DE102010049246A1

DE102010049246A1 - Treiberschaltkreis mit erhöhtem Leistungsfaktor

Info

Publication number: DE102010049246A1
Application number: DE102010049246A
Authority: DE
Inventors: Thomas J. Laguna Beach Ribarich
Original assignee: International Rectifier Corp USA
Current assignee: Infineon Technologies Americas Corp
Priority date: 2009-11-04
Filing date: 2010-10-25
Publication date: 2011-05-12
Also published as: JP5584089B2; JP2011101585A; US20110101880A1; US8963442B2

Abstract

Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform weist einen Treiberschaltkreis, die zwischen eine Wechselstromleitung und eine Last gekoppelt ist, einen ersten Halbleiterschalter auf, der zwischen eine Busspannung und einen Resonanzschaltkreis angeordnet ist, und einen zweiten Halbleiterschalter, der zwischen den Resonanzschaltkreis und einer Erde angeordnet ist, wobei der Resonanzschaltkreis die Last treibt. In dem Treiberschaltkreis besitzt die Busspannung eine Form, die im Wesentlichen einer Form einer gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, wodurch ein Leistungsfaktor des Treiberschaltkreises erhöht wird. Der Treiberschaltkreis kann ferner einen Vollbrückengleichrichter aufweisen, der zwischen den Resonanzschaltkreis und der Last angeordnet ist. Die Last kann zumindest eine LED aufweisen.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Definition
In der vorliegenden Anmeldung bezieht sich „Gruppe-III–V-Halbleiter” auf einen Verbindungshalbleiter, der zumindest ein Element der Gruppe III und zumindest ein Element der Gruppe V aufweist, wie etwa, ohne darauf beschränkt zu sein, Galliumnitrid (GaN), Galliumarsenid (GaAs), Indiumaluminiumgalliumnitrid (InAlGaN), Indiumgalliumnitrid (InGaN) und ähnliches. In analoger Weise bezieht sich „III-Nitrid-Halbleiter” auf einen Verbindungshalbleiter, der Stickstoff und zumindest ein Element der Gruppe III aufweist, wie etwa, ohne darauf beschränkt zu sein, GaN, AlGaN, InN, AlN, InGaN, InAlGaN und ähnliches.
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen das Gebiet der elektrischen Schaltkreise. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung das Gebiet der Treiberschaltkreisee zum Speisen von Lasten.
2. Technischer Hintergrund
Anwendungen wie etwa Beleuchtungsanwendungen benötigen gegebenenfalls eine Last, wie etwa eine Last, die eine oder mehrere lichtemittierende Dioden (LEDs) aufweist, die offline gespeist wird, d. h. von einer Wechselstromquelle wie etwa einer Wechselstromleitung. Um eine Last wie etwa eine LED-Last mit einer Wechselstromleitung zu speisen, wird die Spannung der Wechselstromleitung üblicherweise mittels eines Vollbrückengleichrichters in eine voll gerichtete Gleichstromspannung konvertiert. Die gleichgerichtete Gleichstromspannung kann dann geeignet gefiltert werden, um eine im Wesentlichen konstante Gleichstromspannung zur Verfügung zu stellen, die auf ein geeignetes Spannungsniveau konvertiert werden kann, wie es von der Last, wie etwa einer LED-Last, benötigt wird. Herkömmliche Lösungen für das Speisen einer Last, wie etwa einer Last, die eine oder mehrere LEDs aufweist, aus einer Wechselstromleitung (d. h. offline), weist jedoch verschiedene Nachteile auf.
Eine herkömmliche Lösung zum Offline-Speisen einer Last, wie etwa einer Last, die eine oder mehrere LEDs aufweist, verwendet einen Rücklauf-Schaltkreis („Flyback”-Schaltkreis). Rücklaufschaltkreise jedoch haben typischerweise eine Effizienz von lediglich 80,0 bis 85,0 Prozent und eine Begrenzung der maximalen Leistung von ungefähr 50,0 W, was unerwünschte Merkmale darstellt. Eine weitere herkömmliche Lösung verwendet einen Abwärtswandler, um die für eine Last, wie etwa eine LED-Last benötigte Gleichstromspannung zur Verfügung zu stellen. Der Abwärtswandler jedoch besitzt im Allgemeinen einen unerwünscht niedrigen Leistungsfaktor. Zusätzlich benötigen die vorgenannten herkömmlichen Lösungen einen großen Filterkondensator, wie etwa einen großen Elektrolytkondensator, der die Kosten in unerwünschter Weise erhöhen kann.
3. Kurzer Abriss der Erfindung
Ein Treiberschaltkreis mit einem erhöhten Leistungsfaktor, im Wesentlichen wie in Verbindung mit zumindest einer der Figuren gezeigt und/oder beschrieben und wie vollständiger in den Ansprüchen ausgeführt.
4. Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 veranschaulicht einen Schaltplan eines beispielhaften Treiberschaltkreises gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 veranschaulicht einen Schaltplan eines beispielhaften Treiberschaltkreises gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 veranschaulicht einen Schaltplan eine beispielhaften Schaltkreiskonfiguration zum Bereitstellen einer Lastisolierung für eine Ausführungsform des Treiberschaltkreis der Erfindung.
4 veranschaulicht einen Schaltplan einer weiteren beispielhaften Schaltkreiskonfiguration zum Bereitstellen einer Lastisolierung für eine Ausführungsform des Treiberschaltkreis der Erfindung.
5 ist ein Graph, der eine beispielhafte Busspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
6 ist ein Graph, der eine beispielhafte Busspannung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
7 ist ein Graph, der einen beispielhaften RMS-Wechselstromleitungsstrom zeigt, der einer Ausführungsform des Treiberschaltkreis gemäß der Erfindung entnommen wird.
8 ist ein Graph, der einen weiteren beispielhaften RMS-Wechselstromleitungsstrom zeigt, der einer Ausführungsform des Treiberschaltkreis gemäß der Erfindung entnommen ist.
5. Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Treiberschaltkreis mit einem erhöhten Leistungsfaktor. Die folgende Beschreibung enthält spezifische Informationen betreffend die Implementierung der vorliegenden Erfindung. Ein einschlägiger Fachmann wird erkennen, dass die vorliegende Erfindung auf eine Weise implementiert werden kann, die sich von der spezifisch in der vorliegenden Anmeldung erläuterten unterscheidet. Darüber hinaus sind einige spezifische Details der Erfindung nicht erläutert, um die Erfindung nicht zu verdecken.
Die Zeichnungen der vorliegenden Anmeldung und die begleitende detaillierte Beschreibung sind lediglich auf beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet. Der Kürze halber sind andere Ausführungsformen der Erfindung nicht in der vorliegenden Anmeldung spezifisch beschrieben und sind nicht in den vorliegenden Zeichnungen spezifisch veranschaulicht.
