DE2501407B2 - Verstaerker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen quasi-komplementären Verstärker der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auch auf Verbund-Transistorschaltungen, die sich für quasi-komplementäre Gegentakt-Verstärkerschaltungen eignen.

Unter einer Verbund-Transistorschaltung soll eine Schaltungsanordnung verstanden werden, die mehrere Einzeltransistoren oder Einzeltransistoren-Systeme enthält, welche zusammen die Betriebseigenschaften eines besseren, überlegenen Transistors ergeben.

Das Grundprinzip von quasi-komplementären Transistor-Gegentaktverstärkern ist aus der US-PS

28 96 029 und aus der DT-OS 23 22 317 bekannt.

Diese bekannten Verstärkerschaltungen lassen sich aus verschiedenen Gründen nicht sehr gut als monolithische integrierte Schaltung aufbauen. Ein Hauptgrund hierfür liegt darin, daß sich die Stromverstärkungsfaktoren von Transistoren komplementären Leitungstyps in einer integrierten Schaltung weder gut paaren lassen noch hinsichtlich ihres Verhältnisses mit vernünftiger Genauigkeit vorgeben lassen. Diese Probleme lassen sich durch eine Gegenkopplung über den ganzen Verstärker beheben, die die Unterschiede der Gegentaktstufen überdeckt und die unerwünschte geradzahligen Oberwellen im Ausgangssignal verringert. In konstruktiver Hinsicht ist es jedoch immer besser. Verstärker mit niedriger Verzerrung und geringerer Gegenkopplung zu verwenden, da dadurch weniger Probleme hinsichtlich der Einschwingvorgänge und der Neigung zu Störschwingungen auftreten. Außerdem lassen sich mit weniger Stufen größere Verstärkungsgrade erzielen, was hinsichtlich der Wirtschaftlichkeit und Zuverlässigkeit wünschenswert ist.

Die bei der Herstellung von komplementären Transistoren üblicherweise verwendete Lateralstruktur ergibt einen Transistor, dessen Stromverstärkungsfaktor selbst im linearsten Bereich stark von der Emitter-Kollektor-Spannung abhängt; bei den bekannten Verstärkerschaltungen treten hierdurch beträchtliche Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen und Intermodulation auf.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen quasi-komplementären Verstärker zu schaffen, der keine oder sehr kleine Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen bei Verwendung von Transistoren komplementärer Leitfähigkeit mit Lateralstruktür aufweist, bei dem zwischen den Frequenzgängen der verschiedenen Gegentakt-Verstärkerstufen ein besserer Gleichlauf besteht, der zuverlässiger arbeitet und sehr wirtschaftlich hergestellt werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Auf Grund des erfindungsgemäßen Aufbaus des Verstärkers ist die Stromverstärkungs-Charakteristik frei von Schwankungen infolge von Änderungen des Verstärkungsfaktors der verschiedenen Transistoren komplementärer Leitfähigkeit bei Änderung ihrer Emitter-Kollektor-Spannung. Dadurch sind Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen bei Verwendung von Transistoren komplementärer Leitfähigkeit mit Lateralstruktur im Vergleich zu den bekannten Verstärkerschaltungen sehr klein.
Durch die vorliegende Erfindung wird außerdem der wesentliche Vorteil erreicht, daß zwischen den Frequenzgängen der einzelnen Gegentakt-Verstärkungsstufen ein besserer Gleichlauf besteht. Dies hat seinen Grund darin, daß der Miller-Effekt bei einem lateralen PNP-Transistor weniger ausgeprägt ist, wenn seinem Basis-Emitter Übergang ein weiterer, als Diode geschalteter Transistor parallel geschaltet ist.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Dabei werden weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung zur Sprache kommen. Es zeigt

F i g. 1 ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild eines bekannten quasi-komplementären Gegentaktverstärker, wie er in der US-PS 28% 029

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angegeben ist,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der einen Verbundtransistor aus einer Stromspiegelschaltung mit Transistoren eines bestimmten Leitungstyps, sowie Eingangsund Ausgangstransistoren des entgegengesetzten Leitungstyps enthält und

F i g. 3 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der die Stromspiegelschaltung durch Feldeffekttransistoren gebildet wird.

In den Zeichnungen sind entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

F i g. 1 zeigt das Schaltbild des aus der US-PS 8 96 029 bekannten Verstärkers. Er enthält zwei Transistoren 1 und 2 des gleichen Leitungstyps (NPN), deren Kollektor-Emitter-Strecken in Reihe an eine Betriebsgleichspannungsquelle 3 angeschlossen sind. Mit der Kollektorelektrode und Basiselektrode des NPN-Transistors 2 sind die Emitterelektrode bzw. Kollektorelektrode eines PNP-Transostors 4 verbunden. Die Transistoren 2 und 4 bilden zusammen einen sogenannten Verbundtransistor, wie durch eine gestrichelte Linie 5 versinnbildlicht ist. Dieser Verbundtransistor 5 aus den Transistoren 4 und 2 entgegengesetzten Leitungstyps hat denselben Leitungstyp wie der seinen Eingangstransistor bildende Transistor 4 (der in F i g. 1 als PNP-Transistor dargestellt ist).

