DE2360648C3 - Verstärkelschaltung mit hoher Eingangsimpedanz - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine solche Verstärkerschaltung ist aus der russischen Zeitschrift »Radio« Nr. 6,1964, S. 39 und 40,bekannt.
Die Festlegung des Ruhearbeitspunktes eines bipolaren Verstärkertransistors mittels eines festen Basisstromes (»Stromvorspannung«) ermöglicht zwar, hohe Eingangsimpedanzen an der Basiselektrode des Transistors zu erreichen, solche Schaltungsanordnungen haben jedoch den Nachteil, daß eine Stabilisierung des

.10 Kollektorruhestromes gegen Temperatureinflüsse und dergleichen nicht gewährleistet ist, und sie werden daher in der Praxis normalerweise kaum verwendet. Der Kollektorruhestrom und damit auch die Kollektorruhespannung lassen sich zwar durch eine Gegenkopplung mittels eines zwischen Kollektor und Basis des betreffenden Transistors geschalteten Widerstands stabilisieren (US-PS 27 50456), wenn eine wirksame Stabilisierung erreicht werden soll, muß der Gegenkopplungswiderstand jedoch einen niedrigeren Widerstandswert haben, als es für widerstandsgekoppelte Verstärkerschaltungen mit hoher Eingangsimpedanz zulässig ist.

Eine hohe Eingangsimpedanz wird bei widerstandsgekoppelten Transistorverstärkern oft auch durch eine Mitkopplung (positive Rückkopplung) erreicht, z. B. durch eine kapazitive Kopplung der Emitterelektrode des Verstärkertransistors mit einem Teil seines Basisvorspannungsnetzwerkes. Für die bekannten Verstärkerschaltungen dieser Art werden jedoch relativ hohe Widerstandswerte benötigt, was aus konstruktiven Gründen oft nachteilig ist, insbesondere wenn der Verstärker als monolithische integrierte Schaltung mit bipolaren Transistoren realisiert werden soll.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend

5s die Aufgabe zugrunde, eine Transistor-Verstärkerschaltung mit hoher Eingangsimpedanz anzugeben, bei der keine Widerstände mit hohen Widerstandswerten benötigt werden.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst.

Die Unteransprüche betreffen Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen einer Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung.

Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung hat einen hohen Eingangswiderstand und enthält trotzdem nur Widerstände mit relativ niedrigen Widerstandswerten.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der

Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 und 2 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen der Erfindung in Form von widerstandsgekoppelten Verstärkerschaltungen hoher Eingangsimpedanz für unsymmetrische Signale und

F i g. 3 und 4 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung in Form von widerstandsgekoppelten Verstärkerschaltungen hoher Eingangsimpedanz für die Verstärkung symmetrischer Signale.

Die in F i g. 1 als Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellte Verstärkerschaltung enthält einen Transistor 101 in Emitterschaltung. Der Basisruhestrom für den Transistor 101 wird von der Kollektorelektrode eines zweiter Transistors 103 geliefert. Um den Transistor 101 von seiner Kollektorelektrode mit Basisruhestrom versorgen zu können, muß der Transistor 103 für einen normalen Transistorbetrieb vorgespannt werden. Hierzu wird der Kollektor-Basis-Übergang durch eine Spannungsquelle 105 in Sperrichtung und der Emitter-Basis-Übergang durch eine Spannungsquelle 107 in Flußrichtung vorgespannt.

Die Verstärkerschaltung enthält ferner einen mit dem Emitter des Transistors 103 gekoppelten Widerstand 111, durch den man einen im wesentlichen konstanten Strom fließen läßt. Der Strom Io wird durch eine im wesentlichen konstante Spannung erzeugt, die aus der von der Spannungsquelle 107 gelieferten Spannung £W abzüglich des Flußspannungsabfalles Vbe _m am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 103 besteh;. Der Strom /o (der auch durch irgendeine andere Konstantstromquelle erzeugt werden könnte) bestimmt im wesentlichen den Strom, der aus der Summe des Basisruhestroms Ib des Transistors 101 und des Kollektorruhestroms Ic des Transistors 101 besteht, da der Transistor 103 als Verstärker in Basisschaltung für Ib mit im wesentlichen gleich I betragenden Basisschaltungs-Vorwärtsstrom verstärkungsfaktor ('abarbeitet.