1 zeigt einen Schaltplan eines beispielhaften Treiberschaltkreis gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die zwischen eine Wechselstromleitung und eine Last gekoppelt ist. Der Treiberschaltkreis 100, der ein Resonanzmodus-Treiberschaltkreis sein kann, ist zwischen eine Wechselstromleitung 102 und eine Last 104 gekoppelt. Der Treiberschaltkreis 100 weist einen EMI-Filter 106 (EMI = „Electromagnetic Interference”/Elektromagnetische Interferenz), Vollbrückengleichrichter 108 und 110, einen Kondensator 112, einen Sanftanlaufblock 114, einen Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer, einen Steuerschaltkreis 118, einen Summierblock 120, einen Fehlerlogikblock 122, einen Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 123, einen Resonanzschaltkreis 128 und ein Stromsensor 134. Der Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 123 weist Halbleiterschalter 124 und 126 (in der vorliegenden Anmeldung auch einfach als „Schalter 124 und 126” bezeichnet) auf, der Resonanzschaltkreis 128 weist eine Induktionsspule 130 und einen Kondensator 132 auf und der EMI-Filter 106 weist einen Kondensator 137 und eine Induktionsspule 138 auf.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist die Last 104 in Serie geschaltete LEDs 1401, 1402, ... 140N auf, wobei „N” eine beliebige ganze Zahl sein kann, wie es für eine bestimmte Anmeldung erforderlich ist. In einer Ausführungsform kann die Last 104 zumindest eine LED aufweisen. Gemäß einer Ausführungsform kann die Last 104 mehrere LEDs aufweisen, die in einer antiparallelen Konfiguration miteinander gekoppelt sind, wobei jede LED in einer Richtung ausgerichtet ist, die entgegengesetzt der einer benachbarten LED orientiert ist. In einer derartigen Ausführungsform wird der Vollbrückengleichrichter 110 nicht verwendet und die Last 104 ist zwischen den Resonanzschaltkreis 128 und den Stromsensor 134 gekoppelt. Der Treiberschaltkreis der vorliegenden Erfindung jedoch kann im Allgemeinen dazu verwendet werden, auch eine andere Last als eine LED-Last zu speisen, wie etwa eine Last, die ein oder mehrere Halbleiterbauteile mit Ausnahme einer LED aufweist.
Wie in 1 gezeigt, ist die Wechselstromleitung 102 mit dem ersten und zweiten Anschluss des Kondensators 137 gekoppelt und zwischen einen ersten Anschluss der Induktionsspule 138 und einen ersten Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 108 am Knoten 142 gekoppelt und ein zweiter Anschluss der Induktionsspule 138 ist mit einem zweiten Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 108 am Knoten 144 gekoppelt. Die Wechselstromleitung 102 kann eine ausreichende Wechselstromleistung (d. h. ausreichend Wechselstromspannung und -strom) zur Verfügung stellen, wie es von dem Treiberschaltkreis benötigt wird. In einer Ausführungsform der Erfindung kann die Wechselstromleitung 102 eine Wechselstromleitungsspannung von beispielsweise zwischen 110,0 V und 120,0 V zur Verfügung stellen. Der EMI-Filter 106, der einen Kondensator 137 und eine Induktionsspule 138 aufweist, bildet einen Tiefpassfilter für das Filtern hochfrequenter Störungen, wie etwa EMI.
Wie ebenfalls in 1 gezeigt, ist ein erster Anschluss des Kondensators 112 mit einem positiven Anschluss des Vollbrückengleichrichters 108 am Knoten 146 gekoppelt und ein zweiter Anschluss des Kondensators 112 ist mit einem negativen Anschluss des Vollbrückengleichrichters 108 am Knoten 136 gekoppelt, der auch eine Erde für den Treiberschaltkreis 108 zur Verfügung stellt. In einer Ausführungsform der Erfindung kann der Kondensator 112, der ein Bus-Kondensator ist, ein unpolarer Kondensator mit einer relativ niedrigen Kapazität sein. Der Kondensator 112 kann eine Kapazität von beispielsweise weniger als ungefähr 0,5 Mikrofarad (μF) bei einer Ausführungsform der Erfindung haben. Der Kondensator 112 bietet im Wesentlichen keine Tieffrequenzfilterung der gleichgerichteten Wechselstromspannung, die durch den Vollbrückengleichrichter 108 zur Verfügung gestellt wird. Bei dem Treiberschaltkreis der Erfindung wird kein polarer Kondensator mit hoher Kapazität wie etwa ein Elektrolytkondensator mit hoher Kapazität benötigt.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung weist der Kondensator 112 eine ausreichend niedrige Kapazität auf, sodass die Bus-Spannung (Vbus) 148, die an dem Knoten 146 zur Verfügung gestellt wird, eine Form aufweist, die im Wesentlichen einer Form der gleichgerichteten Wechselstromspannung entspricht, die durch den Vollbrückengleichrichter 108 zur Verfügung gestellt wird. Gemäß einer Ausführungsform wird der Kondensator 112 nicht verwendet. Bei einer derartigen Ausführungsform benötigt der Vollbrückengleichrichter 108 schnell schaltende Dioden, wie etwa Dioden mit einer Schaltgeschwindigkeit von beispielsweise 100,0 Nanosekunden (ns). Bei einer Ausführungsform kann der Vollbrückengleichrichter 108 schnell schaltende Dioden besitzen, die eine Schaltgeschwindigkeit von weniger als ungefähr 100,0 ns besitzen. Durch das Bereitstellen einer Gleichstrom-Busspannung (d. h. Vbus) 148 mit einer Form, die im Wesentlichen der Form einer gleichgerichteten Wechselstromspannung entspricht, erreicht eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung einen erhöhten (d. h. hohen) Leistungsfaktor.
Ferner ist in 1 gezeigt, dass ein erster Anschluss des Schalters 124 an den Knoten 146 (Vbus 148) gekoppelt ist, ein zweiter Anschluss des Schalters 124 an die ersten Anschlüsse des Schalters 126 und der Induktionsspule 130 und an einen Eingang des Steuerschaltkreis 108 an dem Knoten 150 und ein zweiter Anschluss des Schalters 126 an den negativen Anschluss des Vollbrückengleichrichters 108 an dem Knoten 136 (d. h. Erde) gekoppelt ist. Bei einer Ausführungsform können die Schalter 124 und 126 beispielsweise ein Silicium-FET (FET = „Field Effect Transistor”/Feldffekttransistor), wie etwa ein Silicium-Metallloxidhalbleiter-FET (MOSFET) sein. Bei einer Ausführungsform können die Schalter 124 und 126 jeweils ein Gruppe-III–V-Halbleiterbauteil, wie etwa beispielsweise ein Galliumnitrid-Bauteil (GaN-Bauteil) sein, das einen GaN-Transistor mit hoher Elektronenmobilität (HEMT) aufweist.