Die Verwendung eines Transistors eines vorgegebenen Typs, wie des Transistors 2, zur Bildung eines Verbundtransistors des entgegengesetzten Leitungstyps ist der Grund für die Bezeichnung »quasi-komplementär«. Als Basiselektrode (»äquivalente Basiselektrode») des Verbundtransistors 5 wirkt die Basiselektrode des Transistors 4; die Kollektorelektrode des Verbundtransistors wird durch die Emitterelektrode des Transistors 2 gebildet und die Emitterelektrode des Verbundtransistors wird durch die Verbindung der Emitterelektrode des Transistors 4 mit der Kollektorelektrode des Transistors 2 gebildet. Die Stromverstärkung des Verbundtransistors 5 ist im wesentlichen gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der Teiltransistoren 4 und 2.

Mit der Basiselektrode und der Kollektorelektrode des Transistors 1 sind die Emitterelektrode bzw. Kollektorelektrode eines Transistors 6 verbunden, wodurch ein weiterer Verbundtransistor 7 gebildet wird. Verbundtransistoren dieses Typs werden gewöhnlich als Darlington-Schaltung bezeichnet und haben denselben effektiven Leitungstyp wie ihr Ausgangstransistor, im Fall dea Verbundtransistors 7, also des Transistors 1 (der in Fig. 1 als NPN-Transistor dargestellt ist). Die äquivalente Stromverstärkung des Verbundtransistors 7 ist im wesentlichen gleich dem Produkt der Stromverstärkung der Teil transistoren 6 und 1.

Wenn die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 4 und 6 sowie die der Transistoren 1 und 2 jeweils gepaart sind, erhält man Verbundtransistoren 5 und 7 mit gepaarten Stromverstärkungsfaktoren. Die Eingangselektroden (Basiselektroden) der Verbundtransistoren 5 und 7 sind durch eine Verbindungs- oder Kopplungsschaltung 8 so verbunden, daß sie beide einen Steuersignalstrom erhalten, der gleich der Differenz des durch eine Stromquelle 9 erster Polarität zugeführten Stroms und des durch die Stromquelle 10 entgegengesetzter Polarität (»Stromsenke«) abgezogenen Stroms ist. Mindestens einer der beiden letzterwähnten Ströme ist mit einem Eingangssignal moduliert. Bei den positiven Halbwellen des Steuersignalstroms nimmt der Strom durch den Verbundtransistor 7 zu, und der Strom durch den Verbundtransistor 5, gegebenenfalls bis zum Sperren, ab, wobei ein positiver Strom über eine Ausgangsklemme 11 an irgendeinen an sie angeschlossenen Verbraucher (in F i g. 1 nicht dargestellt) abgegeben wird. Bei den negativen Halbwellen des Steuersignalstroms wird der Strom durch den Transistor 7 herabgesetzt oder unterbrochen, während der Strom durch den Verbundtransistor 5 verstärkt wird, so daß dem Verbraucher über die Ausgangsklemme U ein negativer Strom zugeführt wird. Kurz gesagt, bewirken die Verbundtransistoren 5 und 7 also eine Gegentaktverstärkung des ihren Eingangselektroden (also den äquivalenten Basiselektroden) zugeführten Steuersignalstroms.

Im Laufe der Zeit ist dieses bekannte Grundkonzept

in der verschiedensten Weise weiterentwickelt worden.

Es gibt z. B. die verschiedensten Konstruktionen für die Stromquellen 9 und 10. Diese lassen sich jedoch im allgemeinen in drei Gruppen einordnen

1. Die Stromquelle 9 ist eine Konstantstromquelle, während die als Stromsenke arbeitende Stromquelle 10 einen Strom abzieht, der sich entsprechend einem Eingangssignal ändert;

2. die Stromquelle 9 liefert einen Strom, der entsprechend einem Eingangssignal schwankt, während die Stromsenke arbeitende, entgegengesetzt gepolte Stromquelle 10 einen konstanten Strom abzieht; und