Unter der Voraussetzung, daß der Basisstrom des Transistors 103 vernachlässigbar klein ist. ergibt sich gemäß dem ersten Kirchoff'schen Satz (Stromverzweigungsgesetz):

I₀ = /< + Ή (D

Das Verhältnis von Ic zu Ib wird durch den Vorwärtsstromverstärkungsfaktor β des Transistors 101 in Basisschaltung bestimmt:

Ι-

Die Schaltung hält sich selbst durch Gegenkopplung im Gleichgewicht, so daß die Gleichungen (1) und (2) dauernd erfüllt sind.

Für den Gleichgewichtszustand erhält man aus den Gleichungen (1) und (2) durch Einsetzen und Auflösen nach Ic-

I₀

Wenn /rdazu neigt, klein"'· zu werden, nimmt I₀-Ic, der resiliche Teil von /„, Jo. der Basiselektrode des Transistors 101 zugeführt wird, zu. Die relative Zunahnte von

I₀-Ic[AI₀-IcZiI₀-Ic)]

neigt dabei dazu, ein Mehrfaches der relativen Abnahme von Ic(AIcZU) zu betragen, da /o-/<-die Differenz zweier wesentlich größerer Großen ist. Ic wurde daher (entsprechend der Gleichung (2) mit k-Ic erhöht, um das Gleichgewicht wieder herzustellen. Wenn andererseits Ic dazu neigt, größer zu werden, nimmt k-Ic in wesentlich größerem Verhältnis in bezug auf seinen Wert ab und Ic wird dadurch wieder so weit herabgesetzt, bis wieder Gleichgewicht herrscht

Wenn es sich bei dem Transistor 101 um einen konventionellen Transistor handelt wird sein β größer

ι ο als 30 sein. In diesem Falle ist /_cgemäß Gleichung (3) im wesentlichen gleich Z₀, unabhängig von Schwankungen des Wertes von ß. Der Spannungsabfall V_{x u} an einem zwischen den Emitter des Transistors 103 und dem Kollektor des Transistors 101 geschalteten Widerstand 113 beträgt gemäß dem Ohmschen Gesetz I₀ multipliziert mit seinem Widerstandswert A₁₁₃. Da sich die Emitterelektrode des Transistors 103 auf einem gut definierten Potential, nämlich der Spannung £_]05 der Spannungsquelle 105 zuzüglich V_BE 103, befindet und da

zo V₁ π gut definiert ist, ist auch das Potential an der Kollektorelektrode des Transistors 101 unabhängig von Schwankungen des Wertes von β gut definiert und im wesentlichen gleich

E|05 +

103 —

laR\U-

Wenn bei der dargestellten Schaltungsanordnung die Widerstandswerte der Widerstände 111 und 113 gleich sind, fällt an jedem dieser Widerstände die Spannung £io7 — Vbe 103 ab, so daß sich die Kollektorelektrode des Transistors 101 auf der Spannung

E105 + E107 — (£io7 — Vbe 103) —
(E\m — Vbe 103) = £"105 — Ei07 + 2 V

103

is Der Anteil 2Vb£io3 dieses Ruhepotentials spannt die Basiselektrode eines Darlington-Verbundtransistors 115 vor und gewährleistet dementsprechend eine Temperaturkompensation für die Spannungsabfälle an seinen in Flußrichtung vorgespannten Basis Emitter-Übergängen, wodurch an einem zwischen den freien Emitter des Darlington-Verbundtransistors 115 und Masse geschalteten Widerstand 117 der Spannungsabfall E|o5-ao7 auftritt. Änderungen von V_BE finden keinen Niederschlag im Spannungsabfall an einem in der aus

4s Fig. I ersichtlichen Weise geschalteten Widerstand 119, so daß ein an einer Ausgangsklemme 121 zur Verfügung stehendes Ausgangssignal direkt auf eine weitere Verstärkerstufe gekoppelt werden kann. Der für die Kollektorspannung des Transistors 101 verantwortliche Arbeitspunkt wird nicht nur stabil gehalten, er kann vielmehr auch leicht so eingestellt werden, daß die folgenden Stufen leicht direkt angekoppelt werden können.