Wie ebenfalls in 1 gezeigt, sind dritte Anschlüsse (d. h. Steueranschlüsse) der Schalter 124 und 126 mit einem Steuerschaltkreis 118 über entsprechende Steuerleitungen 152 und 154 verbunden, ein zweiter Anschluss der Induktionsspule 130 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 132 gekoppelt und ein zweiter Anschluss des Kondensators 132 ist mit einem ersten Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 110 am Knoten 156 gekoppelt. Der Kondensator 132 bietet eine geeignete Kapazität für den Resonanzschaltkreis 128 und die Induktionsspule 130 bietet eine geeignete Induktivität für den Resonanzschaltkreis. Ferner ist in 1 gezeigt, dass die Last 104 zwischen einen positiven Anschluss des Vollbrückengleichrichters 110 an dem Knoten 158 und einem negativen Anschluss des Vollbrückengleichrichters 110 an dem Knoten 160 gekoppelt ist. Insbesondere ist die Anode der LED 1401 an den Knoten 158 gekoppelt, die Kathode der LED 1401 ist an die Anode der LED 1402 gekoppelt, ... und die Kathode der LED 140N (d. h. die letzte in Serie geschaltete LED) ist an den Knoten 160 gekoppelt.
Wie ebenfalls in 1 gezeigt, ist ein zweiter Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 110 an einen ersten Anschluss des Stromsensors 134, einen Eingang des Fehlerlogikblocks 122 und einen ersten Eingang des Summationsblocks 120 an dem Knoten 162 gekoppelt und ein zweiter Anschluss des Stromsensors 134 ist an den Knoten 136 (d. h. Erde) gekoppelt. Der Stromsensor 134 kann beispielsweise zumindest einen Widerstand bei einer Ausführungsform der Erfindung umfassen. Bei einer Ausführungsform kann der Stromsensor 134 einen Widerstand mit einem Widerstandswert von beispielsweise weniger als ungefähr 1,0 Ω umfassen. Der Stromsensor 134, der zwischen den Vollbrückengleichrichter 110 und Erde gesetzt ist, kann eine direkte Messung der Amplitude des Stroms der mittels Zweiwegegleichrichtung gleichgerichteten Last (z. B. LED) bei einer Ausführungsform der Erfindung zur Verfügung stellen.
Ferner ist in 1 gezeigt, dass der Ausgang des Fehlerlogikblocks 122 an Eingänge des Oszillators 116 mit variabler Einschaltdauer und an den Steuerschaltkreis 118 über die Leitung 164 gekoppelt ist, dass die Referenzspannung (Vref) 166 mit einem zweiten Eingang des Summationsblocks 120 gekoppelt ist und dass der Ausgang des Summationsblocks 120 mit einem Eingang des Oszillators 116 mit variabler Einschaltdauer über die Leitung 168 gekoppelt ist. Der Fehlerlogikblock 122 kann so konfiguriert sein, dass er ein Auftreten einer Unterbrechung oder eines Kurzschlusses bei der Last 104 detektiert und ein Fehlerdetektionssignal dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer und dem Steuerschaltkreis 118 in Antwort auf die Unterbrechung oder den Kurzschluss bei der Last zur Verfügung stellt, wodurch es dem Treiberschaltkreis 100 ermöglicht wird, sicher deaktiviert zu werden. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann der Fehlerlogikblock 122 beispielsweise eine unterbrochene LED in der Last 104 detektieren. Der Summierblock 120 kann so konfiguriert sein, dass er eine Rückkopplungsspannung (Vfb) 170 von dem Knoten 162 und Vref 166 empfängt, Vfb 170 von Vref 168 subtrahiert, um die Fehlerspannung (Verr) 172 zu bestimmen und Verr 172 dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer über die Leitung 168 zur Verfügung stellt. Der Steuerschaltkreis 118 kann so konfiguriert sein, dass er die jeweiligen Einschaltdauern der Schalter 124 und 126 des Halbbrückenschaltungs-Schaltkreises 123 durch Bereitstellen geeigneter Treibersignale an den entsprechenden Steueranschlüssen (z. B. Gates) der Schalter in Antwort auf ein Steuersignal von dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer steuert. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann der Steuerschaltkreis 118 so konfiguriert sein, dass er bewirkt, dass jeder der Schalter 124 und 126 ein im Wesentlichen konstantes Tastverhältnis („duty cycle”) besitzt und dass er die Schaltfrequenz der Schalter in Antwort auf ein Steuersignal von dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer variiert. Bei einer Ausführungsform kann der Steuerschaltkreis 118 so konfiguriert sein, dass er bewirkt, dass jeder der Schalter 124 und 126 ein Tastverhältnis von beispielsweise ungefähr 50,0 Prozent besitzt.
Wie ebenfalls in 1 gezeigt ist, ist der Sanftanlaufblock 114 mit einem Eingang des Oszillators 116 mit variabler Einschaltdauer gekoppelt und kann so konfiguriert sein, dass er bewirkt, dass die Schaltfrequenz des Halbbrückenschaltungs-Schaltkreises 123, der die Schalter 124 und 126 aufweist, bei einer maximalen Frequenz startet und nach unten in Richtung der Resonanzfrequenz des Resonanzschaltkreis 128 stelt, wenn der Treiberschaltkreis 100 eingeschaltet wird, um so das Auftreten von beschädigenden hohen Stromspitzen in der Last 104 zu vermeiden. Ferner ist in 1 gezeigt, dass ein Burst-Dämpfungseingang 174 mit einem Eingang des Steuerschaltkreises 118 gekoppelt ist. Der Burst-Dämpfungseingang 174 kann eine Burst-Dämpfung der LEDs 1401, 1402, ..., 140N in der Last 104 zur Verfügung stellen, indem er bewirkt, dass der Steuerschaltkreis 118 abwechselnd für eine bestimmte Dauer ein- und ausgeschaltet wird. In der Ausführungsform der Erfindung kann der Burst-Dämpfungseingang 174 eine Burst-Dämpfung der LEDs 1401, 1402, ..., 140N in der Last 104 zur Verfügung stellen, indem bewirkt wird, dass der Steuerschaltkreis 118 abwechselnd für mehrere Millisekunden ein- und ausgeschaltet wird. Eine Burst-Dämpfung kann jedoch in unerwünschter Weise den Leistungsfaktor des Treiberschaltkreis 100 verringern.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann ein kontinuierliches Dämpfen der LEDs 1401, 1402, ..., 140N in der Last 104 zur Verfügung gestellt werden, indem Vref 166 dazu verwendet wird, zu bewirken, dass der Laststrom glatt aufwärts und abwärts verändert wird. Bei einer anderen Ausführungsform kann Vref 166 in Stufen nach oben und nach unten zwischen einem maximalen Niveau und einem sehr kleinen von Null verschiedenen Niveau mit einem vorbestimmten Tastverhältnis aufwärts und abwärts verändert werden, um so den durchschnittlichen Laststrom (d. h. den LED-Strom in der Last 104) zu reduzieren. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die Last 104 von dem Resonanzschaltkreis 128 isoliert werden, indem ein Transformator mit einer primären und einer sekundären Wicklung verwendet wird. Bei einer derartigen Ausführungsform kann die primäre Wicklung des Transformators zwischen dem Resonanzschaltkreis 128 und dem Stromsensor 134 anstelle des Vollbrückengleichrichters 110 angeordnet sein und die sekundäre Wicklung des Transformators kann mit der Last 104 gekoppelt sein.