3. die Stromquellen 9 und 10 liefern bzw. ziehen Ströme, die sich in Abhängigkeit von einem Eingangssignal im Gegentakt ändern.
Auch die Verbindungs- oder Kopplungsschaltung 8 ist der Gegenstand erheblicher Entwicklungsarbeit gewesen. Wenn man als Kopplungsschaltung eine direkte Verbindung verwendet, arbeiten die Verbundtransistoren 5 und 7 im B-Betrieb. Hierbei tritt eine Nichtlinearität im Stromübernahmegebiet auf, die zur Folge hat, daß der Ausgangsstrom an der Klemme 11 gegenüber Steuerströmen niedriger Amplitude unempfindlich ist. Erzeugt man in der Kopplungsschaltung 8 jedoch eine Vorspannung, die gerade ausreicht, die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 6, 1 und 4 etwas in den Flußbereich vorzuspannen, so kann man einen B-, AB- oder Α-Betrieb der Verbundtrans'storen 5 und 7 erreichen, der frei von Nichtlinearität im Übernahmebereich ist. Im allgemeinen enthält die Kopplungsschaltung 8 Dioden, die vom Ruhestrom zwischen den Stromquellen 9 und 10 durchflossen werden und dadurch die gewünschte Vorspannung (Offsetspannung) liefern. Fine weitere Möglichkeit hesteht darin, als. Yerbindungs- oder KoppJungsschal tung 8 die Kollektor-Emitter-Strecke eines als SaaftrrungsTegIergeschalfeienTransistorsizu.verwend€n,.Die Emitter-Basisspahnung dieses Transistors kann aus seiner Emitter-Kollektor-Spannung durch eine Spannungsteilerschaltung gewonnen werden, so daß sich eine geschlossene Regelschleife zur Regelung der Emitter-Kollektor-Spannung bezüglich der eigenen Emitter-Basis-Offsetspannung ergibt.

Die aus der US-PS 28 % 029 bekannte Verstärkerschaltung läßt sich — wie gesagt — aus verschiedenen Gründen nicht sehr gut als monolithische integrierte Schaltung aufbauen. Ein Hauptgrund hierfüi liegt uan.., daß sich die Stromverstärkungsfaktoren von Transistoren komplementären Leitungstyps in einer integrierten Schaltung weder gut paaren lassen, noch hinsichtlich ihres Verhältnisses mit vernünftiger Genauigkeit

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vorgeben lassen. Diese Probleme lassen sich durch eine Gegenkopplung über den ganzen Verstärker beheben, die die Unterschiede der Gegentaktstufem überdeckt und die unerwünschten geradzahligen Oberwellen im Ausgangssignal verringert In konstruktiver Hinsicht ist es jedoch immer besser. Verstärker mit niedriger Verzerrung und geringerer Gegenkopplung zu verwenden, da dadurch weniger Probleme hinsichtlich der Einschwingvorgänge und der Neigung zu Störschwingungen auftreten. Außerdem lassen sich mit weniger Stufen größere Verstärkungsgrade erzielen, was hinsichtlich der Wirtschaftlichkeit und Zuverlässigkeit wünschenswert isL

Bei dem Verstärker gemäß der US-PS 28 96 029 treten am Transistor 4 komplementärer Leitfähigkeit erhebliche Änderungen der Emitter-Kollektorspannung auf, die sich der vollen Betriebsspannung nähert, wenn der Verbundtransistor 5 sperrt und sich dem Wert 0 nähert, wenn der Verbundtransistor 7 sperrt.

Die bei der Herstellung von komplementären Transistoren üblicherweise verwendete Lateralstruktur ergibt einen Transistor, dessen Stromverstärkungsfaktor selbst im linearsten Bereich stark von der Emitter-Kollektor-Spannung abhängt; bei den bekannten Verstärkerschaltungen treten hierdurch beträchtliche Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen und Intermodulation auf.

Wenn für den Transistor 4 komplementärer Leitfähigkeit ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor an Stelle eines bipolaren Transistors mit Lateralstruktur verwendet wird, ist es in der Praxis schwierig, an der Ausgangsklemme 11 einen Signalhub entsprechend dem ganzen Betriebsspannungsbereich zu erreichen. Der Grund hierfür liegt darin, daß die MOS-Feldeffekttransistoren, die sich derzeit mit bipolaren Transistoren integrieren lassen, Anreicherungstyp-FETs sind, die für eine volle Aussteuerung in den Flußbereich eine erhebliche Source-Gate-Spannung benötigen. Um den vollen Signalhub zu erreichen, müßte die Gate-Elektrode eines solchen, an Stelle des Transistors 4 verwendeten Feldeffekttransistors bis zu einer Spannung ausgesteuert werden, die wesentlich negativer ist als die an der Emitterelektrode des Transistors 2 auftretende Spannung.

F i g. 2 zeigt einen quasi-komplementären Verstärker gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Verbundtransistor 7 hat dieselbe Funktion wie die mit dem gleichen Bezugszeichen versehene Anordnung in F i g. 1. Der Verbundtransistor 5', der gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist hat dieselbe Funktion wie der Verbundtransistor 5 in Fig. 1. Wie unten noch näher erläutert werden wird, hat der Verbundtransistor5'jedoch hinsichtlich seiner Betriebseigenschaften eine Reihe wesentlicher Vorteile gegenüber dem Stand der Technik.

