DE2736136A1

DE2736136A1 - Signaluebertragungsnetzwerk

Info

Publication number: DE2736136A1
Application number: DE19772736136
Authority: DE
Inventors: Jun Roy Baxter Blake; Iii James Degoulard Gwatkin; Judy Pat Magee; Glendon Russell Porter
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-08-16
Filing date: 1977-08-11
Publication date: 1978-02-23
Also published as: CA1084642A; IT1084404B; JPS5323504A; FR2362535B1; AU2781677A; BE857661A; ES461618A1; SE7708932L; AU514331B2; NL7708975A; SE424127B; GB1563541A; IL52705A0; DE2736136C3; DE2736136B2; FR2362535A1; US4074087A

Description

BLUMBACH · WESER · BERGLK ♦ KRAMER

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Patentconsul; RadüCkestraGc- 45 8000 München 60 Telefon (069) β83603/βΒ3604 Telex OS-212313 Telegramme Patentconsull Patentconsult Sonnenberger Straf e 45 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsull

Blake, R.B. 2-1-1-1

Signalübertragungsnetzwerk

Die Erfindung betrifft ein Signalübertragungsnetzwerk mit einem Transformator, dessen Primärwicklung das Signalübertragungsnetzwerk mit einer Zweidraht-Übertragungseinrichtung verbindet und dessen Sekundärwicklung mit einem ersten Anschluß mit einem Bezugspotential verbunden ist, mit einem Verstärker, der einen ersten und zweiten Eingang sowie einen Ausgang besitzt und abgehende Signale verstärkt, wobei der erste Eingang mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, und mit einer Einrichtung, die mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist und dem Signalübertragungsnetzwerk ankommende Signale zuführt.

In Fernsprechanlagen und ähnlichen Nachrichtenübertragungsanlagen ist es häufig erforderlich, Signale zu verstärken, die über einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg laufen.

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München: R. Kramer Dipl.lng. . W. Weser Dipi-Phys. Dr. rer. net. · P. Hirsch Dipl.-Ing. . H. P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nat. Wiesbaden: P. G. Blurr.bacn Dipl.-Ing. . P. Bergen Dipl. Ing Dr. tür. · G. Zwirnor Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

Außerdem ist es häufig nötig, einen doppelten gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg mit einem Vierdraht-Übertragungsweg zu verbinden, der einen ankommenden und einen abgehenden Weg enthält. Eine Signalverstärkung auf einem doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg wird üblicherweise unter Verwendung von Gabelschaltungen realisiert, die Signale auf dem Zweidrahtweg an getrennte, einseitig gerichtete Wege mit je einem einseitig gerichteten Verstärker koppeln. Entsprechende Anordnungen werden für eine Übertragungswegkopplung von Zwei-auf Vierdraht und Vier- auf Zweidraht benutzt mit der Ausnahme, daß nur eine Gabelschaltung benötigt wird. Bisher wurden besondere Transformatoren und Präzisions- Symmetriernetzwerke in Gabelschaltungsanordnungen verwendet. Eine solche Verwendung von Transformatoren und Symmetriernetzwerken ist wegen der Kosten, Größe sowie der Schwierigkeit unerwünscht, die die Einstellung der Symmetrierschaltung bei Anpassung an die Impedanz der ankommenden Leitungen bietet. Es sind zwar in letzter Zeit zu diesem Zweck auch automatische Symmetriernetzwerke entwickelt worden, deren Kompliziertheit und Aufwand jedoch ihren Einsatz begrenzen.

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Es wurden sogenannte elektronische Gabelanordnungen vorgeschlagen, um einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg an einen Vierdrahtweg mit zwei einseitig gerichteten Wegen anzukoppeln, die gegebenenfalls zur Verstärkung der Signale auf dem doppelt gerichteten Weg Verstärkungseinrichtungen enthalten. In einer solchen elektronischen Gabel werden ein erster und zweiter Transformator zur Einschaltung einseitig gerichteter Verstärker stufen in den doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg benutzt. Signale aus einer ersten Richtung werden von einem ersten Zweidrahtweg über den ersten Transformator an eine erste eire eitig gerichtete Verstärker stufe und dann über den zweiten Transformator an einen zweiten Zweidrahtweg gegeben. Entsprechend werden Signale aus einer zweiten Richtung von einem zweiten Zweidrahtweg über den zweiten Transformator an eine zweite einseitig gerichtete Verstärkerstufe und dann über den ersten Transformator an den ersten Zweidrahtweg gegkoppelt, wodurch eine Verstärkung für bei de Übertragungsrichtungen auf dem doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg erzielt wird.

Eine Schwierigkeit bei dieser bekannten Anordnung besteht darin« daß ein Teil des Signals jeder Übertragungsrichtung auf

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dem Zweidrahtweg an der Verstärkerstufe für die jeweils entgegengesetzte Übertragungsrichtung erscheint und dort verstärkt wird. Das heißt, es tritt ein gewisses Übersprechen zwischen den in beiden Richtungen übertragenen Signalen auf, wodurch sich Fehlersignale ergeben. Demgemäß sind die Ausgangssignale der Verstärkerstufen durch die sogenannten Fehlersignale verzerrt. Es sind mehrere sogenannte gabelfreie, doppelt gerichtete Wiederholverstärker vorgeschlagen worden, bei denen versucht wird, den Einfluß dieser Fehlersignale möglichst klein zu machen. Bei einer speziellen Schaltung wird ein Teil des am Ausgang jeder einseitig gerichteten Verstärkerstufe erzeugten Signals an einen Eingang der anderen, einseitig ge richteten Verstärkerstufe gegeben, wo es mit dem Eingangssignal des zugeordneten Transformators kombiniert wir4 um zu versuchen, das Fehlersignal auszulöschen, welches über dem der Verstärkerstufe zugeordneten Transformator erzeugt wird. Dies wird unter Verwendung von Widerstandselementen erreicht, die einen Teil jedes Verstärkerausgangssignals an einen Eingang des anderen Verstärkers ankoppeln. Eine Schwierigkeit dieses Lösungsversuches ergibt sich daraus, daß die Verwendung von ohmschen Widerstandselementen keine Kompensation der komplexen Impedanz bewirkt, die die meisten Übertragungswege, beispielsweise Zweidraht-

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Fernsprechleitungen oder ähnliche Leitungen besitzen, oder der komplexen Impedanz, die die Koppeltransformatoren darbieten. Demgemäß sind die bekannten Schaltungen bestenfalls auf Anwendungsfälle mit einer Anschaltung an rein ohmsche Widerstände im Unterschied zu komplexen Impedanzen von realen Fernsprechleitungen beschränkt. Tatsächlich ist diese bekannte gabelfreie, zweiseitig gerichtete Verstärkerschaltung bekannt für häuf ige Instabilitäten. Wenn sie zur Realisierung praktischer Verstärkungswerte bei realen Fernsprechleitungen verwendet wird, können Schwingungen auftreten, Echosignale verursacht werden oder beides.