Einem Eingangssignal, das von einer Signalquelle 123

ss über einen Kopplungskondensator 125 einer mit der Basiselektrode des Transistors 101 verbundenen Klemme 127 zugeführt wird, wird eine Eingangsimpedanz dargeboten, die im wesentlichen gleich der alleinigen Impedanz des Basis-Emilier-Ki eises des Transistors 101

ho ist Die Kollektorimpedanz eines in Basisschaltung arbeitenden Transistors, wie des Transistors 103, ist normalerweise wesentlich höher als die des Basis-Emitter-Kreises des Transistors 101. Die Signalspannungsvorstärkung des Transistors 101 wird wie bei einem

fts konventionellen kollektorbelasteten Verstärkertransistor durch das Verhältnis seines aus dem Widerstand 113 bestehenden Kollektorlastwiderstands zum Emitterwiderstand feinsrhlipßlirh spinrr Tr.insrpcktrin?

zuzüglich eines etwaigen äußeren Widerstands 129) bestimmt. Es besteht jedoch keine Notwendigkeit, einen äußeren Emitterwiderstand, wie den Widerstand 129, zum Zwecke der Stabilisierung des Kollektorpotentials des Transistors 101 vorzusehen.

Die Kollek torelektrode des Transistors 101 ist von der Emitterelektrode des Transistors 103 durch einen Ableitkondensator 131 entkoppelt, soweit es das Signal betrifft. Hierdurch wird eine Herabsetzung der Eingangsimpedanz an der Klemme 127 verhindert, die durch eine Gegenkopplung des Signals von der Kollektorelektrode des Transistors 101 über den in Basisschaltung arbeitenden Verstärker-Transistor 103 entstehen könnte.

Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung, deren Aufbau aus der Zeichnung ersichtlich ist. Diese Verstärkerschaltung enthält einen Verbundtransistor 201 in Darlington-Schaltung, der in Emitterschaltung arbeitet und seinen Basis-Ruhestrom von der Kollektorelektrode eines Transistors 203 erhält. Der Basis-Emitter-Übergang eines weiteren Transistors 211 wird durch eine Spannungsquelle 209 in Flußrichtung vorgespannt und an einen mit dem Emitter des Transistors 211 verbundenen Widerstand 213 wird eine im wesentlichen feste Spannung gelegt, um das Fließen eines konstanten Emitterstroms im Transistor 211 zu gewährleisten. Der Transistor 211 liefert infolge des konstanten Emitterstroms einen konstanten Kollektorstrom /0.

Der Verbundtransistor 201 hat einen dynamischen Kollektorlastwiderstand 220, dessen Impedanz für Signalströme höher ist als für Ruheströme. Der Kollektorlastwiderstand 220 enthält einen Transistor 221, dessen Basiselektrode durch einen Widerstand 223 mit seiner Kollektorelektrode verbunden und mit einem Ableitkondensator für das Signal gekoppelt ist. Für das Signal ist die Kollektor-Lastimpedanz im Effekt gleich dem Widerstandswert Ä223 des Widerstandes 223, da die diesem parallel liegende Kollektorimpedanz des Transistors 221 wesentlich größer ist. Der Widerstandswert /?223 des Widerstandes 223 kann höher gewählt werden als der eines konventionellen Lastwiderstandes, da der für den Transistor 201 erforderliche Kollektorstrom in erster Linie über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 221 und nicht über seine Emitter-Basis-Strecke geliefert wird. Da durch den als Arbeitswiderstand wirkenden Widerstand 223 also ein relativ kleiner Ruhestrom fließt, ist auch die an ihm abfallende Spannung entsprechend niedrig und die Gefahr, daß der Transistor 201 bei Vergrößerung seines Lastwiderstandes zu wenig Versorgungsspannung erhält, wird erheblich verringert.

Alternativ kann der Widerstandswert des Widerstandes 223 auch ähnlich bemessen werden, wie der eines konventionellen Lastwiderstandes. Da durch den Widerstand 223 ein kleiner Ruhestrom fließt, tritt bei kleinem Widerstandswert auch nur ein kleiner Spannungsabfall auf. Die Ruhespannung an der Kollektorelektrode des Transistors 201 wird dann im wesentlichen gleich der an den Basiselektroden der Transistoren 203 sowie 221 und ziemlich unabhängig von Schwankungen der Stromverstärkung des Transistors 221 sein. Der durch den Widerstand 223! gebildete Kollektor-Basis-Gegenkopplungszweig für den Transistor 221 setzt dessen Kollektorimpedanz für dan Ruhestrom erheblich herab, der Ableitkondensator 226 verhindert jedoch, daß diese Gegenkopplung auch für das Nutzsignal wirksam wird und hält dadurch die Kollektorimpedanz für dieses hoch. Das Nutzsignal tritt an einer Klemme 227 an der Kollektorelektrode des Verbundtransistor« 201 als Antwort auf Eingangssignale auf, die einer mil der Basiselektrode des Verbundtransistors gekoppelter Klemme 229 über einen Kondensator 231 von einer Quelle 233 zugeführt wird.