Der Betrieb einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung wird nun erläutert. Wenn der Treiberschaltkreis 100 eingeschaltet wird, bewirkt der Sanftanlaufblock 114, dass die Schaltfrequenz des Halbbrückenschaltungs-Schaltkreises 123 bei einer maximalen Frequenz beginnt und in Richtung der Resonanzfrequenz des Resonanzschaltkreises 128 verändert wird. Im Ergebnis erhöht sich der Laststrom (I_Load) 176, der durch die Last 104 (d. h. durch die LEDs 1401, 1402, ..., 140N) fließt, langsam auf ein vorbestimmtes Niveau. Der Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 123 ist an die Busspannung (d. h. Vbus 148) gekoppelt und wird durch den Steuerschaltkreis 118 so gesteuert, dass er eine hochfrequente Rechteckspannung des Resonanzschaltkreises 198 zur Verfügung stellt, welche den Laststrom (d. h. I_Load) 176 steuert.
Da der durch den Resonanzschaltkreis 128 fließende Ausgangsstrom ein Wechselstrom ist, wird der Vollbrückengleichrichter 110 zwischen dem Resonanzschaltkreis 128 und der Last 104 zur Verfügung gestellt, sodass der positive Strom stets durch die LEDs 1401, 1402, ..., 140N während jedes hochfrequenten Schaltzyklus fließt. Der Stromsensor 134, der zwischen dem zweiten Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 110 am Knoten 162 und Erde angeordnet ist, stellt eine direkte Messung der Amplitude des LED-Stroms (d. h. I_Load 176) zur Verfügung. Die Messung des LED-Stroms, der durch den Stromsensor 134 zur Verfügung gestellt wird, wird dem Summationsblock 120 als Vfb 170 rückgekoppelt, die von Vref 166 im Summationsblock 120 subtrahiert wird. Die Differenz zwischen Vref 166 und Vfb 170 (d. h. Verr 172) wird durch den Summationsblock 120 dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer ausgegeben, um die Einschaltdauer jedes der Schalter 124 und 126 in dem Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 123 zu steuern. Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird Verr 172 dazu verwendet, die Frequenz des Oszillators 116 mit variabler Einschaltdauer in eine benötigte Richtung zu lenken, um zu bewirken, dass der LED-Strom (d. h. I_Load 176) im Wesentlichen gleich einem Referenzstrom ist, der Vref 166 entspricht.
Die Rückkoppelschleife, die den Stromsensor 134, den Summierblock 120, den Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer und den Steuerschaltkreis 118 aufweist, kann bewirken, dass die Amplitude des LED-Stroms im Wesentlichen konstant ist, indem kontinuierlich die Einschaltdauer jedes der Schalter 124 und 126 in dem Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 123 gestellt wird. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die vorher erwähnte Rückkoppelschleife bewirken, dass die Amplitude des LED-Stroms im Wesentlichen konstant ist, um so zu bewirken, dass der RMS-LED-Strom (RMS = „Root Mean Square”/quadratischer Mittelwert) innerhalb der Spezifikationen des Herstellers liegt. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann die Rückkoppelschleife bewirken, dass die Schaltfrequenz des Halbbrückenschaltungs-Schaltkreises 123 sich in Antwort auf ein Erhöhen des LED-Stroms erhöht, wodurch bewirkt wird, dass die Verstärkung des Resonanzschaltkreises 128 sich verringert, um so den LED-Strom zu verringern. Wenn sich der LED-Strom verringert, kann die Rückkoppelschleife die Schaltfrequenz verringern, um so die Verstärkung des Resonanzschaltkreises 128 zu erhöhen und dadurch den LED-Strom erhöhen. Die vorher erwähnte Rückkoppelschleife kann bewirken, dass der LED-Strom im Wesentlichen konstant gegenüber Leitungs-, Last- und Temperaturvariationen ist.
Bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 gemäß der Erfindung ist Vbus 148 (d. h. die Gleichstrom-Busspannung), die eine Form hat, die im Wesentlichen der Form der gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, an den Schalter 124 des Halbbrückenschaltungs-Schaltkreises 123 gekoppelt. Die vorher erwähnte Form von Vbus 148 kann beispielsweise durch Verwendung eines unpolaren Buskondensators (d. h. des Kondensators 112) mit einer ausreichend niedrigen Kapazität zwischen dem Knoten 146 und Erde zur Verfügung gestellt werden. Indem bewirkt wird, dass Vbus 148 eine Form hat, die im Wesentlichen der Form der gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, stellt eine Ausführungsform der Erfindung einen Treiberschaltkreis mit einem erhöhten (d. h. hohen) Leistungsfaktor zur Verfügung. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann der RMS-Wechselstrom-Leitungseingangsstrom (RMS = „Root Mean Square”/quadratischer Mittelwert) eine Form aufweisen, die im Wesentlichen der Form der Wechselstrom-Leitungseingangsspannung entspricht. Bei einer Ausführungsform kann der durch die Last 104 (d. h. durch die LEDs 1401, 1402, ..., 140N) fließende Spitzenstrom begrenzt werden. Bei einer derartigen Ausführungsform kann der RMS-Wechselstrom-Leitungseingangsstrom eine Form besitzen, die teilweise der Form der Wechselstrom-Leitungseingangsspannung entspricht.
Dadurch, dass bewirkt wird, dass die Gleichstrom-Busspannung eine Form besitzt, die im Wesentlichen der Form der gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, kann eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung eine Last wie etwa eine LED-Last offline speisen, während in vorteilhafter Weise ein erhöhter Leistungsfaktor verglichen mit einer herkömmlichen Lösung zur Verfügung gestellt wird, die einen Abwärtswandler verwendet. Auch kann der Treiberschaltkreis 100 einen höheren Wirkungsgrad als eine herkömmliche Lösung zur Verfügung stellen, die einen Rückflussschaltkreis verwendet, während gleichzeitig die Begrenzung der Maximalleistung des Rückflussschaltkreises vermieden wird.
Zusätzlich benötigen herkömmliche Lösungen für eine Offline-Speisung einer Last wie etwa einer LED-Last üblicherweise einen großen Elektrolytfilterkondensator, um eine Busspannungsfilterung zur Verfügung zu stellen. Ein Elektrolytfilterkondensator jedoch kann eine signifikant geringere Lebensdauer als eine LED besitzen. Dadurch, dass kein Elektrolytkondensator für eine Bus-Spannungs-Filterung benötigt wird, kann eine Ausführungsform der Erfindung einen Treiberschaltkreis mit einer erhöhten Zuverlässigkeit vergleichen mit herkömmlichen Lösungen zur Verfügung stellen, die einen Elektrolytfilterkondensator verwenden, während vorteilhafterweise die Kosten für den Elektrolytkondensator vermieden werden.