Diese Schwierigkeiten der bekannten Anordnung können teilweise durch Verwendung eines Leitungs-Nachbildungsnetzwerkes gemildert werden, und zwar in dem Versuch, den Übertragungsweg rein ohmisch erscheinen zu lassen. Die Verwendung eines Leitungs-Nachbildungsnetzwerkes ist wegen der Kosten und der Schwierigkeit der Einstellung unerwünscht. Außerdem kompliziert eine Wechselwirkung zwischen der Verstärkungs- und Impedanzeinstellung bei solchen bekannten Anordnungen die Einstellvorgänge weiter. Darüber hinaus würde sich durch das Leitungs-Nachbildungsnetzwerk immer noch

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keine Kompensation für die komplexe Impedanz des Koppeltransformators ergeben. Tatsächlich werden bei Verwendung, eines Leitungs-Nachbildungsnetzwerkes im Übertragungsweg zusätzliche Verzerrungskomponenten zu den Übertragenen Signalen hinzugefügt, die notwendigerweise eine weitere Dämpfungsentzerrung erforderlich machen, wodurch wiederum der Aufwand und die Kosten für den gabelfreien, doppelt ge richteten Verstärker ansteigen.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, diese Schwierigkeiten zu überwinden. Zur Lösung geht die Erfindung aus von einem Signalübertragungsnetzwerk der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zwischen die Eingangssignal-Zuführungseinrichtung und den zweiten Eingang des Verstärkers geschaltet ist und eine vorgeschriebene komplexe Übertragungskennlinie zur Erzeugung eines Signals besitzt, das im wesentlichen ein Abbild eines Fehlersignals ist, welches über der Sekundärwicklung des Transformators aufgrund der ankommenden Signale wegen komplexer Impedanz komponenten der Zweidraht-Übertragungseinrichtung bei Anschaltung an die Primärwicklung des Transformators erzeugt wird, und daß das Abbildsignal und das Fehlersignal durch den Verstärker algebraisch addiert werden, um im wesentlichen

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eine Auslöschung des Fehlersignals zu bewirken, so daß unerwünschte Teile des ankommenden Signals im wesentlichen von den Ausgangssignalen des Verstärkers eliminiert werden.

Entsprechend einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Koppeltransformator benutzt, um einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg oder -einrichtung mit einem Vierdraht-Übertragungsweg oder einer Vierdraht-Übertragungseinrichtung zu verbinden, die einen abgehenden und einen ankommenden Weg enthält, welche je eine Verstärkerstufe aufweisen können. Die abgehende Verstärkerstufe besitzt einen ersten und einen zweiten ingang sowie einen Ausgang, wobei der erste Eingang mit einer Wicklung des Koppeltransformators verbunden ist. Entsprechend enthält die ankommende Verstärkerstufe einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang, der mit der Wicklung des Koppeltransformators verbunden ist. Ein Fehlersignal, das über der Üb er trager wicklung wegen der komplexen Impedanz des Zweidraht-Übertragungsweges und der komplexen Impedanz des Koppeltransformators aufgrund von Signalen von der ankommenden Verstärker stufe erzeugt wird, wird entsprechend einem Merkmal der Erfindung durch Verwendung eines aktiven Auslöschnetzwerkes kompensiert, das eine

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komplexe Übertragungskennlinie zirErzeugung eines !Compensations signals besitzt, welches im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals ist. Das aktive Auslöschnetzwerk liegt zwischen dem Ausgang des ankommenden Verstärkers und dem zweiten Eingang des abgehenden Verstärkers, so daß das Abbildsignal der abgehenden Verstärker stufe zugeführt wird, wo es algebraisch mit dem Fehlersignal zur Erzeugung eines Ausgangssignals kompensiert wird, das im wesentlichen frei von Fehlersignalkomponenten ist, die durch ein Übersprechen der ankommenden Signale auf den abgehenden Weg im Verstärker verursacht werden.

Bei einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein aktives Auslöschungsnetzwerk mit einer komplexen Übertragungscharakteristik vierter Ordnung verwendet, d. h., eine Funktion für die Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz, die ein erstes Pol-Nullstellenpaar besitzt, das im wesentlichen zur Nachbildung der komplexen Impedanz des Koppeltransformators dient und die Übertragungscharakteristik des Auslöschungsnetzwerkes in einem niedrigen Frequenzbereich beeinflußt, sowie ein zweites Pol-Nullstellenpaar, das von den mechanischen Abmessungen des Zweidraht-Übertragungsweges abhängt und die Übertragungscharakteristik des Auslöschungsnetzwerkes im niedrigen bis mittleren Frequenzbereich beeinflußt, und ein

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quadratisches Paar von Polstellen sowie ein quadratisches Paar von Nullstellen, die die Übertragungscharakteristik des Auslöschungsnetzwerkes im hohen Frequenzbereich beeinflussen. Einzelne Pol-Nullstellenpaare sind selektiv einstellbar, um die Funktion für die Abhängigkeit der Dämpfung von der Frequenz bei dem Auslöschungsnetzwerk, d.h., die Übertragungscharakteristik an spezielle Eigenschaften des jeweiligen Zweidraht-Übertragungsweges anzupassen, mit dem der Verstärker nach der Erfindung verbunden ist, beispielsweise die Kapazität und den Drahtdurchmesser.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein sogenanntes Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk mit einer komplexen Übertragungskennlinie zweiter Ordnung verwendet, d. h. eine Funktion für die Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz, die die komplexe Impedanz des Koppeltransformators und die komplexe Impedanz eines Fernsprechvermittlungsnetzwerkes nachbil det. Die Übertragungscharakteristik des Kompromiß-Auslöschungsnetzwerke s enthält ein erstes und ein zweites Pol-Nullstellenpaar zur Nachbildung einer sogenannten Zweidraht-Amtseinrichtung, die durch einen festen Widerstand mit bekanntem Wert in Reihe mit einem festen Kondensator mit bekanntem Wert und die Kennlinie des Koppeltransformators

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dargestellt werden kann.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung werden Signale auf einem zweiseitig gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg oder -einrichtung unter Verwendung eines ersten und zweiten Koppeltransformators verstärkt, die eine und zweite Verstärkerstufe mit einem ersten und zweiten Zweidraht-Übertragungsweg verbindet. Jede Verstärker stufe besitzt einen ersten und zweiten Eingang sowie einen Ausgang. Ein erster Eingang des ersten Verstärkers ist mit einer Wicklung des ersten Koppeltransformators und der Ausgang ist mit einer Wicklung des zweiten Koppeltransformators verbunden. Entsprechend ist der erste Eingang des zweiten Verstärkers mit der Wicklung des zweiten Koppeltransformators und der Ausgang mit der Wicklung des ersten Koppeltransformators verbunden. Ein erstes aktives Auslöschungsnetzwerk mit einer komplexen Übertragungscharakteristik ist zwischen den Ausgang des zweiten Verstärkers und den zweiten Eingang des ersten Verstärkers gelegt. Entsprechend ist ein zweites aktives Auslöschungsnetzwerk mit einer komplexen Übertragungscharakteristik zwischen den Ausgang des ersten Verstärkers und den zweiten Eingang des zweiten Verstärkers gelegt. Das erste aktive Auslöschungsnetzwerk besitzt eine