Der Verbundtransistor 5' enthält einen Eingangstransistor 15, einen Ausgangstransistor 31 (der seinerseits ein Verbundtransistor aus zwei Transistoren 30 und 2 sein kann, wie in F i g. 2 dargestellt ist oder ein einzelner Transistor, wie F i g. 3 zeigt) und einen Stromspiegelverstärker 20; der Stromspiegelverstärker hat eine Stromeingangsklemme 21, die mit dem Kollektor des Eingangstransistors 15 verbunden ist und eine Stromausgangsklemme 23, die mit der Basis des aus einem Verbundtransistor bestehenden Ausgangstransistors 31 verbunden ist. Die Emitterelektrode des Transistors 15 arbeitet als Basiselektrode des Verbundtransistors 5'. Die miteinander verbundenen Kollektorelektroden der Transistoren 31, die mit der Basiselektrode des Transistors 15 direkt verbunden sind, arbeiten als Emitterelektrode des Verbundtransistors 5'. Die Emitterelektrode des Transistors 2 arbeitet als Kollektorelektrode des Verbundtransistors 5'. Der Verbundtransi stor 5' arbeitet wie ein PNP-Transistor, trotzdem der Eingangstransistor 15 und der Verbund-Ausgangstransistor 31 aus N PN-Bauelementen bestehen. Der Eingangstransistor 15 arbeitet als Verstärker in

ίο Basisschaltung. Der Stromspiegelverstärker enthält PNP-Bauelemente. Der Ausgangstransistor 31 wird über die Basis angesteuert und arbeitet in einem quasi-komplementären Verstärker des in F i g. 2 dargestellten Typs als Verstärker in Kollektorschaltung. In anderen Schaltungsanordnungen kann der Ausgangstransistor 31 jedoch auch als Verstärker in Emitterschaltung betrieben werden.

Wenn bei dem quasi-komplementären Verstärker gemäß Fig.2 solche Eingangssignalbedingungen vor liegen, daß der durch die Stromquelle 9 gelieferte Strom den durch hier als Stromsenke arbeitende Stromquelle 10 abgezogenen Strom überschreitet wird der effektiven Basiselektrode des Verbundtransistors 7 ein positiver Steuerstrom zugeführt der auch an der Emitterelektrode des Transistors 15 zur Verfugung steht. Der positive Strom kann in die Basiselektrode des Transistors 6 als effektiver Basisstrom für den Verbundtransistor 7 fließen. In die Emitterelektrode des N PN-Transistors 15 kann dagegen wegen der Sperrwir kung seines Basis-Emitter-Übergangs kein positiver Strom fließen.

Der der effektiven Basiselektrode des Verbundtransistors 7 zugeführte positive Steuerstrom wird wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 verstärkt, und der verstärkte Strom steht an der Ausgangsklemme 11 für einen an diese angeschlossenen, nicht dargestellten Verbraucher zur Verfügung. Die Stromverstärkung des Verbundtransistors 7 wird im wesentlichen gleich dem Produkt der individuellen Stromverstärkungsfaktoren der in ihm enthaltenen, in Kaskade geschalteten Transistoren 1 und 6 sein. In dieser Hinsicht arbeitet die Verstärkerschaltung gemäß F i g. 2 bei entsprechenden Eingangssignalbedingungen ganz analog wie der bekannte Verstärker gemäß F i g. 1.

Wenn bei dem Verstärker gemäß Fig.2 solche Eingangssignalbedingungen vorliegen, daß der durch die als Stromsenke arbeitende Stromquelle 10 abgezogene Strom größer ist als der durch die Stromquelle 9 zugeführte Strom, muß entweder von der effektiven

so Basiselektrode des Verbundtransistors 7 oder von der Emitterelektrode des Transistors 15 Strom gezogen werden. Dies kann wie das Anlegen eines negativen Steuerstroms an diese beiden Elektroden angesehen werden. Die Sperrwirkung des Basis-Emitter-Über-

SS gangs des Transistors 6 verhindert unter diesen Umständen jedoch, daß ein Strom von der effektiven Basis des Verbundtransistors 7 gezogen wird. Der benötigte Strom wird jedoch von der Emitterelektrode des Eingangstransistors 15 geliefert, wodurch dieser in den leitenden Zustand ausgesteuert wird.