Der Ableitkondensator 226 erfüllt noch eine zweite Aufgabe, indem er die Ausgangssignalspannungen von der Emitterelektrode des Transistors 203 entkoppelt die auf diese durch die Emitterverstärker- oder Emitterfolgerwirkung des Transistors 221 gekoppeil werden. Da die Ausgangssignalspannungen nicht aul den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 221 gekoppelt werden, können durch diese auch keine Schwankungen des Emitterstromes des Transistors 221 entstehen und auf die Emitterelektrode des Transistors 203 gekoppelt werden. Die dem Verbundtransistor 201 zugeführten Basis- und Kollektorströme sind Ruheströme, die keine Signalschwankungen enthalten. Beim Verbundtransistor 201 tritt praktisch keine Kollektor-Basis-Gegenkopplung für Signale über den Verstärker-Transistor 203 ein, was die Eingangsimpedanz an der Klemme 229 hoch hält. Bei der Verstärkerschaltung gemäß F i g. 2 können sehr hohe Eingangsimpedanzen, wie 3000 bis 5000 Megohm, leicht und zuverlässig erreicht werden.

Der Frequenzbereich, in dem der Ableitkondensator 226 hinsichtlich der Ableitung wirksam ist, kann eingeschränkt werden, um die Eingangsimpedanz an der Klemme 229 für Frequenzen herabzusetzen, die niedriger sind als die des Nutzsignals. Andererseits kann an Stelle des Kondensators 226 ein abgestimmter Saugkreis, z. B. aus einer Reihenschaltung einer Induktivität und eines Kondensators gesetzt werden, um die Eingangsimpedanz an der Klemme 229 für Frequenzen sowohl oberhalb als auch unterhalb der Nutzsignalfrequenzen herabzusetzen.

Die Transistoren 203 und 221 können als emittergekoppelter Differenzverstärker für ein Ruhepotential zwischen ihren Basiselektroden angesehen werden, bei dem die Kollektorströme der Transistoren 221 und 203 in einem Verhältnis gehalten werden, das im wesentlichen gleich der Emitterschaltung-Vorwärtsstromverstärkung des Darlington-Verbundtransistors 201 ist, da für den Ruhestrom eine Gegenkopplungsverbindung zwischen der Kollektor- und Basiselektrode des Transistors 221 besteht. Die Vorwärtsstromverstärkung bei Emitterschaltung ist gewöhnlich größer als 1, selbst wenn ein ganz einfacher Transistor verwendet wird, so daß die Kollektorströme der Transistoren 203 und 221 verschieden sind und der Differenzverstäi 'ter im unsymmetrischen Zustand gehalten wird.

Einem nachfolgenden Verstärkertransistor 235 kann man eine niedrige Eingangsimpedanz geben, indem man seinen Basis- und Kollektor-Ruhestrom h bzw. Ic größer macht als die entsprechenden Ströme des Verbundtransistors 201. Durch eine niedrige Eingangsimpedanz des nachgeschalteten Verstärkertransistors 235 kann man eine ausreichende Signalentkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors 201 und dem Emitter des Transistors 203 erreichen, so daß der Kondensator 226 entfallen kann. Der Transistor 201 wird eine niedrige Spannungsverstärkung haben, seine Leistungsverstärkung gewährleistet jedoch, daß er als Impedanzwandler-Verstärker arbeitet

Das in Fig.3 dargestellte Ausführungsbeispiel enthält zwei Verstärkertransistoren 301 und 302, die jeweils ähnlich vorgespannt sind, wie der Verbundtran-

sistor 201 in Fig. 2. Der Widerstand 223 der Verstärkerschaltung gemäß F i g. 2 wurde bei den die Transistoren 301 und 302 entaltenden Stufen jeweils durch eine Anzahl n, die 1 oder eine ganze Zahl größer als 1 sein kann, ersetzt, da diese ein besser definiertes Kollektorruhepotential für die Transistoren 301 und 302 liefern als es ein einfacher Widerstand vermag. Die Kollektor-Emitter-Ruhespannungen der Transistoren 301 und 302 sind im wesentlichen gleich der Spannung einer Spannungsquelle 305 abzüglich der Summe der Spannungsabfälle an den η Dioden.