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komplexe Übertragungscharakteristik, die die komplexe Impedanz des ersten Zweidraht-Übertragungsweges und die komplexe Impedanz des ersten Koppeltransformators nachbildet, während das zweite aktive Auslöschungsnetzwerk eine komplexe Übertragungscharakteristik hat, die die komplexe Impedanz des zweiten Zweidraht-Übertragungsweges und des zweiten Koppeltransformators nachbildet. Das erste und zweite Auslöschungsnetzwerk erzeugen Signale, die im wesentlichen gleich oder Abbilder von Fehlersignalen sind, die über der ersten bzw. zweiten Transformatorwicklung erzeugt werden, und zwar wegen der komplexen Impedanz, die den Wicklungen vom ersten und zweiten Zweidraht-Übertragungsweg dargeboten wird sowie wegen der komplexen Impedanz des ersten bzw. zweiten Transformators aufgrund von Signalen vom Ausgang des zweiten bzw. ersten Verstärkers. Dann werden die Abbildsignale algebraisch mit dem entsprechenden abgehenden Signal einschließlich von Fehlersignalen durch den ersten und zweiten Verstärker addiert, so daß sich in jeder Übertragungsrichtung abgehende Signale ergeben, die im wesentlichen frei von Fehlersignalkomponenten sind.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

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Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild des Aus

führungsbeispiels der Erfindung zur Ankopplung einer Zweidraht-Übertragungseinrichtung an eine Vierdraht-Übertragungseinrichtung;

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines

weiteres Ausführungsbeispiels der Erfindung zur Verstärkung von Signalen auf einer doppelt gerichteten Zweidraht- Übertragungseinrichtung;

Fig. 3 Einzelheiten eines aktiven Auslöschungsnetz

werkes, das bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 verwendet werden kann;

Fig. 4 Einzelheiten eines weiteren Auslöschungsnetz

werkes, das ebenfalls bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 verwendet werden kann;

Fig. 5 Einzelheiten der Verstärkereinheiten, die

bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 benutzt werden.

Fig. 1 zeigt anhand eines vereinfachten Blockschaltbildes einen sogenannten gabelfreien Sprachfrequenz-Wiederholverstärker zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Das

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Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 ist zur Ankopplung eines doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweges bzw. einer entsprechenden Einrichtung, beispielsweise einer Zweidraht-Fernsprechleitung, an einen Vierdraht-Übertragungsweg bzw. eine entsprechende Einrichtung vorgesehen, und zwar in erster Linie zur Verwendung in Verbindung mit belasteten Fernsprechleitungen bekannter Art, beispielsweise Zweidraht-Kabeln mit Drähten von 19, 22, 24, 25 und 26 nach AWG-Drahtlehre. Die Grundgedanken der hier beschriebenen Erfindung sind jedoch nicht auf belastete Kabel beschränkt, sondern lassen sich in gleicher Weise auf nichtbelastete Fernsprechübertragungseinrichtungen anwenden.

In Fig. 1 ist ein Koppeltransformator 101 dargestellt, der eine Primärwicklung 102 und eine Sekundärwicklung 103 besitzt. In der Wicklung 102 ist ein sogenannter Mittelpunktkondensator 104 enthalten, der in bekannter Weise zur Gewinnung der Zeichengabe-Informationen benutzt wird. Der Transformator 101 verbindet einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg oder eine entsprechende Einrichtung, beispielsweise eine belastete Zweidraht-Fernsprechleitung mit einem Vierdraht-Übertragungsweg oder einer entsprechenden Einrichtung ebenfalls bekannter Art, die einen abgehenden Weg 105 und einen

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abgehenden Weg 106 besitzt. Der Transformator 101 kann einer der zahlreichen bekannten Koppelübertrager mit vorzugsweise einem Windungsverhältnis von 1:1 sein.

Ein erster Anschluß der Wicklung 103 ist mit einem Bezugspotential, beispielsweise Erdpotential verbunden, und ein zweiter Anschluß der Wicklung 103 liegt an einem ersten Eingang 110 einer Verstärkereinheit 111 und einem ersten Anschluß eines Widerstands 112. Der Ausgang 113 der Verstärkereinheit 111 ist an einen abgehenden Weg 105 anschaltbar. Auf entsprechende Weise ist ein erster Eingang 115 einer Verstärkereinheit 116 an den ankommenden Weg 106 anschaltbar, während der zweite Eingang 117 an einem Bezugspotential, beispielsweise Erdpotential liegt. Der Ausgang 118 der Verstärkereinheit 116 ist mit dem zweiten Anschluß des Widerstandes 112 und dem Eingang eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes 120 verbunden. Der Ausgang dieses Netzwerkes 120 liegt am zweiten Eingang 121 der Verstärkereinheit 111. Es sei daraufhingewiesen, daß die Verstärkereinheiten 111 und 116 im wesentlichen einseitig gerichtete Differenzverstärker mit verhältnismäßig niedrigem Ausgangswiderstand sind.

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Einzelheiten der Verstärkereinheiten, die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt werden, sind in der nachfolgend noch zu beschreibenden Fig. 5 dargestellt. Einzelheiten aktiver Auslöschungsnetzwerke, die als Auslöschungsnetzwerk 120 benutzt werden können, sind in Fig. 3 und 4 gezeigt, die ebenfalls später noch zu beschreiben sind.

In der Praxis wird eine Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel an die a- und b-Anschlüsse T und R der Wicklung 102 des vorliegenden Verstärkers angeschaltet. Außerdem ist es wünschenswert, daß ein sogenannter Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) zusätzlich an die Anschlüsse T und R geschaltet wird, um den Kapazitätswert der angeschalteten Fernsprecheinrichtung auf den einer vorgeschriebenen Kabellänge zu bringen. Demgemäß erscheint die komplexe Impedanz des Zweidraht-Übertragungsweges, d.h., des Fernsprechkabels, einschließlich des Nachbildungskondensators und der komplexen Impedanz des Transformators an der Wicklung 103 als Z (s).

Über derWicklung 103 entsteht, wie sich noch zeigen wird, aufgrund ankommender Signale Vin von der Verstärkereinheit

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116 ein Fehlersignal VE, nämlich

VE . Vin

1+R/Z(s)

wobei Vin das Ausgangs signal der Verstärkereinheit 116, R der Wert des Widerstandes 112 und Z(s) die komplexe Impedanz, gesehen in Richtung zur Wicklung 103 sind, wenn eine Zweidraht-Übertragungseinrichtung an die Anschlüsse T und R der Wicklung 102 des Transformators 101 angeschlossen ist.

Das Fehler signal VE wird zusätzlich zum normalen Ausgan gssignal der doppelt gerichteten Übertragungseinrichtung an den Eingang 110 der Verstärkereinheit 111 geliefert. Das heißt, ein Teil des auf dem Weg 106 ankommenden Signals wird über den Transformator 101 auf den abgehenden Weg 105 gekoppelt. Man beachte, daß, da der Ausgangswiderstand der Verst ärkereinheit 116 praktisch Null ist, die normalen abgehenden Signale im wesentlichen vom ankommenden Weg 106 isoliert sind. Das ist dem Fachmann bekannt. In der Praxis werden Schnittstellen zwischen dem Wiederholverstärker und der Vierdraht-Übertragungseinrichtung, d.h. den Wegen 105 und 106 benutzt, um eine gute Impedanzanpassung sicherzustellen.