2 zeigt einen Schaltplan eines beispielhaften Resonanzmodus-Treiberschaltkreises, der zwischen einer Wechselstromleitung und einer Last gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gekoppelt ist. Der Treiberschaltkreis 200, der ein Resonanzmodus-Treiberschaltkreis sein kann, ist zwischen die Wechselstromleitung 202 und die Last 204 gekoppelt. Der Treiberschaltkreis 200 weist einen EMI-Filter 207, einen Vollbrückengleichrichter 210, einen Sanftanlaufblock 214, einen Oszillator 216 mit variabler Einschaltdauer, einen Steuerschaltkreis 218, einen Summierblock 220, einen Fehlerlogikblock 222, einen Halbbrückenschaitungs-Schaltkreis 221, einen Resonanzschaltkreis 228 und einen Stromsensor 234 auf. Der Halbbrückenschaitungs-Schaltkreis 221 weist Halbleiterschalter 225 und 227 (in der vorliegenden Erfindung auch einfach als „Schalter 225 und 227” bezeichnet) auf, der EMI-Filter 207 weist Kondensatoren 209 und 213 und eine Induktionsspule 211 auf und der Resonanzschaltkreis 228 weist eine Induktionsspule 230 und einen Kondensator 232 auf.
In 2 entsprechen die Wechselstromleitung 202, die Last 204, der Vollbrückengleichrichter 210, der Sanftanlaufblock 214, der Oszillator 216 mit variabler Einschaltdauer, der Steuerschaltkreis 218, der Summierblock 220, der Fehlerlogikblock 222, der Resonanzschaltkreis 228, die Induktionsspule 230, der Kondensator 232, der Stromsensor 234, die LEDs 2401, 2402, ..., 240N, Vref 266, Vfb 270, Verr 272 und I_Load 276 jeweils der Wechselstromleitung 102, der Last 104, dem Vollbrückenwechselschalter 110, dem Sanftanlaufblock 114, dem Oszillator 116 mit variabler Einschaltdauer, dem Steuerschaltkreis 118, dem Summierblock 120, dem Fehlerlogikblock 122, dem Resonanzschaltkreis 128, der Induktionsspule 130, dem Kondensator 132, dem Stromsensor 134, den LEDs 1401, 1402, ..., 140N, Vref 166, Vfb 170, Verr 172 und I_Load 176 in 1. Es wird festgehalten, dass lediglich Unterschiede zwischen dem Treiberschaltkreis 200 und dem Treiberschaltkreis 100 im Detail in der vorliegenden Anmeldung aus Gründen der Kürze erläutert werden.
Wie in 2 gezeigt, ist die Wechselstromleitung 202 mit ersten Anschlüssen des Kondensators 209 und der Induktionsspule 211 an den Knoten 217 gekoppelt und an einen zweiten Anschluss des Kondensators 209 sowie an einen ersten Anschluss des Kondensators 213 an dem Knoten 219 gekoppelt, der eine Erde für den Treiberschaltkreis 200 zur Verfügung stellt. Wie auch in 2 gezeigt ist, sind die zweiten Anschlüsse der Induktionsspule 211 und des Kondensators 213 mit dem Knoten 215 gekoppelt, der eine Busspannung (Vbus) 231 zur Verfügung stellt. Der EMI-Filter 207, der Kondensatoren 209 und 213 und eine Induktionsspule 211 aufweist, bildet einen Tiefpassfilter zum Filtern hochfrequenter Störungen, wie etwa EMI. Bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung ist der EMI-Filter 207 zwischen der Wechselstromleitung 202 und dem Knoten 215 angeordnet, der Vbus 231 zur Verfügung stellt. Somit ist bei dem Treiberschaltkreis 200 Vbus 231 eine Wechselstromspannung mit einer Form, die im Wesentlichen der Form der Wechselstromleitungs-Spannung entspricht, die durch die Wechselstromleitung 202 zur Verfügung gestellt wird.
Ferner ist in 2 gezeigt, dass ein erster Anschluss des Schalters 225 an den Knoten 215 (Vbus 231) gekoppelt ist, ein zweiter Anschluss des Schalters 225 ist an erste Anschlüsse des Schalters 227 sowie der Induktionsspule 230 und an einen Eingang des Steuerschaltkreis 218 an dem Knoten 250 gekoppelt und ein zweiter Anschluss des Schalters 227 ist an den Knoten 219 (d. h. Erde) gekoppelt. Bei dem Treiberschaltkreis 200 können die Schalter 225 und 227 jeweils ein Gruppe-III–V-Halbleiterbauteil wie etwa beispielsweise ein GaN-Bauteil sein, das ein GaN-HEMT sein kann (HEMT = „High Electron Mobility Transistor”/Transistor mit hoher Elektronenmobilität). Wie auch in 2 gezeigt ist, sind dritte Anschlüsse (d. h. Steueranschlüsse) der Schalter 225 und 227 an den Steuerschaltkreis 218 über entsprechende Steuerleitungen 252 und 254 gekoppelt und ein zweiter Anschluss des Kondensators 232 ist an einen ersten Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 210 an dem Knoten 256 gekoppelt.
Ferner ist in 2 gezeigt, dass die Last 204 zwischen einen positiven Anschluss des Vollbrückengleichrichters 210 an dem Knoten 258 und einen negativen Anschluss des Vollbrückengleichrichters 210 an dem Knoten 260 gekoppelt ist. Insbesondere ist die Anode der LED 2401 an den Knoten 258 gekoppelt, die Kathode der LED 2401 ist an die Anode der LED 2402 gekoppelt, ... und die Kathode der LED 240N (das heißt die letzte in Reihe geschaltete LED) ist an den Knoten 260 gekoppelt. Wie auch in 2 gezeigt ist, ist ein zweiter Wechselstromanschluss des Vollbrückengleichrichters 210 an einen ersten Anschluss des Stromsensors 234, an einen Eingang eines Fehlerlogikblocks 222 und an einen ersten Eingang des Summierblocks 220 an dem Knoten 262 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des Stromsensors 234 ist an den Knoten 219 (d. h. Erde) gekoppelt. Der Stromsensor 234, der zwischen dem Vollbrückengleichrichter 210 und Erde angeordnet ist, kann eine direkte Messung der Amplitude des mittels Zweiwegegleichrichtung gleichgerichteten Laststroms (d. h. des LED-Stroms) bei einer Ausführungsform der Erfindung zur Verfügung stellen.