Das Leiten des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 15 ähnelt dem Leiten des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 4 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1, soweit es die Stromquelle 9, die

I^ Verbindungs- oder Kopphingsschaltung 8 und die als Stromsenke arbeitende Stromquelle 10 betrifft, und man kann daher bei dem Verstärker gemäß F i g. 2 für die Schaltungselemente 8, 9 und 10 dieselben Konstruk-

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tionsvarianten verwenden, wie bei dem in Fig. 1 dargestellten, von Lin angegebenen Verstärker. Die Verhältnisse an den Kollektorelektroden der Transistoren 15 und 4 sind jedoch in keiner Weise vergleichbar. Bei dem Verstärker gemäß F i g. 1 arbeitet der Transistor 4 im Effekt als Verstärker in Emitterschaltung, und sein Kollektorstrom ist eine invertierte und verstärkte Version des seiner Basiselektrode zugeführten negativen Steuerstroms. Bei dem Verstärker gemäß F i g. 2 arbeitet der Transistor 15 im Effekt als Verstärker in Basisschaltung. Sein Kollektorstrom ähnelt dem negativen Steuerstrom sowohl hinsichtlich der Amplitude als auch der tatsächlichen Stromflußrichtung dem über seine Emitterelektrode fließenden negativen Steuerstrom.

Die vor dem Zuführen zur Basiselektrode des Transistors 2 erforderliche Inversion des Steuerstroms erfolgt im Stromspiegelverstärker 20. Bei diesem handelt es sich um einen Verstärker mit drei Klemmen, der Stromeingangsklemme 21, einer gemeinsamen Klemme 22 und der Stromausgangsklemme 23. Die Stromverstärkungen des Stromspiegelverstärkers sind im wesentlichen unabhängig von den Stromverstärkungsfaktoren seiner Bauelemente. Für die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung können außer der in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung auch eine Anzahl anderer bekannter Stromspiegelschaltungen verwendet werden.

Der invertierte Steuerstrom wird vor dem Anlegen an die Basiselektrode des Transistors 2 durch den Transistor 30 verstärkt. Der Transistor 30 bildet zusammen mit dem Transistor 2 einen Verbundtransistor (Ausgangstransistor 31) in Darlingtonschaltung. Der Verbundtransistor 31 wird über die Basis angesteuert und arbeitet bei dem in F i g. 2 dargestellten quasi-komplementären Verstärker als Verstärker in Kollektorschaltung.

Bei einer typischen Ausführungsform des Verstärkers gemäß der Erfindung haben die Verbundtransistoren 7 und 31 gepaarte Stromverstärkungsfaktoren. Negative Steuerströme werden bei einer solchen typischen Konstruktion vom Eingangstransistor 15 aufgenommen, der als Verstärker in Basisschaltung arbeitet und einen Stromverstärkungsfaktor von etwa 1 hat, der negative Steuerstrom wird dann durch den Stromspiegelverstärker 20 invertiert, der ebenfalls einen Stromverstärkungsfaktor von im wesentlichen 1 hat, und dann durch den Verbundtransistor 31 verstärkt, bevor er über die Ausgangsklemme 11 dem nicht dargestellten Verbraucher zugeführt wird. Die Verstärkung des negativen Teils des Steuerstroms ist also gleich dem Produkt der individuellen Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 30 und 2 im Verbundtransistor 31 und ist praktisch gleich der Verstärkung des positiven Teils des Steuerstroms im Verbundtransistor 7. Durch diese Symmetrie der Stromverstärkungsfaktoren sind bei dem Verstärker gemäß F i g. 2 die Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen sehr klein.

Die in dem gestrichelten Rechteck dargestellten speziellen Bauelemente des Stromspiegelverstärkers 20 sind repräsentativ für die Grundbestandteile eines solchen Verstärkers und aus ihrer Schaltung sind die Vorteile ersichtlich, die die vorliegende Erfindung generell mit sich bringt, wenn komplementäre Transistoren mit Lateralstruktur verwendet werden. Der vom Stromspiegelverstärker 20 über seine Stromeingangsklemme 21 abgezogene Eingangsstrom wird hauptsächlich durch einen Widerstand 24 und einen als Diode geschalteten Transistor 25 von der mit der Betriebsgleichstromquelle 3 verbundenen gemeinsamen Klemme 22 geliefert. Die Verbindung von Basis- und Kollektorelektrode bildet die Kathodenklemme des als Diode geschalteten PNP-Transistors 25 und seine Emitterelektrode arbeitet als Anodenklemme. Der über die Emitterelektrode des Transistors 25 eintretende Strom fließt über die Kollektor- und Basiselektrode ab und erzeugt einen Spannungsabfall (»Offsetspannung«),

ίο der gleich der Basis-Emitter-Spannung ist, die für den betreffenden Stromfluß benötigt wird. Die Spannung entsprechend dem Spannungsabfall am Widerstand 24 zuzüglich der Basis-Emitterspannung des Transistors 25 liegen an einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 26 und dem Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 27, so daß durch sie ein Strom fließt, der zu dem der Stromeingangsklemme 21 zugeführten Strom dasselbe Verhältnis hat, wie die Leitfähigkeit der Basis-Emitter-Kreise der Transistoren 27 und 25. Typischerweise haben die Widerstände 24 und 26 aneinander angepaßte Widerstandswerte und die Transistoren 25 und 27 haben gleiche Basis-Emitter-Übergangsflächen und -profile; in diesem Fall hat dann die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 20 den Wert — 1.