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Entsprechend einem Merkmal der Erfindung wird ein unerwünschtes Fehlersignal VE im abgehenden Signal der Verstärkereinheit 111 durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes 120 auf ein Minimum gebracht, das ein Signal erzeugt, welches das Fehlersignal VE gemäß Gleichung 1) im wesentlichen nachbildet. Dies wird durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes erreicht, das eine komplexe Übertragungscharakteristik im wesentlichen gleich

G(s) = (2)

1+R/Z(s)

besitzt, wobei Z(s) die komplexe Impedanz über der Wicklung 103 ist, wenn der Wiederholverstärker an eine Zweidraht-Übertragungseinrichtung angeschlossen ist, und R der Wert des Widerstandes 112 ist. Man beachte, daß dieser Wert des Widerstandes 112 so gewählt ist, daß die Impedanz, gesehen in Richtung zur Wicklung 102, gleich der eines erwünschten Abschlusses für die Übertragungsleitung ist. Beispielsweise ist für ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel ein Abschluß von 900 Ohm zuzüglich 2,15 Microfarad erwünscht.

Das Auslöschungsnetzwerk 120 mit einer komplexen Übertragungscharakteristik G(s) spricht auf ankommende Signale Vin

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am Ausgang 118 der Verstärkereinheit 116 an, und erzeugt ein Signal, das im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals VE ist. Dieses Abbildsignal gelangt zum Eingang 121 der Verstärkereinheit 111 und wird dort algebraisch mit den normalen abgehenden Signalen und den zum Eingang 111 geführten Fehlersignal VE kombiniert, so daß sich am Ausgang 113 ein Signal ergibt, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist. Das fehlerfreie Ausgangssignal wird dann zum abgehenden Weg 105 gegeben.

Fig. 2 zeigt in vereinfachter Form einen weiteren gabelfreien doppelt gerichteten Sprachfrequenz-Wiederholverstärker als zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Verstärkung von sprachfrequenten Signalen auf einer doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungseinri chtung. Dieses Ausftihrungsbeispiel der Erfindung ist wiederum in erster Linie für belastete Zweidraht-Fernsprechkabel vorgesehen, kann aber in gleicher Weise für nichtbelastete Zweidraht-Fernsprechkabel benutzt werden.

In Fig. 2 sind Koppeltransformatoren 201 und 202 dargestellt, die den Wiederholverstärker an doppelt gerichtete Zweidraht-Übertragungseinrichtungen A bzw. B ankoppeln. Beide Ein-

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richtungen A und B sind Zweidraht-Fernsprechübertragungsleitungen, vorzugsweise belasteter Art. Der Transformator

201 weist eine Primärwicklung 203 und eine Sekundärwicklung 204 auf. Die Wicklung 203 beinhaltet einen sogenannten Mittelpunktkondensator 205 zur Gewinnung der Zeichengabeinformationen. Auf entsprechende Weise enthält der Transformator

202 eine Primärwicklung 206 und eine Sekundärwicklung 207. Die Wicklung 206 besitzt wiederum einen Mittelpunktkondensator 208, der ebenfalls zur Gewinnung von Zeichengabeinformationen vorgesehen ist. Zusätzlich werden in bekannter Weise Schutzdioden (nicht gezeigt) über die Sekundärwicklungen der Transformatoren 201 und 202 geschaltet, um einen Schutz des Wiederholverstärkers für Spannungsspitzen zu bewirken.

Ein erster Anschluß der Wicklung 204 des Transformators 201 ist an ein Bezugspotential, beispielsweise Erde gelegt, während ein zweiter Anschluß der Wicklung 204 mit einem ersten Eingang 212 der einseitig gerichteten Verstärkereinheit 213 verbunden ist. Deren Ausgang 214 liegt über einen Widerstand 215 an der Wicklung 207 des Koppeltransformators 202 und an einem Eingang des aktiven Auslöschungsnetzwerkes 216. Auf entsprechende Weise ist ein Eingang der Wicklung 207 des Transformators mit einem Bezugspotential, beispielsweise Erde verbunden,

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während ein zwe iter Anschluß am Eingang 220 der einseitig gerichteten Verstärkereinheit 221 liegt. Deren Ausgang 222 ist über einen Widerstand 223 mit der Wicklung 204 des Transformators 201 sowie mit einem Eingang eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes 224 verbunden. Der Ausgang des Auslöschungsnetzwerkes 224 liegt an einem zweiten Eingang 225 der Verstärkereinheit 213. Auf entsprechende Weise ist der Ausgang des aktiven Auslöschungsnetzwerkes 216 mit dem zweiten Eingang 226 der Verstärkereinheit 221 verbunden. Einzelheiten der Verstärkereinheiten 213 und 221, die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt werden können, sind ebenfalls in Fig. 5 gezeigt, während Einzelheiten der aktiven Auslöschungsnetzwerke 216 und 224, die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden können, in Fig. 3 und 4 gezeigt sind, die später noch beschrieben werden sollen.

In der Praxis ist eine Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung A, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel zwischen die Anschlüsse T und R der Wicklung 203 des Transformators 201 geschaltet. Wie oben angegeben, ist es außerdem erwünscht, daß ein sogenannter Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) über den Anschlüssen T und R der

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Wicklung 203 bei Anschluß an einen kurzen Kabelabschnitt liegt, um den Kapazitätswert des kurzen Kabelabschnittes auf den einer vorgeschriebenen Kabellänge zu bringen. Entsprechend ist eine Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung B, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel an die Anschlüsse T und R der Wicklung 206 des Transformators 202 angeschlossen. Wiederum ist es erwünscht, daß ein Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) an den Anschlüssen T und R der Wicklung 206 liegt, wenn ein kurzer Kabelabschnitt angeschlossen ist, um den Kapazitätswert der Fernsprechübertragungseinrichtung B auf den einer vorgeschriebenen Kabellänge zu bringen. Demgemäß erscheint die komplexe Impedanz der an die Wicklung 203 angeschlossenen Zweidraht-Übertragungseinrichtung A einschließlich gegebenenfalls des Nachbildungskondensators zusammen mit der komplexen Impedanz des Transformators 208 an der Sekundärwicklung 204, nämlich die Impedanz Z(s)A. Entsprechend erscheint die komplexe Impedanz der an die Wicklung 206 angeschlossenen Zweidraht-Übertragungseinrichtung B einschließlich gegebenenfalls des Nachbildungskondensators zusammen mit der komplexen Impedanz des Transformät ors 202 an der Wicklung 207, nämlich die Impedanz Z(s)B. Es ergibt sich dann, daß ein Fehlersignal VEA über der Wicklung 204 des Transformators 201 aufgrund eines Signals VOB am Ausgang 222 der

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Verstärkereinheit 221 erzeugt wird, beispielsweise

VEA = VOB ( - ) (3)

l+RA/Z(s)A

wobei RA der Wert des Widerstandes 223 und Z(s)A die komplexe Impedanz über der Wicklung 204 bei Anschaltung der Fernsprecheinrichtung A an die Anschlüsse T und R der Wicklung 203 sind. Entsprechend wird ein Fehlersignal VEB über der Wicklung 207 des Transformators 202 aufgrund eines Signals VOA am Ausgang 214 der Verstärkereinheit 213 erzeugt, nämlich

VEB = VOA ( ) (4)

l+RB/Z(s)B

wobei RB der Wert des Widerstandes 215 und Z(s)B die Impedanz über der Wicklung 207 bei Anschluß der Fernsprecheinrichtung B an die Anschlüsse T und R der Wicklung 206 des Transformators 202 sind. Man beachte wiederum, daß, da die Ausgangsimpedanz der Verstärkereinheiten 213 und 226 extrem klein ist, nämlich praktisch Null, die normalerweise in den beiden Richtungen, nämlich von A nach B und B nach A übertragenen Signale im wesentlich von der jeweils entgegengesetzten Übertragungsrichtung getrennt sind. Es

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werden jedoch über de η entsprechenden Transformatorwicklungen erzeugte Fehlersignale VEA und VEB an die Eingänge 212 und 220 der Verstärkereinheiten 213 bzw. 221 angelegt, was normalerweise dazu führen würde, daß in unerwünschter Weise Fehlersignale in der entgegengesetzten Richtung übertragen werden.

