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DE102019115107B3 - Radar-system mit mehreren radar chips - Google Patents

Radar-system mit mehreren radar chips Download PDF

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DE102019115107B3
DE102019115107B3 DE102019115107.4A DE102019115107A DE102019115107B3 DE 102019115107 B3 DE102019115107 B3 DE 102019115107B3 DE 102019115107 A DE102019115107 A DE 102019115107A DE 102019115107 B3 DE102019115107 B3 DE 102019115107B3
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Alexander Melzer
Clemens Pfeffer
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Infineon Technologies AG
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Abstract

[0052] Es werden ein Radarsystem sowie ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals in einem ersten Radar-Chip, das Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals aus dem Lokaloszillatorsignal mittels eines in dem ersten Radar-Chip angeordneten Frequenzteilers, das Übertragen des frequenzgeteilten Signals an einen zweiten Radar-Chip (2) und das Übertragen des Lokaloszillatorsignals an den zweiten Radar-Chip. Das im zweiten Radar-Chip empfangene Lokaloszillatorsignals wird einem Output-Kanal des zweiten Radar-Chips zugeführt, welcher darauf basierend ein Ausgangssignal erzeugt. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen - basierend auf dem Ausgangssignal des Output-Kanals und dem vom zweiten Radar-Chip empfangenen frequenzgeteilten Signal - eines Signals, welches eine Phasenlage des Ausgangssignals relativ zu dem empfangenen freuenzgeteilten Signal anzeigt.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Hochfrequenz- (HF-) Schaltungen. Manche Ausführungsbeispiele betreffen eine Vorrichtung mit zwei oder mehr kaskadierten monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (Monolithic Microwave Integrated Circuits, MMICs), welche z.B. in Radar-Sensoren/Sensorsystemen eingesetzt werden können, sowie eine Methode zur Messung der Phasen der ausgesendeten HF-Signale.
  • HINTERGRUND
  • Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsensoren sowie Systeme mit mehreren Sensoren eine wichtige Rolle für die Steuerung autonomer Fahrzeuge spielen.
  • Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche alle Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Gehäuse (Single-Chip-Radar-Transceiver) vereinen können. Solche hochintegrierten HF-Schaltungen werden üblicherweise als MMICs bezeichnet. Ein HF-Frontend beinhaltet üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) unter anderem einen in einem Phasenregelkreis geschalteten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, Voltage Controlled Oscillator), Leistungsverstärker (PA, Power Amplifiers), Richtkoppler, Mischer sowie zugehörige Steuerschaltungsanordnungen zum Steuern und Überwachen des HF-Frontends. Ein MMIC kann auch Schaltungen für die analoge Signalverarbeitung im Basisband (oder einem Zwischenfrequenzband) sowie Analog-Digitalwandler (ADC, Analog-to-Digital-Converters) aufweisen, um eine digitale Signalverarbeitung zu ermöglichen.
  • In Sensoranwendungen können auch mehrere MMICs zusammengeschaltet (kaskadiert) werden, beispielsweise um HF-Radarsignale über mehrere Antennen abzustrahlen und/oder zu empfangen. Derartige Anordnungen mit mehreren MMICs und eine Vielzahl von Antennen können beispielsweise für Beam-Forming-Techniken eingesetzt werden. Mehrere Sende- und Empfangsantennen sind unter anderem dann nötig, wenn der Einfallswinkel der empfangenen Radarechos (DoA, Direction of Arrival) ermittelt werden soll. Um eine zuverlässige Messung zu ermöglichen müssen die Phasen der abgestrahlten HF-Radarsignale in einer definierten Beziehung zueinander stehen. Für eine Kalibrierung der Phasen wird eine Phasenmessung benötigt, was bei Frequenzen im EHF- (Extremely High Frequency) Bereich eine gewisse Herausforderung darstellt. Es sind verschiedene Konzepte zur Phasenkalibrierung bekannt, wobei verschiedene Teile des Signalwegs vom HF-Oszillator bis zur Antenne bei der Kalibrierung berücksichtigt werden können. Ein Verfahren zur Phasenkalibrierung bei einem Radarsystem mit mehreren Radar-Chips ist in der Publikation DE 102018117688A1 beschrieben, wobei die Kalibrierung insbesondere im Hinblick auf die unterschiedlich langen HF-Signalwege vom HF-Oszillator zu den verschiedenen Radar-Chips erfolgt. Die Publikation DE 202018105377U1 betrifft ebenso ein Radarsystem mit mehreren Kanälen.
  • Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, bestehende Konzepte zur Messung und Kalibrierung von Phasen in Radarsystemen zu erweitern und/oder zu verbessern.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Die oben genannte Aufgabe wird durch das Radarsystem gemäß den Patentansprüchen 1 und 5 sowie durch die Verfahren gemäß den Patentansprüchen 9 und 10 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • Es werden ein Radarsystem sowie ein Verfahren für ein Radarsystem beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals in einem ersten Radar-Chip, das Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals aus dem Lokaloszillatorsignal mittels eines in dem ersten Radar-Chip angeordneten Frequenzteilers, das Übertragen des frequenzgeteilten Signals an einen zweiten Radar-Chip (2) und das Übertragen des Lokaloszillatorsignals an den zweiten Radar-Chip. Das im zweiten Radar-Chip empfangene Lokaloszillatorsignals wird einem Output-Kanal des zweiten Radar-Chips zugeführt, welcher darauf basierend ein Ausgangssignal erzeugt. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen - basierend auf dem Ausgangssignal des Output-Kanals und dem vom zweiten Radar-Chip empfangenen frequenzgeteilten Signal - eines Signals, welches eine Phasenlage des Ausgangssignals relativ zu dem empfangenen freuqenzgeteilten Signal anzeigt.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals in einem ersten Radar-Chip und das Übertragen des Lokaloszillatorsignals an den zweiten Radar-Chip, wobei das im zweiten Radar-Chip empfangene Lokaloszillatorsignals einem Output-Kanal des zweiten Radar-Chips zugeführt wird, der darauf basierend ein Ausgangssignal erzeugt. Das Verfahren umfasst weiter das Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals basierend auf dem Ausgangssignal des Output-Kanals mittels eines in dem zweiten Radar-Chip angeordneten Frequenzteilers, das Übertragen des frequenzgeteilten Signals an den ersten Radar-Chip und das Erzeugen - basierend auf dem im ersten Radar-Chip empfangenen frequenzgeteilten Signal und dem Lokaloszillatorsignal - eines Signals, das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals relativ zum Lokaloszillatorsignal anzeigt.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Radarsystem einen ersten Radar-Chip mit einem Lokaloszillator, der dazu ausgebildet ist, an seinem Ausgang ein Lokaloszillatorsignal bereitzustellen. Der erste Radar-Chip beinhaltet einen ersten Frequenzteiler, der mit dem Ausgang des Lokaloszillators gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal an seinem Ausgang ein frequenzgeteiltes Signal bereitzustellen. Das System umfasst weiter einen zweiten Radar-Chip mit einem ersten Eingang zum Empfangen des Lokaloszillatorsignals von dem ersten Radar-Chip und mit einem zweiten Eingang zum Empfangen des frequenzgeteilten Signals von dem ersten Radar-Chip. Der zweite Radar-Chip beinhaltet einen Output-Kanal, dem das am ersten Eingang empfangene Lokaloszillatorsignal zugeführt wird, um ein korrespondierendes Ausgangssignal zu erzeugen, und eine Schaltung, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Ausgangssignal des Output-Kanals und dem empfangenen frequenzgeteilten Signal ein Signal zu erzeugen, das eine Phasenlage des Ausgangssignals relativ zu dem empfangenen frequenzgeteilten Signal anzeigt.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Radarsystem einen ersten Radar-Chip mit einem Lokaloszillator, der dazu ausgebildet ist, an einem Ausgang ein Lokaloszillatorsignal bereitzustellen, und einen zweiten Radar-Chip mit einem Eingang zum Empfangen des Lokaloszillatorsignals von dem ersten Radar-Chip, mit einem Output-Kanal, dem das am ersten Eingang empfangene Lokaloszillatorsignal zugeführt wird, um ein korrespondierendes Ausgangssignal zu erzeugen, mit einem Frequenzteiler, der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Ausgangssignal des Output-Kanals ein frequenzgeteiltes Signal zu erzeugen, und mit einem Ausgang, um das frequenzgeteilte Signal an den ersten Radar-Chip zu übertragen. Der erste Radar-Chip weist einen Eingang zum Empfangen des frequenzgeteilten Signals von dem zweiten Radar-Chip sowie eine Schaltung auf, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal und dem empfangenen frequenzgeteilten Signal ein Signal zu erzeugen, das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals relativ zum Lokaloszillatorsignal anzeigt.
  • Figurenliste
  • Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. Zu den Abbildungen:
    • 1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
    • 2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
    • 3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
    • 4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Illustration einer exemplarischen Implementierung eines Sendekanals und eines Empfangskanals eines Radarsystems.
    • 5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Systems mit mehreren kaskadierten MMICs, wobei das Lokaloszillatorsignal von einem Master-MMIC erzeugt und an die Slave-MMICs verteilt wird.
    • 6 bis 9 illustrieren verschiedene Beispiele einer Phasenmessung in einem Radarsystem mit einem Master-MMIC und (mindestens) einem Slave-MMIC.