Die Diodenschaltung des Transistors 25 durch die direkte Verbindung 29 zwischen Basis- und Kollektorelektrode ist praktisch eine Gegenkopplungsverbindung, durch die die Emitter-Kollektor-Spannung geregelt wird. Die Kollektor-Basis-Verbindung kann bei gewissen Konstruktionen auch über einen Transistorverstärker in Kollektorschaltung erfolgen. Allgemein gesprochen werden jedoch die Emitter-Kollektor-Spannungen der Transistoren (wie des Transistors 25) im Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers in einem großen Strombereich so geregelt, daß ihre Transkonduktanzen oder Steilheiten durch die Schwankungen ihrer Emitter-Kollektor-Spannungen nicht sehr beeinflußt werden. Da die Spannungsabfälle an den Emittergegenkopplungswiderständen 24 und 26 gewohnlich höchstens einige hundert Millivolt betragen und da die Spannungsabfälle (Offsetspannungen) an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 30 und 2 im wesentlichen konstant sowie gewöhnlich klein im Vergleich mit der durch die Betriebsgleichstromquelle 3 gelieferten Betriebsspannung sind, ändert sich die Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors 27 in Abhängigkeit vom Steuerstrom praktisch nicht. Die Transkonduktanz oder Steilheit des Transistors 27 wird also durch Schwankungen seiner Emitter-Kollektor-Spannung praktisch nicht beeinflußt werden. Dies gilt ganz allgemein für die meisten bekannten Stromspiegelverstärker. Da die Stromverstärkungscharakteristik eines gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung aufgebauten Verstärkers frei von Schwankungen infolge von Änderungen des Verstärkungsfaktors der verschiedenen Transistoren komplementärer Leitfähigkeit bei Änderung ihrer Emitter-Kollektor-Spannung ist, sind die Verzerrungen durch geradzahlige Oberwellen bei Verwendung von Transistoren komplementärer Leitfähigkeit mit Lateralstruktur im Vergleich zum Stand der Technik sehr klein.

Durch die vorliegende Erfindung wird — wie bereits erwähnt — außerdem der wesentliche Vorteil erreicht, daß zwischen den Frequenzgängen der Gegentaktverstärkerstufen 7 und 15, 20, 31 ein besserer Gleichlauf besteht, als bei der aus der US-PS 28 96 029 bekannten Verstärkerstufe in integrierter Form. Dies hat seinen Grund darin, daß der Miller-Effekt bei einem lateralen

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PNP-Transistor weniger ausgeprägt ist, wenn seinem Basis-Emitter-Übergang ein weiterer, als Diode geschalteter Transistor parallel geschaltet ist.

Bei der in F i g. 3 dargestellten Ausfiihrungsform werden an Stelle der Verbundtransistoren 7 und 31 einfache Transistoren 1 und 2 verwendet, die in der Praxis auch aus mehreren, parallelgeschalteten Transistoren gebildet sein können. Der dargestellte Stromspiegelverstärker 20 enthält hier Feldeffekttransistoren (FET's) 25' und 27'. Bei den Feldeffekttransistoren 25' und 27' kann es sich insbesondere um P-Kanal-Isolierschicht-Feldeffekttransistoren, wie Metall-Oxid-Halbleiter-Transistoren (MOS-FET's) des Anreicherungstyps handeln, die sich zusammen mit bipolaren N PN-Transistoren integrieren lassen. Diese Bauelemente zeichnen sich dadurch aus, daß ihre Source-Gate-Spannung einen Schwellwert überschreiten muß, bevor der Transistor zu leiten beginnt. Dieser Umstand bildet kein Problem, soweit es sich um einen B- oder AB-Betrieb eines quasi-komplementären Gegentaktverstärker gemäß der Erfindung handelt.

Die Ausgangssignalspannung an der Ausgangsklemme 11 strebt zur positiven Spannung an der gemeinsamen Klemme 22, wenn der Transistor 1 durch einen positiven Steuerstrom in den Flußbereich ausgesteuert ist. Der Transistor 15 leitet dann nicht und die Drain-Gate-Rückkopplung des Transistors 25' lädt die Speicherkapazität an seiner Drain-Elektrode auf, wobei seine Source-Gate-Spannung und die des Transistors 27' auf den Schwellwert herabgesetzt werden. Dies bringt die Transistoren 25' und 27' aus dem leitenden Zustand heraus. Da die Spannung an der Ausgangsklemme 11 durch das volle Leiten des Transistors 1 bis auf wenige Zehntel Volt auf der an der Klemme 22 herrschenden Spannung gehalten wird, kann der Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 15 in Flußrichtung vorgespannt werden. Hierdurch werden die Source-Gate-Spannungen der Transistoren 25' und 27' unter den Schwellwert herabgesetzt, in ihrem nichtleitenden Zustand bieten sie jedoch der Kollektorelektrode des Transistors 15 eine hohe Impedanz dar und verhindern, daß ein nennenswerter Strom durch seinen Basis-Kollektor-Übergang fließt.