Entsprechend einem Merkmal der Erfindung wird das unerwünschte Fehlersignal VEA auf dem Übertragungsweg von A nach B durch Verwendung des aktiven Auslöschungsnetzwerkes 224 auf ein Minimum gebracht, das ein Signal erzeugt, welches das FeMersignal VEA gemäß Gleichung 3) praktisch nachbildet. Dies wird erreicht durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes mit einer komplexen Übertragungscharakteristik im wesentlichen gleich

G(s) A ^l* (5)

1+RA/ Z(S)A

Das aktive Auslöschungsnetzwerk 224 mit der Übertragungscharakteristik G(s)A erzeugt aufgrund von Signalen am Ausgang 222 der Verstärkereinheit 221 ein Signal, das praktisch ein Abbild des Fehlersignals VEA ist. Dieses Abbildsignal wird zum Eingang 225 der Verstärkereinheit 213 gegeben, und dort

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algebraisch mit den normalen, von A nach B übertragenen Signalen einschließlich des zum Eingang 212 gegebenen Fehler signals VEA kombiniert, so daß sich am Ausgang 214 ein Signal ergibt, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist.

Entsprechend wird das unerwünschte Fehlersignal VEB auf dem Übertragungsweg von B nach A dadurch auf ein Minimum gebracht, daß das aktive Auslöschungsnetzwerk 216 ein Signal erzeugt, das das Fehlersignal VEB gemäß Gleichung 4) praktisch nachbildet. Dies wird durch Verwendung einer Übertragungscharakteristik im wesentlichen entsprechend der folgenden Gleichung erreicht

G(s) B =

l+RB/Z(s)B (6)

Das Auslöschungsnetzwerk 216 mit der Übertragungscharakteristik G(s)B erzeugt aufgrund von Signalen am Ausgang 214 der Verstärkereinheit 213 ein Signal, das im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals VEB ist. Dieses Abbildsignal wird zum Eingang 226 der Verstärkereinheit 221 gegeben, und dort algebraisch mit dem normalerweise von B nach A übertragenen Signal einschließlich des zum Eingang 220 der Verstärkereinheit 221

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gegebenen Fehler signals VEB kombiniert, um am Ausgang 222 ein Signal zu gewinnen, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist.

Es sei wiederum darauf hingewiesen, daß die Werte der Widerstände 215 und 223 so gewählt sind, daß die Impedanz, gesehen in Richtung auf die Wicklungen 203 und 206 der Transformatoren 201 und 202 einschließlich der Mittelpunktkondensatoren 205 bzw. 208 gleich der eines gewünschten Abschlusses der Übertragungsleitung ist. Beispielsweise ist für ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel ein Abschluß mit 900 Ohm zuzüglich 2,15 Mikrofarad erwünscht.

Die Zeichengabeinformation von den Fernsprecheinrichtungen A und B wird an dem vorliegenden Wiederholverstärker über Verbindungen 209 und 210 vorbeigeführt, die Induktionsspulen 211 halten. Die Spulen sind gegensinnig in Reihe geschaltet, um einen hohen induktiven Widerstand in der Umgehungsschaltung sicherzustellen und auf an sich bekannte Weise sprachfrequente Signale zu sperren. Bei niedrigen Frequenzen sind die Induktionsspulen jedoch nicht in der Lage, Frequenz anteil e zu sperren, die unterhalb des normalen Fernsprechbandes liegen, und da Rufstromsignale am Verstärker vorbeigeführt werden müssen,

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gibt es einen kleinen Frequenzbereich, in welchem der Verstärker möglicherweise instabil ist. Diese Neigung in Richtung auf eine Instabilität wird bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch eine Phasenumkehr des Umgehungsweges mit den Verbindung 209 und 210 entsprechend der Darstellung in Fig. 2 beseitigt. Diese Phasenumkehr verhindert eine gegenseitige Unterstützung der niederfrequenten Wechselstrom-Signalkomponenten, die über die Verbindungen 209 und 210 laufen, mit den über die Verstärkereinheiten übertragenen Komponenten, wodurch der Wiederholverstärker weiter stabilisiert wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß die aktiven Auslöschungsnetzwerke 216 und 224 gleiche oder unterschiedliche Schaltungsauslegung abhängig von dem speziellen Verwendungszweck des Verstärkers haben können. Die Schaltungsauslegung kann unterschiedlich sein, wenn eine Seite des Verstärkers beispielsweise an ein Fernsprechvermittlingsnetzwerk und die andere Seite an ein Zweidraht-Fernsprechkabel angeschlossen ist. In einem solchen Anwendungsfall wird das Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk gemäß Fig. 4 auf der Seite des Vermittlingsnetzwerkes und das Auslöschungsnetzwerk gemäß Fig. 3 auf der Seite des Kabels verwendet.

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Fig. 3 zeigt Einzelheiten eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes, das in den doppelt gerichteten Wiederholverstärkern gemäß Fig. 1 und 2 verwendet werden kann. Das Net zwerk gemäß Fig. 3 ist für eine Verwendung in Verbindung mit unterschiedlichen Längen und Durchmessern belasteter Zweidraht-Fernsprechkabel vorgesehen. Die durch die Schaltung gemäß Fig. 3 realisierte Funktion G(s) ist so gewählt, daß sie im wesentlichen gleich der verallgemeinerten komplexen Übertragungscharakteristik gemäß Gleichung 1) ist. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die komplexe Impedanz Z(s) gemäß Gleichung 1) sich mit der jeweils angeschalteten Zweidraht-Fernsprechtibertragungseinrichtung ändert, so daß die Schaltung zur Realisierung von G(s) vielseitig genug sein muß, um eine Anpassung an die zahlreichen, zur Verfügung stehenden Fernsprechkabel zu ermöglichen. In der Praxis besteht der Gütemaßstab für sogenannte Gabelschaltungen darin, daß die normalisierte Dämpfung über die Gabelschaltung größer als 3OdB für die maximal benutzte Kabellänge ist. Es wurde festgestellt, daß die zur Realisierung dieses Ziels erforderliche komplexe Übertragungscharakteristik G(s) eine rationale Funktion vierter Ordnung der Form

- in

- Kl

2 2

(s+pl) (s+p2) (s +2b ω s+to )

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ist, wobei das Pol-Nullstellenpaar (pl, zl) in erster Linie von der komplexen Impedanz des Transformators abhängt und die Übertragungscharakteristik im niederfrequenten Bereich, beispielsweise unterhalb 400 Hz beeinflußt, das Pol-Nullstellenpaar )p2, z2) von dem Kabeldurchmesser abhängt und die Übertragungscharakteristik im niedrigen bis mittleren Frequenzbereich, beispielsweise zwischen 300 Hz und 2800 Hz beeinflußt, und die quadratischen Paare von Pol- und Nullstellen die Übertragungscharakteristik im hochfrequenten Bereich beeinflussen, beispielsweise von 2800 Hz bis 4200 Hz.