Wie ferner in 2 gezeigt, ist der Ausgang des Fehlerlogikblocks 222 an die Eingänge des Oszillators 216 mit variabler Einschaltdauer und des Steuerschaltkreises 218 über die Leitung 264 gekoppelt, Vref 266 ist an einen zweiten Eingang des Summierblocks 220 gekoppelt und der Ausgang des Summierblocks 220 ist an einen Eingang des Oszillators 216 mit variabler Einschaltdauer über die Leitung 268 gekoppelt. Wie auch in 2 gezeigt, ist der Sanftanlaufblock 214 an den Oszillator 216 mit variabler Einschaltdauer gekoppelt. Der Sanftanlaufblock 214, der Fehlerlogikblock 222 und der Summierblock 220 können so konfiguriert sein, dass sie im Wesentlichen ähnlich dem entsprechenden Sanftanlaufblock 114, dem Fehlerlogikblock 122 und dem Summierblock 120 in dem Treiberschaltkreis 100 der 1 sind. Wie ferner in 2 gezeigt, ist ein Burst-Dämpfungseingang 274 an einen Eingang des Steuerschaltkreises 218 gekoppelt. Bei dem Treiberschaltkreis 200 kann eine LED-Dämpfung auf eine im Wesentlichen ähnliche Weise zur Verfügung gestellt werden, wie sie oben in Bezug auf eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der 1 erläutert wurde.
Der Steuerschaltkreis 218 kann so konfiguriert sein, dass er die entsprechenden Einschaltdauern der Schalter 225 und 227 in dem Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 221 steuert, indem er geeignete Treibersignale den entsprechenden Steueranschlüssen (d. h. Gates) der Schalter in Antwort auf ein Steuersignal von dem Oszillator 216 mit variabler Einschaltdauer zur Verfügung stellt. Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann der Steuerschaltkreis 218 so konfiguriert sein, dass er bewirkt, dass jeder der Schalter 225 und 227 ein im Wesentlichen konstantes Tastverhältnis („duty cycle”) besitzt und dass die Schaltfrequenz der Schalter in Antwort auf ein Steuersignal von dem Oszillator 216 mit variabler Einschaltdauer variiert wird. Bei einer Ausführungsform kann der Steuerschaltkreis 218 so konfiguriert sein, dass er bewirkt, dass jeder der Schalter 225 und 227 ein Tastverhältnis von beispielsweise ungefähr 50,0 Prozent besitzt.
Durch Verwenden eines Gruppe-III–V-Halbleiterbauteils wie etwa ein GaN-HEMT für jeden der Schalter 225 und 227 kann eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 gemäß der Erfindung einen Eingangs-Vollbrückengleichrichter, wie etwa den Vollbrückengleichrichter 108 in 1, und einen Gleichstrom-Buskondensator, wie etwa den Kondensator 112 in 1, beseitigen. Im Ergebnis kann der Strom in dem Halbbrückenschaltungs-Schaltkreis 221 und der Strom in dem Resonanzschaltkreis 228 fließen, wenn die Wechselstromleitung (d. h. die Wechselstromleitung 202) positiv oder negativ ist.
Der Betrieb des Treiberschaltkreises 200 ist im Wesentlichen ähnlich dem Betrieb des Treiberschaltkreises 100, wie er oben erläutert ist. Bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung ist Vbus 231 eine Wechselstrom-Busspannung mit einer Form, die im Wesentlichen der Form in der Wechselstromspannung entspricht, die auf der Wechselstromleitung 202 zur Verfügung gestellt wird. Im Ergebnis kann eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 gemäß der Erfindung einen erhöhten (d. h. hohen) Leistungsfaktor zur Verfügung stellen. Bei einer Ausführungsform kann der RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch den Treiberschaltkreis 200 gezogen wird, eine Form besitzen, die im Wesentlichen der Form der Wechselstrom-Leitungseingangsspannung entspricht. Bei einer Ausführungsform kann der durch die Last 204 (d. h. durch die LEDs 2401, 2402, ..., 240N) fließende Spitzenstrom begrenzt werden. Bei einer derartigen Ausführungsform kann der RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom eine Form besitzen, die zum Teil der Form der Wechselstromleitungseingangsspannung entspricht. Eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung kann auch in vorteilhafter Weise eine geringe gesamte Oberschwingungsverzerrung THD (THD = „total harmonic distortion”) zur Verfügung stellen. Der Treiberschaltkreis 200 kann ferner ähnliche Vorteile wie oben in Bezug auf eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 gemäß der Erfindung, wie sie mit Bezug auf 1 erläutert wurde, zur Verfügung stellen.
3 zeigt einen Schaltplan einer beispielhaften Schaltkreiskonfiguration zum Bereitstellen einer Lastisolierung für eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises der Erfindung. In 3 ist der Schaltkreis 302 an die Last 304 gekoppelt, die der Last 104 der 1 und der Last 204 der 2 entspricht. Der Schaltkreis 302 weist einen Transformator 308 auf, der eine primäre Wicklung 310, eine sekundäre Wicklung 312, Anschlüsse 314 und 316 und eine zentrale Anzapfung 318 sowie Dioden 320 und 322 aufweist. Die Last 304 weist LEDs 3041, 3042, ..., 304N, auf, welche den LEDs 1401, 1402, ..., 140N in der Last 104 in 1 und den LEDs 2401, 2402, ..., 240N in der Last 204 in 2 entsprechen. Wie in 3 gezeigt, ist die Anode der Diode 320 an einen ersten Anschluss der sekundären Wicklung 312 des Transformators 302 gekoppelt, die Anode der Diode 322 ist an einen zweiten Anschluss der sekundären Wicklung 312 gekoppelt, und die Last 304 ist zwischen die zentrale Anzapfstelle 314 der sekundären Wicklung 312 und die Kathoden der Dioden 320 und 322 am Knoten 324 gekoppelt.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung kann der Vollbrückengleichrichter 110 in dem Treiberschaltkreis 100 durch den Schaltkreis 302 in 3 ersetzt werden, um eine Isolierung zwischen dem Treiberschaltkreis 100 und der Last 104 zur Verfügung zu stellen, wobei die Anschlüsse 314 und 316 der primären Wicklung 301 des Transformators 308 an die entsprechenden Knoten 156 und 162 in dem Treiberschaltkreis 100 gekoppelt sein können und wobei die Last 104 an die sekundäre Wicklung 312 des Transformators 308 in einer ähnlichen Weise wie die Last 304 wie in 3 gekoppelt ist. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Vollbrückengleichrichter 210 in dem Treiberschaltkreis 200 durch den Schaltkreis 302 in 3 auf eine ähnliche Weise ersetzt werden, um so eine Isolierung zwischen dem Treiberschaltkreis 200 und der Last 204 zur Verfügung zu stellen. In dem Schaltkreis 304 sind, da die zentrale Anzapfstelle 318 der sekundären Wicklung 312 verwendet wird, lediglich zwei Dioden (d. h. die Dioden 320 und 322) notwendig, um eine Zweiwegegleichrichtung des LED-Ausgangsstroms zu erzielen.