Da Strom durch die Dioden um einen Faktor gleich der Vorwärtsstromverstärkung hf_e 321 des Transistors 321 in Emitterschaltung kloiner ist als der Emitterstrom des Transistors 301, wird der Widerstand jeder Diode ziemlich genau das /1^321-fache des Emiiterwiderstandes des Transistors 301 sein. Diese Dioden können durch Transistoren des gleichen Typs wie die Transistoren 301 und 302 gebildet werden, deren eine Elektrode durch eine Verbindung ihrer Basis- und Kollektorelektrode gebildet wird, während die Emitterelektrode die andere Elektrode der Diode darstellt. In diesem Falle haben die in F i g. 3 dargestellten Stufen die Signalspannungsverstärkung n(hfc32\).

Für die Signalentkopplung der Kollektorelektroden der Verstärkertransistoren 301, 302 von der Emitterelektrode des den betreffenden Transistor mit Basisruhestrom versorgenden Transistors 303 bzw. 304 werden keine Ableitkondensatoren benötigt, wenn ein Paar von Verstärkern verwendet wird, die jeweils für einander gegenphasige Signale verarbeiten. Man kann in diesem Falle nämlich ein gegenphasiges Signal vom einen Verstärker zur Kompensation des Signals vom anderen Verstärker verwenden und dadurch eine virtuelle Masseverbindung für die gegenphasigen Signalwechselströme vorsehen.

Bei der Verstärkerschaltung gemäß F i g. 3 bildet die Verbindung 325 eine solche virtuelle Masseverbindung, wenn die von Signalquellen 333 und 334 gelieferten Signale gegenphasig in bezug aufeinander sind. Man kann trotzdem einen wirklichen Kondensator 326, der in Fig. 3 gestrichelt dargestellt ist, verwenden, um die Verbindung 325 für das Signal an Masse zu legen, so daß der Verstärker für Gleichtakisignale nicht unempfindlich ist. Sonst erscheinen gleichphasige, also nicht gegenphasige Signale an der Verbindung 325 und werden auf die Basiselektroden der Transistoren 301 und 302 gegengekoppelt und dadurch abgeschwächt.
Die in Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung eignet sich sehr gut für die Realisierung als monolithischer integrierter Schaltkreis. Die Transistoren 303,321, 322 und 304 sind pnp-Transistoren, die eine Lateralstruktur haben können. Die npn-Transistoren 301 und 302 können die konventionellere Vertikalstruktur aufweisen und die n-Dioden 323, 324 können ebenfalls npn-Transistoren sein, deren Kollektor- und Basiselektroden verbunden sind und als Anoden dienen, während die Emitterelektroden als Kathoden geschaltet sind.

Eine ähnliche Technik kann unter Verwendung von zwei Verstärkerstufen gemäß F i g. 1 in Brückenschaltung mit Signalquellen 123, die gegenphasige Signale liefern und mit verbundenen Klemmen 124 verwendet werden, um die Ableitkondensatoren 131 überflüssig zu machen. Fig.4 zeigt eine solche Schaltungsanordnung. Die Elemente der zweiten Verstärkerstufe sind mit Bezugszahlen versehen, denen ein Akzent angefügt ist; sie entsprechen den mit den gleichen Bezugszahlen ohne Akzent bezeichneten Elementen des ersten Verstärkers. Die Spannungsquellen 105 und 107 sind beiden Verstärkern gemeinsam. Der Widerstand 411 ist ebenfalls beiden Stufen gemeinsam und sein wirksamer Widerstandswert ist gleich der Hälfte des Widerstandswertes, den sie durch ihn ersetzten Widerstände (111 und 111') jeweils haben würden.