Da mehrere unterschiedliche Drahtstärken im Fernsprechnetz verwendet werden, ist es erforderlich, daß das Pol-Nullstellenpaar (p2, z2) einstellbar ist. Es wurde jedoch festgestellt, daß p2 und z2 jeweils nur einen speziellen Wert je Drahtstärke erfordern, und daß der Wert für z2 als konstantes Vielfaches des Wertes von p2 für die meisten Kabelstärken behandelt werden kann. Diese Verwirklichung vereinfacht die Einstellung des Verstärkers in der Praxis sehr. Da die Kabelkapazität im hohen Frequenzbereich am wichtigsten ist und sich für bestimmte Kabelabmessungen unterscheidet, ist es außerdem erforderlich, daß die quadratischen Pol-Nullstellenpaare zur Anpassung an unterschiedliche, spezielle Kabelabmessungen

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ebenfalls einstellbar sind.

Eine Schaltung, die mit Vorteil zur Realisierung der erwünschten Übertragungscharakteristik vierter Ordnung gemäß Gleichung 7) verwendet worden ist, wird in Fig. 3 gezeigt. Vom Ausgang einer zugeordneten Verstärkereinheit werden Signale über den Anschluß 301 einem Spannungsteiler mit den Widerständen 302 und 303 zugeführt, der die Amplitude des Signals einstellt. Das bezüglich seiner Amplitude eingestellte Signal wird über einen Puffer-Verstärker 304 zu einer sogenannten aktiven Biquad-(biquadratischen) Schaltung 305 gegeben, die einen Verstärker 306 und zugeordnete Bauteile entsprechend der Darstellung in Fig. 3 enthält. Der Puffer-Verstärker 304 ist ein sogenannter Operationsverstärker, also ein Differenzverstärker mit hoher Verstärkung, der als nichtinvertierender Verstärker in bekannter Schaltung angeordnet ist. Der Verstärker 304 sorgt für eine Trennung zwischen dem Eingangsspannungsteiler und der Biquad-Schaltung 305.

Die Biquad-Schaltung 305 ist ein aktives AC-Filter mit einem einzigen Verstärker und wird zur Realisierung der quadratischen Pol-Nullstellenpaare gemäß Gleichung 7) verwendet, nämlich

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^K2

. 2 _n 2)
(s +2a ο β+« J
ζ ζ

2 2

(s +2b _ω s+u> )

Einzelheiten der Biquad-Schaltung 305 einschließlich des Verstärkers 306 und der zugeordneten Bauteile sind in der US-Patentschrift 3919654 (11. Nov. 1975) besprochen. Die Widerstände 307, 308 und 309 der Biquad-Schaltung 305 sind veränderbar, um die Widerstandswerte zur Anpassung an Fernsprechkabel unterschiedlicher Stärken einstellen zu können. Die Widerstände 307, 308 und 309 sind zwar als kontinuierlich einstellbar dargestellt, in der Praxis können aber Schalteranordnungen verwendet werden, um die Werte für die verschiedenen Kabelanwendungen einzustellen. Im einzelnen werden die Widerstandswerte gegenüber einem Anfangswert, der zur Anpassung an beispielsweise belastete Zweidraht-Fernsprechkabel mit 19, 22, 24 und 26 AWG gewählt ist, verringert, um eine Anpassung an ein Zweidraht-Fernsprechkabel mit 25 AWG zu erreichen, das üblicherweise als MAT-Kabel ( Metropolitan Area Trunk) bezeichnet wird. Die Widerstandswerte werden so verringert, daß die Grenzfrequenz oder Resonanzfrequenz der Biquad-Schaltung 305 zu einer höheren Frequenz verschoben wird, wodurch sich eine genauere Anpassung an die komplexe Frequenzcharakteristik

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des belasteten Zweidraht-Fernsprechkabels mit 25 AWG ergibt.

Das Ausgangssignal der Biquad-Schaltung 305 wird einem Kondensator 310 zugeführt, der in Verbindung mit einem Widerstand 311 das Pol-Nullstellenpaar (pl, zl) gemäß Gleichung 7) erzeugt, nämlich

(g+zl) ₍₉₎

(s+pl)

und zwar auf eine Weise, die für den Fachmann klar ist.

Vom Kondensator 310 gelangt das Signal zum nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 312. Dieser Verstärker ist ebenfalls ein Operationsverstärker mit hohem Gewinn, der als nichtinvertierender Verstärker geschaltet ist. Im Rückkopplungsweg zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 312 liegt ein Widerstands-Kapazitätsnetzwerk mit einem Kondensator 313, einem festen Widerstand 314 und veränderbaren Widerständen 315, 316, die in vorgegebener Beziehung zur Realisierung des Pol-Nullstellenpaares (p2, z2) gemäß Gleichung 7) geschaltet sind, nämlich

K3 s+z2 (10)

s+p2

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und zwar auf eine Weise, die für den Fachmann klar ist. Der Wert des Widerstandes 315 wird zur Einstellung der Werte von p2 und z2 verändert, um unterschiedliche Drahtstärken zu kompensieren. Es ist wichtig, daß die Einstellung des Widerstandes 315 eine Änderung der individuellen Werte für p2 und ζ ergibt, aber nicht das Verhältnis der Werte von p2 und z2 verändert. Dieses Verhältnis bleibt konstant. Eine Änderung des Widerstandes 316 verändert jedoch das Verhältnis der Werte von p2 und z2. Die Einstellung des Widerstandes 316 erfolgt zur Anpassung eines belasteten Zweidraht-Fernsprechkabels mit 25 AWG. Die Widerstände 315 und 31G sind zwar als kontinuierlich einstellbare Widerstände dargestellt, in der Praxis sind aber geschaltete Widerstände zur Einstellung des Verstärkers auf bestimmte Drahtabmessungen zweckmäßiger. Die Einstelleigenschaften dieser Schaltung sind besonders wichtig, weil, wie oben angegeben, festgestellt wurde, daß das Verhältnis der Werte von p2 und z2 für belastete Zweidraht-Fernsprechkabel mit 19, 22, 24 und 26 AWG konstant, aber für 25 AWG unterschiedlich ist. Es wurde außerdem festgestellt, daß die Werte von p2 und z2 für belastete Fernsprechkabel mit 19, 22, 24 und 26 AWG zwar ein konstantes Verhältnis haben, für jeden AWG-Wert aber verschieden sind. Demgemäß ist der Widerstand 315 zur Kompensation der ver-

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schiedenen Drahtstärken einstellbar.