Die Transistoren 25' und 27' werden leitend, wenn sich die Ausgangssignalspannung an der Klemme 11 der Spannung an der Emitterelektrode des Transistors 2 mehr nähert als der Spannung an der Klemme 22. Unter diesen Bedingungen kann die Spannung an der Kollektorelektrode des Transistors 15 durch dessen Leiten negativ werden, und zwar bis auf wenige Zehntel Volt negativ bezüglich der Ausgangssignalspannung an der Ausgangsklemme 11, welche, wenn die durch die Betriebsgleichstromquelle 3 gelieferte Betriebsgleichspannung 6 oder 8 Volt übersteigt, gewährleistet, daß den Transistoren 25' und 27' genügend Source-Gate-Spannung zugeführt wird, um diese in den Flußbereich vorzuspannen.

Eine gemäß der Erfindung aufgebaute Verstärkerschaltung hat daher die bei Verwendung von Feldeffekttransistoren als Bauelemente komplementären Leitungstyps die vorteilhafte Betriebseigenschaft, daß die Bauelemente komplementären Leitungstyps in den Eingangskreisen einen großen Bruchteil der Betriebsspannung erhalten, wenn sie leiten sollen. Dies ist bei den bekannten Verstärkerschaltungen nicht ohne weiteres erreichbar. Mit Feldeffekttransistoren kann ein besserer Frequenzgang erreicht werden als mit lateralen PNP-Transistoren, was zu einem besseren Gleichlauf der Frequenzgänge der Gegentaktverstärkerstufen 1 und 15,20,2 führt.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3 können die Bauelemente 15, 20 und 2 als Verbundtransistor angesehen werden, der analog zum Verbundtransistor 5 in der Schaltung nach F i g. 1 arbeitet.

Quasi-komplementäre Verstärker der oben angegebenen Typen können während der negativen Auswanderungen des Ausgangssignals an der Ausgangsklemme 11 zu Selbstschwingungen neigen, wenn die räumliche Anordnung der Bauelemente schlecht gewählt ist. Diese Schwingungsneigung kann durch eine Anzahl elektrischer Schaltungsmaßnahmen verringert bzw. vermieden werden. Man kann Maßnahmen treffen, um das Eingangssignal für einen Treiberverstärkertransistor in der Stromquelle 9 oder 10 so zu begrenzen, daß dieser Transistor nicht in einem Teil seines Betriebsbereichs arbeiten kann, in dem seine Kollektorimpedanz niedrig ist. Man kann in die die Transistoren 2 und 15 sowie den Stromspiegelverstärker 20 enthaltende Schleife sorgfältig kleine Kondensatoren einfügen, die etwaige Schwingungsneigungen verringern, indem sie die Phasengrenzen der verschiedenen Gegenkopplungsschleifen erweitern. Der für die Emitterschaltung gültige Vorwärtsstromverstärkungsfaktor des Transistors 15 kann ebenfalls herabgesetzt werden, um die Schwingneigung zu verringern. Hierzu kann man z. B. die Verfahrensschritte bei der Herstellung des Transistors 15 so steuern, daß die Transistor-Basiszone aus hochdotiertem P+-Halbleitermaterial hergestellt wird. Eine andere Möglichkeit besteht darin, den für Emitterschaltung gültigen Vorwärtsstromverstärkungsfaktor des Transistors 15 dadurch herabzusetzen, daß man seinem Basis-Emitter-Übergang einen Halbleiter- oder PN-Übergang oder einen als Diode geschalteten Transistor parallellegt und ihn auf diese Weise als Stromspiegelverstärker schaltet.

Die Herabsetzung des für die Basisschaltung gültigen Stromverstärkungsfaktors des Transistors 15, die durch die oben beschriebenen Maßnahmen zur Verringerung des für die Emitterschaltung gültigen Stromverstärkungsfaktors auftreten kann, läßt sich durch Erhöhung des Verstärkungsfaktors des Stromspiegelverstärkers 20 kompensieren. Bei einem Stromverstärker mit bipolaren Transistoren, wie in Fig.2, läßt sich dies dadurch erreichen, daß man die Leitfähigkeit des Widerstands 26 bezüglich der des Widerstands 24 und die Fläche des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 27 bezüglich der des Transistors 25 im erforderlichen Verhältnis vergrößert. Bei einem Stromspiegelverstärker, der wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 3 mit Feldeffekttransistoren aufgebaut ist, können die Kanalabmessungen der Transistoren 25' und 27' in bezug aufeinander entsprechend bemessen werden.