Auch wenn in den folgenden Ansprüchen in Verbindung mit Transistoren die Begriffe Basiselektrode, Emitterelektrode und Kollektorelektrode verwendet werden, braucht es sich nicht um bipolare Typen zu

.vs handeln, soweit dies nicht ausdrücklich gefördert wird. Diese Begriffe wurden hier in erster Linie deswegen verwendet, da es für die Elektroden der verschiedenen Transistortypen keine einheitliche Terminologie gibt. Man kann z. B. p-Kanal-MOS-Transistoren an Stelle der pnp-Transistoren 103,203,213,221,303 und 304,321 und 322, oder 103 und 103' verwenden. Die in den Ansprüchen erwähnten Transistoren können auch jeweils mehrere Transistorsysteme enthalten, wie es z. B. bei der Darlington-Schaltung der Fall ist.

Hierzu 2 Blatt Zeiclinunuen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Verstärkerschaltung mit zwei in einer Gleichstrom-Gegenkopplungsschleife liegenden Transistoren komplementärer Leitungstypen, von denen der eine Transistor für ein Signal und für Gleichstrom als Verstärker in Emitterschaltung arbeitet, während der zweite für Gleichstrom als Verstärker in Basisschaltung derart zwischen die Kollektor- und die Basiselektrode des ersten Transistors geschaltet ist, daß sein Kollektorenstrom den Basisruhestrom des ersten Transistors liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterelektrode des ersten bzw. zweiten Transistors (101, 201, 301 bzw. 103,203,313) mit einer ersten bzw. zweiten Klemme einer geregelten Stromquelle (111, 211, 411) verbunden sind, zwischen denen dauernd ein Strom vorgegebener Größe fließt; daß die Kollektorelektrode des ersten Transistors (101, 201,301) mit einer ersten Klemme einer Kollektorbelastung (113, 221, 223, 321, 323) verbunden ist, die einen Ohmschen Stromweg zwischen dieser und einer zweiten Klemme enthält; daß die zweite Klemme der Kollektorbelastung durch eine Gleichstromkopplung mit der zweiten Klemme der Stromquelle verbunden ist, wobei die Kollektorbelastung und die Gleichstromkopplung einen zwischen der Kollektorelektrode des ersten Transistors (101, 201, 301) und der Emitterelektrode des zweiten Transistors (103,203,313) liegenden Teil der Gleichstromgegenkopplungsschleife bilden und die Differenz zwischen dem vorgegebenen Strom von der Stromquelle und dem Kollektorruhestrom des ersten Transistors als Fehlersignal der Emitterelektrode des zweiten Transistors zugeführt ist und infolge der Basisschaltung des ersten Transistors derart auf dessen Basiselektrode gekoppelt ist, daß der Kollcktorruhestrom des ersten Transistors auf einen Wert stabilisiert wird, der wenigstens annähernd gleich dem vorgegebenen Stromwert der Stromquelle ist.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die zweite Klemme (124,225,325) der Kollektorbelastung (113; 221; 223; 321, 323) und Masse ein Ableitstromweg (131, 226, 326) für den Signalsirom geschaltet ist, der ein die Eingangsimpedanz des Verstärkers in unerwünschter Weise verringerndes Fließen von Signalstrom durch die Gleichstromgegenkopplungsschleife verhindert.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ableitstromweg einen Ableitlcondensator (131,226,326) enthält.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen dritten Transistor (221, 321), der den gleichen Leitungstyp hat wie der zweite Transistor (203. 313), mit seinem Emitter an den Emitter des zweiten Transistors und mit seinem Kollektor an den Kollektor des ersten Transistors (2Oi, iOl) angeschlossen ist; ferner durch einen Ableitkondensator (226, 326), der zwischen die Basiselektrode des dritten Transistors (221,321) und Masse geschaltet ist; und durch einen Widerstand (223,323), der zwischen Kollektor- und Basiselektrode des dritten Transistors geschaltet ist, so daß dieser zwischen Kollektor- und Basiselektrode, die der ersten bzw. zweiten Klemme entsprechen, die Kollektorbelastung und mit seinem Basis-Emitter-

Übergang die Gleichstromkopplung bildet

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen Kollektor- und Basiselektrode des dritten Transistors (321) geschaltete Widerstand ein nichtlinearer Widerstand ist, welcher mindestens eine in Flußrichtung gepolte Halbleiterdiode (323) enthält

6. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit einer weiteren Verstärkerschaltung des gleichen Typs, die mit der zweiten Klemme ihrer Kollektorbelastung an die zweite Klemme der Kollektorbelastung der ersten Verstärkerschaltung angeschlossen ist, im Gegentakt arbeitet