Zusammengefaßt werden also Aus gangs signal e einer zugeordneten Verstärkereinheit zum Eingangsanschluß 305 des Auslöschungsnetzwerkes gemäß Fig. 3 gegeben, das am Ausgang 320 ein gewünschtes Abbildsignal liefert. Das hier beschriebene Ausführungsbeispiel zur Realisierung der komplexen Übertragungsfunktion gemäß Gleichung 7) ist zwar ein aktives Netzwerk, die Übertragungsfunktion könnte aber auch unter Verwendung eines passiven Netzwerkes realisiert werden, falls dies gewünscht ist.

Fig. 4 zeigt Einzelheiten eines aktiven, sogenannten Kompromiß-Auslöschungsnetzwerkes, das bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung gemäß Fig. 1 und 2 verwendet werden kann. Ein sogenanntes Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk wird dann verwendet, wenn die Anschlüsse des Wiederholungsverstärkers mit einem Fernsprechvermittlungsnetzwerk zu verbinden sind. Eine brauchbare Darstellung der komplexen Impedanz eines Fernsprechvermittlungsnetzwerks mit zugeordneter Fernsprechleitung ist ein Kompromiß mit einem Widerstand im Bereich von 900 Ohm in Reihe mit einem Kondensator von 2,15 Mikrofarad. Demgemäß ist das Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk gemäß Fig. 4 so aus-

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gebildet, daß es eine komplexe Übertragungscharakteristik zur Erzeugung eines Signals besitzt, das im wesentlichen das Abbild eines im Wiederholverstärker erzeugten Fehlersignals ist, wenn dieser an eine Fernsprechvermittlungsschaltung angeschlossen wird, nämlich

G(s) = K4 (s+z3) (s+z4) (11)

(s+p3) (s+p4)

wobei das Pol-Nullstellenpaar (p3, z3) die Phasencharakteristik der komplexen Transformatorimpedanz kompensiert und die Übertragungscharakteristik in einem verhältnismäßig hohen Frequenzbereich beeinflußt, beispielsweise 30 kHz für p3 und 20 kHz für z3, und wobei das Pol-Nullstellenpaar (p4, z4) die komplexe Impedanz der Fernsprechvermittlungseinrichtung und der Fernsprechanschlußleitung nachbildet, nämlich den Kompromiß mit 900 Ohm in Reihe mit 2, 15 Mikrofarad.

Gemäß Fig. 4 werden ankommende Signale von einer zugeordneten Verstärkereinheit einem Anschluß 401 zugeführt und dann über die Parallelschaltung eines Kondensators 402 mit einem Widerstand 403 einem Spannungsteiler zugeführt, der die Widerstände 404 und 405 enthält. Die Kombination des Kondensators 402 mit den Widerständen 403, 404 und 405 erzeugt ein Pol-Nullstellenpaar

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(p3, z3), das, wie oben angegeben, die Phasencharakteristik des in dem Wiederholverstärker verwendeten Koppeltransformators kompensiert. Der Spannungsteiler mit den Widerständen 404 und 405 bringt die Amplitude des ankommenden Signals auf den richtigen Wert. Die Signale werden dann dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 406 zugeführt, der wiederum ein Operationsverstärker ist und als nichtinvertierender Verstärker arbeitet. Der Kondensator 407 und die Widerstände 408, 409 liegen im Rückkopplungszweig zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 406 und erzeugen das Pol-Nullstellenpaar (p4, z4), das die komplexe Impedanz der Fernsprechvermittlungseinrichtung und angesc halteten Fernsprechleitung kompensiert. Demgemäß liefert das Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk gemäß Fig. 4 am Ausgang 410 das gewünschte Abbild-Signal, welches einer entsprechenden Verstärkereinheit zur Auslöschung eines unerwünschten Fehler signals zugeführt wird.

Das beschriebene Ausführungsbeispiel der Kompromiß-Auslöschungseinrichtung zur Realisierung der Funktion gemäß Gleichung 11) ist zwar ein aktives Netzwerk, die gewünschte Funktion kann aber auch unter Verwendung eines passiven Netzwerkes realisiert werden.

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Fig. 5 zeigt Einzelheiten einer Verstärkereinlieit, die bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 verwendet werden kann, wobei die Verstärkereinheit 111 in Fig. 1 als typisches Beispiel gewählt wird. Jede der Verstärkereinheiten weist demgemäß vorzugsweise eine Differenzverstärkerstufe 501 und eine Dämpfungsentzerrerstufe 502 auf. Normale Signale einschließlich eines Fehlersignals von der Sekunda- wicklung eines zugeordneten Koppeltransformators werden über den Eingang 110 dem Verstärker 503 zugeführt, während ein durch ein zugeordnetes aktives Auslöschungsnetzwerk erzeugtes Abbild des Fehlersignals über den Eingang 121 zum Verstärker 503 gelangt. Dieser ist wiederum ein Differenzverstärker mit hoher Verstärkung, also ein Operationsverstärker. Der Verstärker 503 und die zugeordneten Widerstände 504, 505, 506 und 507 sind in üblicher Weise zur algebraischen Kombination der an die Eingänge 110 und 121 angelegten Signale geschaltet, so daß sich am Ausgang ein Signal ergibt, welches die algebraische Differenz der zugeführten Eingangssignale ist, wodurch ein Ausgangssignal erzielt wird, das im wesentlichen frei von Fehlersignalkomponenten ist. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers 503, d. h., der Wert des Widerstandes 506 in Verbindung mit dem Widerstand 507 soll so groß sein, daß er den zugeordneten Koppeltrans-

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-Jf-

iormator nicht unzilässig belastet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 503 gelangt über einen Kondensator 509 und einen Widerstand 510 an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 511. Der Kondensator 509 und der Widerstand 510 bilden ein einfaches Hochpassfilter mit einer solchen Kennlinie, daß der Frequenzgang der Verstärkereinheit und demgemäß des Wiederholverstärkers mit einer vorbestimmten Neigung im niederfrequenten Bereich abfällt, beispielsweise unterhalb 200 Hz. Dieser Abfall stellt sicher, daß der Verstärker in diesem niederfrequenten Bereich stabil ist. Der Verstärker 511 bildet zusammen mit den Widerständen 512, 513, 514 und dem Potentiometer 515 einen nichtinvertierenden Verstärker mit ebener Verstärkungskurve und wird zur Einstellung des Verstärkungswertes bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung benutzt. Zur Einstellung der Verstärkung ist zwar ein Potentiometer dargestellt, es können aber zahlreiche andere Anordnungen in gleicher Weise verwendet werden, beispielsweise schaltbare oder einstellbare Dämpfungsglieder auf eine dem Fachmann bekannte Art, um eine sogenannte ebene Verstärkungskennlinie zu erreichen, d. h., eine Kennlinie, die unabhängig von der Frequenz ist. Man beachte außerdem, daß die Verstärkungseinstellung unabhängig von der Einstellung der Auslöschungsschaltung ist, und zwar im Gegensatz

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/ I j

zu bekannten Anordnungen unter Verwendung von Leitungsnachbildungsschaltungen, bei denen die Verstärkungseinstellung von der lmpedanzeinstellung der Nachbildungsnetzwcrke zur Anpassung einer Fernsprerhleilung an den Verstärker und unigekehrt abhängt.