    • 10 und 11 illustrieren schematisch ein Beispiel einer Phasenmessung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • 1 illustriert die Anwendung eines FMCW-Radarsystems als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Targets (Radar-Ziele) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 1 separate Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein HF-Signal sRF(t) ab, welches beispielsweise mit einem linearen Chirp-Signal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal sRF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute (reflektierte) Signal yRF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis weisen sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, und das HF-Signal sRF(t) beinhaltet eine Sequenz von Chirps. Beispiele für MIMO-(multiple-input/multiple-output) Radarsysteme werden später mit Bezug auf 5-9 diskutiert.
  • 2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals sRF(t). Wie in 2 dargestellt, ist das Signal sRF(t) aus einer Vielzahl von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. Signal sRF(t) umfasst eine Sequenz von sinusförmigen Signalverläufen (waveforms) mit steigender (Up-Chirp) oder fallender (Down-Chirp) Frequenz (siehe oberes Diagramm in 2). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps bei einer Startfrequenz fSTART beginnend innerhalb einer Zeitspanne TRAMP linear auf eine Stopfrequenz fSTOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter FSTART, FSTOP, TRAMP sowie die Pausen zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein.
  • 3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem MMIC integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, Phasenschieber, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem MMIC (Radar-Chip) integriert sein. Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudomonostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechos) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- bzw. Empfangsantennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA, direction ofarrival), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Diese Richtung wird üblicherweise durch einen Winkel (Azimutwinkel) repräsentiert. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut. Das heißt, das Radar-Frontend 10 kann eine Vielzahl von Sende- und Empfangskanälen aufweisen, die auf mehrere Radar-Chips verteilt sein können.
  • Im Falle eines frequenzmodulierten Dauerstrichradarsystems (FMCW-Radarsystems) können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, beinhaltet das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos, d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal yRF(t) wird z.B. ins Basisband heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (und optional auch der Analog-Digital-Wandler 30 und Teile der digitalen Signalverarbeitung) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
  • 4 illustriert eine exemplarische Implementierung des HF-Frontends 10 mit nachgeschalteter Basisbandsignalverarbeitungskette 20, welche Teil des Radarsensors aus 3 sein können. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX01) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX01) zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf. Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal sLO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal sLO(t) kann, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert sein und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF- (Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz oder im 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) bei manchen automobilen Anwendungen.
  • Das LO-Signal sLO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad (im RX-Kanal) verarbeitet. Das Sendesignal SRF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals sLO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals sLO(t). Der Phasenschieber 103 kann optional eine zusätzliche Anpassung der Phase des Sendesignals SRF(t) um eine Phasenverschiebung ΔϕTX01 bewirken. Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal yRF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal yRF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 105 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 wird also das verstärkte HF-Empfangssignal g·yRF(t) zugeführt. Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal sLO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal yRF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit yBB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal yBB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung (Verstärker 22) und eine Filterung (z.B. Bandpass 21) bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet. Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
  • Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·yRF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Angesichts des in 4 gezeigten Beispiels wird deutlich, dass die Qualität einer Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals sLO(t), beispielsweis von dem in dem LO-Signal sLO(t) enthaltenen Rauschen, welches quantitativ durch das Phasenrauschen des Lokaloszillators 101 bestimmt wird.
  • 5 ist ein Blockschalbild, das exemplarisch ein MIMO-Radarsystem mit mehreren gekoppelten (kaskadierten) MMICs darstellt. In dem dargestellten Beispiel sind vier MMICs auf einem Träger PCB, beispielsweise einer Platine (printed circuit board, PCB), angeordnet. Jeder MMIC 1, 2, 3 und 4 kann mehrere Sendekanäle TX01, TX02, etc. und mehrere Empfangskanäle RX01, RX02, etc. aufweisen. Das System kann auch MMICs aufweisen, welche mehrere Sendekanäle, jedoch keine Empfangskanäle beinhalten. Für den Betrieb des Radarsystems ist es wichtig, dass die von den MMICs verwendeten LO-Signale kohärent sind. Deshalb wird das LO-Signal nur in einem MMIC - dem Master-MMIC 1 - erzeugt und an die Slave-MMICs 2, 3 und 4 verteilt. In dem dargestellten Beispiel wird dazu das LO-Signal sLO(t) von einem LO-Ausgang LOout des Master-MMICs 1 an den Eingang eines Leistungsteilers (power splitter) 8 geleitet; die Ausgänge des Leistungsteilers sind mit LO-Eingängen LOin der jeweiligen Slave-MMICs 2, 3 und 4 verbunden. Der LO-Ausgang LOout und die LO-Eingänge LOin können je nach Chip-Package als Pin, als Löt-Ball, oder dergleichen realisiert sein. In manchen Ausführungsbeispielen können der LO-Ausgang LOout und/oder die LO-Eingänge LOin durch dedizierte externe Kontakte (z.B. Pin, Löt-Ball, etc.) realisiert werden. Um die Anzahl der externen Kontakte der MMICs niedrig zu halten, kann auch der Ausgang eines Sendekanals (z.B. Kanal TX03) als LO-Ausgang oder alternativ als LO-Eingang konfiguriert werden. Ein als LO-Ausgang oder LO-Eingang konfigurierter Sendekanal steht dann allerdings nicht mehr als AntennenPort für den Anschluss an eine (Sende-) Antenne zur Verfügung. Gemäß dem in 5 dargestellten Beispiel können im Master-MMIC 1 der HF-Ausgang des Sendekanals TX03 als LO-Ausgang konfiguriert sein, wofür lediglich die Verstärkung des HF-Verstärkers (vgl. 4, Verstärker 102) angepasst werden muss. Die dadurch bewirkte Anpassung (Reduktion) der Signalleistung kann nötig oder sinnvoll sein, um das Übersprechen auf die Empfangskanäle RX01, RX02, etc.(vgl. 5) gering zu halten sowie um Energie zu sparen. Bei den Slave-MMICs 2, 3 und 4 sind die HF-Ausgänge der jeweiligen Sendekanäle TX03 als LO-Eingänge konfiguriert, was mittels Koppler und/oder Schalter realisiert werden kann.