4 zeigt ein Diagramm einer weiteren beispielhaften Schaltkreiskonfiguration zum Bereitstellen einer Lastisolierung für eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises der Erfindung. In 4 weist der Transformator 402 eine primäre Wicklung 404 und eine sekundäre Wicklung 406 auf und die Last 408, die an den Transformator 402 gekoppelt ist, weist LEDs 4101, 4102, ..., 410N auf, die zusammen in einer antiparallelen Konfiguration gekoppelt sind. Wie in 4 gezeigt, ist die Anode der LED 4101 an einen ersten Anschluss der sekundären Wicklung 406 am Knoten 412 gekoppelt, die Kathode der LED 4101 ist an einen zweiten Anschluss der sekundären Wicklung 406 am Knoten 414 gekoppelt, die Anode der LED 4102 ist an den Knoten 414 gekoppelt, die Kathode der LED 4102 ist an den Knoten 412 gekoppelt, die Anode der LED 410N ist an den Knoten 412 gekoppelt und die Kathode der LED 410N ist an den Knoten 414 gekoppelt. Somit ist in der in 4 gezeigten Schaltkreiskonfiguration die primäre Wicklung 404 des Transformators 402 von der Last 404 isoliert, die an die sekundäre Wicklung 406 des Transformators 402 gekoppelt ist.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung können der Vollbrückengleichrichter 101 und die Last 104 in dem Treiberschaltkreis 100 mit einem Transformator 402 und der Last 408 in 4 ersetzt werden, um eine Isolierung zwischen dem Treiberschaltkreis 100 und einer LED-Last (d. h. der Last 408) zur Verfügung zu stellen, wobei die Anschlüsse 416 und 418 der primären Wicklung 404 des Transformators 402 an entsprechende Knoten 156 und 162 des Treiberschaltkreises 100 gekoppelt sein können. In einer anderen Ausführungsform können der Vollbrückengleichrichter 210 und die Last 204 in dem Treiberschaltkreis 200 mit dem Transformator 402 und der Last 408 in der 4 auf eine ähnliche Weise ersetzt werden, um so eine Isolierung zwischen dem Treiberschaltkreis 200 und einer LED-Last (d. h. der Last 408) zur Verfügung zu stellen.
Die 5 zeigt einen beispielhaften Graph 500, der eine beispielhafte Gleichstrom-Busspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Der Graph 500 weist eine Zeitachse 502, eine Spannungsachse 504 und eine Gleichstrom-Busspannung 506 auf. In dem Graph 500 entspricht die Gleichstrom-Busspannung 506 Vbus 148 bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 1. Wie in dem Graph 500 gezeigt, besitzt die Gleichstrom-Busspannung 506 eine Form, die im Wesentlichen der Form einer gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung wie etwa der gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, die durch den Vollbrückengleichrichter 108 am Knoten 146 in 1 zur Verfügung gestellt wird.
6 zeigt einen beispielhaften Graph 600, der eine beispielhafte Wechselstrombusspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Der Graph 600 weist eine Zeitachse 602 und eine Spannungsachse 604 und eine Wechselstrombusspannung 606 auf. In dem Graph 600 entspricht die Wechselstrombusspannung 606 Vbus 231 in einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2. Wie in dem Graph 600 gezeigt, besitzt die Wechselstrombusspannung 506 eine Form, die im Wesentlichen an der Form einer Wechselstrom-Leitungsspannung, wie etwa der Wechselstrom-Leitungsspannung, die durch die Wechselstromleitung 202 in 2 zur Verfügung gestellt wird, entspricht.
7 zeigt einen beispielhaften Graph 700, der einen beispielhaften RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Der Graph 700 weist eine Zeitachse 702, eine Spannungsachse 704, einen RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom 706, einen hochfrequenten LED-Ausgangsstrom 708, eine Wechselstrom-Leitungsspannung 710 auf. In dem Graph 700 entspricht der RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom 706 einem RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 2 gezogen wird und entspricht auch einem RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2 gezogen wird. In dem Graph 700 entspricht der hochfrequente LED-Ausgangsstrom 708 einem LED-Ausgangsstrom, der durch die Last 104 in einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung fließt und entspricht auch einem LED-Ausgangsstrom, der durch eine Last 204 in einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung fließt. In dem Graph 700 entspricht die Wechselstrom-Leitungsspannung 710 einer Wechselstrom-Leitungsspannung, die durch eine Wechselstromleitung 102 in 1 zur Verfügung gestellt wird und die durch eine Wechselstromleitung 202 in 2 zur Verfügung gestellt wird.
Wie in dem Graph 700 gezeigt, entspricht die Form des RMS-Wechselstrom-Leitungsstroms 706 im Wesentlichen der Form der Wechselstrom-Leitungsspannung 710. Somit kann durch Bereitstellen einer Gleichstrom-Busspannung (d. h. Vbus 148 in 1), die eine Form hat, die im Wesentlichen einer Form einer gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 1 bewirken, das eine Form eines RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch einen Treiberschaltkreis 100 gezogen wird, im Wesentlichen einer Form einer Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, wodurch ein erhöhter Leistungsfaktor zur Verfügung gestellt wird. Ebenfalls kann durch Bereitstellen einer Wechselstrombusspannung (d. h. Vbus 231 in 2), die eine Form hat, die im Wesentlichen einer Form einer Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2 bewirken, das eine Form eines RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch einen Treiberschaltkreis 200 gezogen wird, im Wesentlichen einer Form der Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, und dadurch ein erhöhter Leistungsfaktor zur Verfügung gestellt wird.
8 zeigt einen beispielhaften Graph 800, der einen beispielhaften RMS-Wechselstrom-Leitungseingangsstrom gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Der Graph 800 weist eine Zeitachse 802, eine Spannungsachse 804, einen RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom 806, einen hochfrequenten LED-Ausgangsstrom 808 und eine Wechselstrom-Leitungsspannung 810 auf. In dem Graph 800 entspricht der RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom 806 einem RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch den Treiberschaltkreis 100 in 1 in eine Ausführungsform gezogen wird, in der der Spitzenlaststrom (d. h. der Spitzen-LED-Strom, der durch die Last 104 fließt) begrenzt ist. Der RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom 806 entspricht auch einem RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch einen Treiberschaltkreis 200 in 2 bei einer Ausführungsform gezogen wird, in der der Spitzenlaststrom (d. h. der Spitzen-LED-Strom, der durch die Last 204 fließt) begrenzt ist. In dem Graph 800 entspricht der hochfrequente LED-Ausgangsstrom 808 einem LED-Ausgangsstrom, der durch die Last 104 bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 1 fließt und entspricht auch dem LED-Ausgangsstrom, der durch die Last 204 bei einer Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2 fließt, wobei der Spitzenlaststrom begrenzt ist.
