastung durch Erregung bzw. Ansteuerung eines MISFET-GaAs-
Transistors (Q&sub8;) zum Anlegen des Verstärker-Ausgangssignals
an einen Abtast- und Halte-Speicherkondensator (Csmp)
erzielt werden.
11. Verfahren nach Anspruch 8, 9 oder 10, das weiterhin
einen Schritt des Subtrahierens der anfänglichen Größe des
Ausgangssignals von der abschließenden Größe des
Ausgangssignals enthält, wodurch zumindest eine
1/f-Rauschkomponente des Ausgangssignals im wesentlichen beseitigt wird.
12. Verfahren nach Anspruch 8, 9, 10 oder 11, bei dem der
kapazitiv rückgekoppelte Transimpedanz-Verstärker (CTIA)
aus MISFET-, HEMT-, SDHT- oder MODFET-Transistoren besteht
und bei dem die Schritte der Abtastung durch Erregung bzw.
Ansteuerung eines MISFET-GaAs-Transistors (Q&sub8;) zum Anlegen
des Verstärker-Ausgangssignals an einen Abtast- und Halte-
Speicherkondensator (Csmp) erzielt werden.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/151,845 US4868902A (en) | 1988-02-03 | 1988-02-03 | GaAs capacitive feedback transimpedance amplifier |
PCT/US1988/004606 WO1989007365A1 (en) | 1988-02-03 | 1988-12-27 | GaAs CAPACITIVE FEEDBACK TRANSIMPEDANCE AMPLIFIER |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3851332D1 DE3851332D1 (de) | 1994-10-06 |
DE3851332T2 true DE3851332T2 (de) | 1995-04-13 |
Family
ID=22540468
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3851332T Expired - Lifetime DE3851332T2 (de) | 1988-02-03 | 1988-12-27 | Kapazitiv rückgekoppelter gaas-transimpedanzverstärker. |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4868902A (de) |
EP (1) | EP0372018B1 (de) |
JP (1) | JPH0612299B2 (de) |
DE (1) | DE3851332T2 (de) |
IL (1) | IL88870A (de) |
WO (1) | WO1989007365A1 (de) |
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1988
- 1988-02-03 US US07/151,845 patent/US4868902A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-27 DE DE3851332T patent/DE3851332T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-27 WO PCT/US1988/004606 patent/WO1989007365A1/en active IP Right Grant
- 1988-12-27 JP JP1502630A patent/JPH0612299B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-27 EP EP89902710A patent/EP0372018B1/de not_active Expired - Lifetime
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1989
- 1989-01-03 IL IL88870A patent/IL88870A/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4868902A (en) | 1989-09-19 |
JPH02503858A (ja) | 1990-11-08 |
EP0372018B1 (de) | 1994-08-31 |
WO1989007365A1 (en) | 1989-08-10 |
JPH0612299B2 (ja) | 1994-02-16 |
DE3851332D1 (de) | 1994-10-06 |
EP0372018A1 (de) | 1990-06-13 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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