Die Ausführungsformen gemäß F i g. 2 und 3 lassen sich auch unter Verwendung eines Verstärkertransistors in Basisschaltung zur Kopplung der Kollektorelektrode des Transistors 15 mit der Eingangsklemme 21 des Stromspiegelverstärkers 20 aufbauen. Hierdurch wird die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 15 während der negativen Auswanderungen der Ausgangssignalspannung im wesentlichen konstant gehalten. Dies verhindert eine etwaige Schwingneigung durch Änderungen des Stromverstärkungsfaktors des Transistors 15 infolge von Änderungen seiner Kollektor-Emitter-Spannung. Der schwache Mitkopplungseffekt wird beseitigt, der in der die Elemente 15, 20 und 31 enthaltenden Schleife besteht und sonst bei negativen

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Auswanderungen des Ausgangssignals die Neigung zu Schwingungen verstärken kann.

In den Fig.2 und 3 sind direkte Verbindungen zwischen der Kollektor- und der Emitterelektrode des Transistors 1 einerseits und der Betriebsspannungsquelle bzw. der Ausgangsklemme 11 dargestellt; diese Verbindungen können jedoch auch durch andere gleichstromdurchlässige Verbindungs- oder Kopplungsschaltungen bewirkt werden, z. B. durch Widerstände, die bei hohen Ausgangssignalströmen ausreichende Spannungen entstehen lassen, um Anordnungen zur Begrenzung des der Basiselektrode des Transistors 1 zugeführten Steuerstroms wirksam zu machen. Ähnliche Vorkehrungen können auch bezüglich des Transistors 2 getroffen werden, um bei hohen Ausgangssignalen den Steuerstrom für die Emitterelektrode des Transistors 15 zu begrenzen. Auch Verstärker mit

solchen Verbindungen fallen in den Rahmen der Erfindung und der Ansprüche.

In den Ansprüchen wird in Verbindung mit Transistoren die für polare Transistoren übliche Terminologie verwendet, dies soll jedoch nicht als Einschränkung ausgelegt werden. Unter die Ansprüche sollen nämlich auch Feldeffekttransistoren mit Gate-, Source- und Drain-Elektroden entsprechend bipolaren Transistoren mit Basis-, Emitter- bzw. Kollektorelektroden fallen.

ίο Unter den Begriff »Transistor« sollen ferner Verbundtransistoren fallen, die eine Parallelschaltung mehrerer Transistoren oder in Kaskade geschaltete Transistoren, z. B. Transistoren in Darlingtonschaltung enthalten. Die verwendete Transistorterminologie ist also nicht ein-

'5 schränkend, sondern hinsichtlich von äquivalenten und wirkungsgleichen Anordnungen im weitesten Sinn auszulegen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

25 Ol 407 Patentansprüche:

1. Quasi-komplementärer Verstärker mit einem ersten und einem zweiten Ausgangstransistor, einem mit der Basis des ersten Ausgangstransistors verbundenem Signaleingang, einem ersten und einem zweiten Versorgungsspannungsanschluß, über die eine Betriebsspannung an den Kollektor des ersten Ausgangstransistors und an den Emitter des zweiten Ausgangstransistors angelegt wird und einem Signalausgang, an dem der Emitter des ersten Ausgangstransistors und der Kollektor des zweiten Ausgangstransistors liegt, gekennzeichnet durch einen dritten Transistor (15) vom selben Leitfähigkeitstyp wie die Ausgangstransistoren (1,2), dessen Basis mit dem Signalausgang (11) und dessen Emitter mit dem Signaleingang verbunden ist, und einen Stromspiegelverstärker (20), dessen Eingang (21) mit dem Kollektor des dritten Transistors (15) und dessen Ausgang (23) mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors (2) verbunden ist.

2. Quasi-komplementärer Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromspiegelverstärker (20) einen vierten und fünften Flächentransistor (25, 27) mit zum ersten und zweiten Ausgangstransistor (1,2) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp umfaßt, die Emitter des vierten und fünften Transistors (25, 27) jeweils mit dem ersten Versorgungsspannungsanschluß, der Kollektor des vierten Transistors (25) mit dem Kollektor des dritten Transistors (15) und einem Verbindungspunkt zwischen den Basen des vierten und fünften Transistors (25, 27) und der Kollektor des fünften Transistors (27) mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors (2) verbunden ist (F i g. 2).

3. Quasi-komplementärer Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromspiegelverstärker (20) einen vierten und fünften Feldeffekttransistor (25', 27') mit zum ersten und zweiten Ausgangstransistors (1, 2) entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp umfaßt, die Source-Elektrode des vierten und fünften Transistors (25', 27') jeweils mit dem ersten Versorgungsspannungsanschluß, die Drain-Elektrode des vierten Transistors (25') mit dem Kollektor des dritten Transistors (15) und einem Verbindungspunkt zwischen den Gate-Elektroden des vierten und fünften Transistors (25', 27') und die Drain-Elektrode des fünften Transistors (27') mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors (2) verbunden ist (F i g. 3).