Wie in dem Graph 800 gezeigt, entspricht die Form des RMS-Wechselstrom-Leitungsstroms 806 zum Teil der Form der Wechselstrom-Leitungsspannung 810. Somit kann durch Bereitstellen einer Gleichspannungs-Busspannung (d. h. Vbus 148 in 1), die eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht und durch Begrenzen des Spitzenlaststroms, eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 1 bewirken, dass eine Form eines RMS-Gleichstrom-Leitungsstroms, der durch einen Treiberschaltkreis 100 gezogen wird, zum Teil einer Form der Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, wodurch ein erhöhter Leistungsfaktor zur Verfügung gestellt wird. Auch kann durch Bereitstellen einer Gleichspannungsbusspannung (d. h. Vbus 231 in 2), die eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer Wechselspannungsleitungsspannung entspricht und durch Beschränken des Spitzenlaststroms eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2 bewirken, das eine Form eines von einem Treiberschaltkreis 200 gezogenen RMS-Wechselstrom-Leitungsstroms im Wesentlichen einer Form der Wechselspannungsleitungsspannung entspricht, wodurch ein erhöhter Leistungsfaktor zur Verfügung gestellt wird.
Somit kann, wie oben erläutert, durch Bewirken, dass eine Gleichspannungs-Busspannung eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer gleichgerichteten Wechselspannungsleitungsspannung entspricht, eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung in 1 eine Last, wie etwa eine LED-Last, offline speisen, während in vorteilhafter Weise ein erhöhter Leistungsfaktor verglichen mit einer herkömmlichen Lösung zur Verfügung gestellt wird, die einen Abwärtswandler verwendet. Auch kann eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 100 der Erfindung einen höheren Wirkungsgrad als eine herkömmliche Lösung zur Verfügung stellen, die einen Rückflussschaltkreis verwendet, während gleichzeitig die Begrenzung der maximalen Leistung des Rückflussschaltkreises vermieden wird.
Auch kann durch Bereitstellen einer Wechselstrombusspannung, die eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, eine Ausführungsform des Treiberschaltkreises 200 der Erfindung in 2 eine Last, wie etwa eine LED-Last, offline speisen, während ähnliche Vorteile wie für den Treiberschaltkreis 100 zur Verfügung gestellt werden, wie etwa ein erhöhter Leistungsfaktor. Zusätzlich, indem kein großer polarer Filterkondensator wie etwa ein Elektrolytkondensator für die Spannungsbusfilterung benötigt wird, können die Ausführungsformen der Erfindung in den 1 und 2 auch ein erhöhte Zuverlässigkeit verglichen mit herkömmlichen Lösungen zur Verfügung stellen, die eine Elektrolytfilterkondensator zum Spannungsbusfiltern verwenden, während in vorteilhafter Weise die Kosten für den Elektrolytkondensator vermieden werden.
Aus der obigen Beschreibung der Erfindung ist es offenkundig, dass verschiedene Techniken verwendet werden können, um die Konzepte der vorliegenden Erfindung zu implementieren, ohne von deren Geltungsbereich abzuweichen. Darüber hinaus kann, während die Erfindung unter spezifischer Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, ein einschlägiger Durchschnittsfachmann anerkennen, dass Veränderungen in Form und Detail vorgenommen werden können, ohne von dem Geist und dem Geltungsbereich der Erfindung abzuweichen. Somit sind die beschriebenen Ausführungsformen in allen Belangen als veranschaulichend und nicht beschränkend zu erachten. Es versteht sich auch, dass die Erfindung nicht auf die hierin beschriebenen bestimmten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern für viele Neuanordnungen, Modifikationen und Ersetzungen geeignet ist, ohne von dem Geltungsbereich der Erfindung abzuweichen.

Claims

Treiberschaltkreis, der zwischen eine Wechselstromleitung und eine Last gekoppelt ist, wobei der Treiberschaltkreis umfasst: einen ersten Halbleiterschalter, der zwischen einer Busspannung und einem Resonanzschaltkreis angeordnet ist sowie einen zweiten Halbleiterschalter, der zwischen den Resonanzschaltkreis und einer Erde angeordnet ist; wobei der Resonanzschaltkreis die Last treibt; wobei die Busspannung eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer gleichgerichteten Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, wodurch ein Leistungsfaktor des Treiberschaltkreises erhöht wird.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Last zumindest eine LED umfasst.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Vollbrückengleichrichter, der zwischen dem Resonanzschaltkreis und der Last angeordnet ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter jweils einen MOSFET umfassen.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Last von dem Resonanzschaltkreis isoliert ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Last eine Mehrzahl von LEDs umfasst, die in einer antiparallelen Konfiguration gekoppelt sind.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Vollbrückengleichrichter, der zwischen die Wechselstromleitung und den ersten Halbleiterschalter gekoppelt ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, ferner umfassend einen unpolaren Kondensator, der zwischen den ersten Halbleiterschalter und die Erde gekoppelt ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Steuerschaltkreis zum Steuern einer Einschaltzeit des ersten und des zweiten Halbleiterschalters.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 1, wobei ein RMS-Wechselstrom-Leitungsstrom, der durch den Treiberschaltkreis gezogen wird, eine Form besitzt, die zumindest zum Teil einer Form einer Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, die durch die Wechselstromleitung zur Verfügung gestellt wird.
Treiberschaltkreis, der zwischen eine Wechselstromleitung und eine Last gekoppelt ist, wobei der Treiberschaltkreis umfasst: einen ersten Halbleiterschalter, der zwischen eine Busspannung und einen Resonanzschaltkreis gekoppelt ist und einen zweiten Halbleiterschalter, der zwischen den Resonanzschaltkreis und eine Erde gekoppelt ist; wobei der Resonanzschaltkreis die Last treibt; wobei die Busspannung eine Form besitzt, die im Wesentlichen einer Form einer Wechselstromspannung entspricht, die durch die AC-Leitung zur Verfügung gestellt wird, wodurch ein Leistungsfaktor des Treiberschaltkreises erhöht wird.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, wobei die Last zumindest eine LED umfasst.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, ferner umfassend einen Vollbrückengleichrichter, der zwischen den Resonanzschaltkreis und der Last angeordnet ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, ferner umfassend einen elektromagnetischen Störfilter, der zwischen der Wechselstromleitung und der Busspannung angeordnet ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter ein Typ-III–V-Halbleiterbauteil umfassen.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 15, wobei das Typ-III–V-Halbleiterbauteil ein GaN-Bauteil ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, wobei der Resonanzschaltkreis von der Last isoliert ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, ferner umfassend einen Steuerschaltkreis zum Steuern einer Einschaltdauer des ersten und des zweiten Halbleiterschalters.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, ferner umfassend einen Vollbrückengleichrichter, der zwischen den Resonanzschaltkreis und der Last angeordnet ist.
Treiberschaltkreis nach Anspruch 11, wobei ein von dem Treiberschaltkreis gezogener RMS-Wechselstrom-Leitungseingangsstrom eine Form besitzt, die zumindest zum Teil einer Form der Wechselstrom-Leitungsspannung entspricht, die durch die Wechselstromleitung zur Verfügung gestellt wird.