Das Ausgangssignal des Verst/irkers 511 wird einem Dämpfungsentzerrer Γ>02 zugeführt. Dieser ist ein Tiefpassfilter bekannter Art zur Realisierung eines sogenannten Tiefpassfilters zweiter Ordnung, das auf bekannte Weise für den Fachmann auf dem Gebiet der Fernspreehverstnrker v.ur Kompensation des Frequenzgangs von Fernspreehkabeln etwa zwischen den Fi-e(juenzen 100 Hz und 30(K)]Iz verwendet wird. Außerdem sorgt der Däinpfungsentzerrer 502 für eine obere Grenzfrequenz mit Abfall im Frequenzbereich oberhalb 4000 Hz. Damit wird eine Stabilität der Gcsamtschaltung des Wiederholungsverstärkurs im hohen Frequenzbereich sichergestellt. Ein solches Tiefpassfilter ist gezeigt im "Handbook of Operational Amplifier Active RC Networks" veröffentlicht von Burr-Brown Research Corporoation, 1966, Seite 80. Das Ausgangssignal des Dämpfungsentzerrers 502 ist das gewünschte normale Ausgangssignal, das frei von Fehlersignalkomponenten ist.

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ORIGINAL INSPECTED

I e e r s e i I e

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMFiR PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN Patentconsult RadedcestraBe 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Pateniror.si.n Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/551993 Telex 04-186237 lelegiamme PdU nlconsult Blake, R.B. 2-1-1-1 PATENTANSPRÜCHE

1. Signalübertragungsnetzwerk

mit einem Transformator, dessen Primärwicklung das Signalübertragungsnetzwerk mit einer Zweidraht-Übertragungseinrichtung verbindet und dessen Sekundärwicklung mit einem ersten Anschluß mit einem Bezugspotential verbunden ist,

mit einem Verstärker, der einen ersten und zweiten Eingang sowie einen Ausgang besitzt und abgehende Signale verstärkt, wobei der erste Eingang mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist,

und mit einer Einrichtung, die mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, und dem Signalübertragungsnetzwerk ankommende Signale zuführt,

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München: R. Kramer Dipl.-Ing. - W. Weser Dipl. Phys. Or. rer. nat. ■ P. Hirsch Dipl.-Ing. . H. P. Brehm Diul.-Chem. Dr. phil. nal. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · C. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

ORIGfNAL INSPECTED

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dadurch gekennzeichnet, daß

eine Einrichtung (Fig. 1: 120; Fig. 2: 216, 224) zwischen die Eingangssignal-Zuführungseinrichtung (116; 221) und den zweiten Eingang (121) des Verstärkers (111) geschaltet ist und eine vorgeschriebene komplexe Übertragungscharakteristik (G(s)) zur Erzeugung eines Signals (an 121) besitzt, das im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals ist, welches über der Sekundräwicklung (103) des Transformators (101) aufgrund der ankommende Signale (auf 118) wegen komplexer Impedanzkomponenten (Z(s)) der Zweidraht-Übertragungseinrichtung bei Anschaltung an die Primärwicklung des Transformators (bei T und R) erzeugt wird,

und daß das Abbildsignal und das Fehlersignal durch den Verstärker (111) algebraisch addiert werden, um im wesentlichen eine Auslöschung des Fehler signals zu bewirken, so daß unerwünschte Teile des ankommenden Signals im wesentlichen von den Ausgangssignalen des Verstärkers eliminiert werden.

2. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

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die Abbildsignal-Erzeugungseinrichtung (120) ein aktives Netzwerk aufweist, das die komplexe Übertragungscharakteristik im wesentlichen gleich

1+R/Z(s)

erzeugt, wobei Z(s) eine komplexe Impedanz ist, die über der Sekundräwicklung (103) des Transformators (101) erzeugt wird und komplexe Impedanzkomponenten der Zweidraht-Übertragungseinrichtung bei Anschaltung an das Übertragungsnetzwerk sowie komplexe Impedanz komponenten des Übertragers enthält, und wobei R ein Widerstandswert der Verbindung zwischen der Eingangssignal-Zuführungseinrichtung und dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung des Tranaformators ist.

3. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

die Abbildsignal-Erzeugungseinrichtung (120) eine Einrichtung (Fig. 4) zur Bestimmung der Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz enthält, derart, daß sich eine vorgeschriebene Übertragungsfunktion zweiter Ordnung mit einem ersten und zweiten vorbestimmten

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Pol-Nullstellenpaar ergibt, daß Werte des ersten Pol-Nullstellenpaares so gewählt sind, daß sich eine Kompensation für die komplexen Impedanzkomponenten des Transformators (101) ergibt und daß Werte für das zweite Pol-Nullstellenppar so gewählt sind, daß eine Kompensation für komplexe Impedanzkomponenten der Zweidraht-Übertragungseinrichtung erzielt wird.

4. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

die Abbildsignal-Erzeugungseinrichtung (120) eine Einrichtung (Fig. 3) zur Bestimmung der Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz enthält, derart, daß eine vorgeschriebene Übertragungsfunktion vierter Ordnung mit einem ersten und einem zweiten Pol-Nullstellenpaar sowie einem ersten und einem zweiten quadratischen Pol-Nullstellenpaar erreicht wird, daß das erste Pol-Nullstellenpaar so gewählt ist, daß es die Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz in einem ersten vorgeschriebenen Frequenzbereich beeinflußt, daß das zweite Pol-Nullstellenpaar so gewählt ist, daß es die Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz

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in einem zweiten vorgeschriebenen Frequenzbereich beeinflußt, und daß die quadratischen Paare der PoI- und Nullstellen so gewählt sind, daß die Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz in einem dritten vorgeschriebenen Frequenzbereich beeinflussen, wodurch die komplexen Impedanzkomponenten der Zweidraht-Übertragungseinrichtung und des Transformators kompensiert werden.

5. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

die Einrichtung (Fig. 3), die die Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz bestimmt, einstellbare Einrichtungen (305, 312, 313, 314, 315, 316) zur Änderung der Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz aufweist, um eine Anpassung an die komplexe Impedanz der jeweiligen Zweidraht-Übertiagungseinrichtung zu erreichen, die an den Transformator geschaltet ist.

6. Signalübertragungsnetzwerk nach-Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß

die einstellbaren Einrichtungen (305, 312, 313, 314, 315, 316) eine Einrichtung (315) zur selektiven Einstellung

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der Werte des zweiten lol-Nullscelleiipaares aufweisen, wählend das Verhältnis der Werte der zweiten PoLstclle und dor zweiten Nullstelle konstant ist.

7. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,daß

die einstellbaren Einrichtungen eine Einrichtung (316) zur selektiven Einstellung der Werte des zweiten Pol-Nullstellenpaares aufweisen, um das Verhältnis der Werte der zweiten Polstelle und der zweiten Nullstelle zu ändern.

8. Signalübertragungsnetzwerk nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß

die einstellbaren Einrichtungen eine Einrichtung (307, 308, 309) aufweisen, um die Werte der quadratischen Pol-Nullstellenpaare zu ändern.