  • In dem dargestellten Beispiel können die mit TX01 und TX02 bezeichneten Ausgänge mit (Sende-) Antennen und die mit RX01, RX02, RX03 und RX04 bezeichneten Eingänge mit (Empfangs-) Antennen verbunden werden. Die Verbindung zwischen den MMICs und dem Leistungsteiler 8 kann z.B. mittels (z.B. differentiellen) Streifenleitungen (strip lines) auf der Trägerplatine PCB realisiert sein. Auch der Leistungsteiler 8 kann mittels Streifenleitungen auf der Trägerplatine PCB realisiert sein (z.B. als Wilkinson-Teiler). Am dieser Stelle sein darauf hingewiesen, dass alle MMICs Lokaloszillatoren 101 (z.B. PLLs) aufweisen können, jedoch in den als Slave konfigurierten MMICs 2-4 diese üblicherweise nicht genutzt werden. Für den normalen Radarbetrieb wird das LO-Signal sLO(t) zentral im Master-MMIC erzeugt und auf die Slave-MMICs verteilt. Auf diese Weise wird erreicht, dass die in den MMICs verarbeiteten LO-Signale kohärent sind.
  • In dem in 5 dargestellten Beispiel erzeugt der Master-MMIC 1 das LO-Signal sLO(t) und verteilt es über den LO-Ausgang des Master-MMICs 1 an die Slave-MMICs 2, 3 und 4, wodurch mehrere MMICs in Serie geschaltet (kaskadiert) werden können. Das (System-) Taktsignal sCLK(t) kann ebenfalls vom Master-MMIC 1 erzeugt und an die Slave-MMICs 2, 3, und 4 verteilt werden. In dem dargestellten Beispiel wird das Taktsignal sCLK(t) jedoch von dem System-Controller 50 zur Verfügung gestellt und an die MMICs 1-5 verteilt. Das Taktsignal sCLK(t) kann eine Taktfrequenz von einigen MHz aufweisen (z.B. 200 MHz), wohingegen das LO-Signal eine LO-Frequenz fLO von mehreren GHz aufweist (z.B. 76-81 GHz). Alternativ kann das Taktsignal auch in einem separaten Taktgenerator-Chip erzeugt werden, der z.B. einen Quarz-Oszillator enthalten kann. In diesem Fall wird das von dem Taktgenerator-Chip erzeugte Taktsignal sCLK(t) allen MMICs (Master-MMIC 1 und Slave MMICs 2-4) zugeführt. In manchen Ausführungsbeispielen kann der Master-MMIC 1 auch so konfiguriert sein, dass er lediglich das LO-Signal sLO(t) für die Slave-MMICs 2-4 erzeugt und die Sende- und Empfangskanäle TX01, TX02, RX01, RX02, etc. ungenutzt bleiben (d.h. die Sendekanäle werden alle als LO-Ausgänge benutzt). Der Leistungsteiler 8 ist nicht unbedingt notwendig, wenn der Mater MMIC 1 für jeden Slave-MMIC einen diesem zugeordneten LO-Ausgang aufweist.
  • Der System-Controller 50 ist dazu ausgebildet, mit den MMICs 1-5 zu kommunizieren. Zu diesem Zweck können der Controller 50 und die MMICs 1-5 mittels einer oder mehreren Kommunikationsverbindungen gekoppelt sein, beispielsweise mittels eines SPI-Bus (Serial Peripheral Interface Bus) und/oder mittels LVDS (Low Voltage Differential Signalling). Wie erwähnt kann die digitale Signalverarbeitung (vgl. 3, Block 40) teilweise in dem Controller und teilweise in den MMICs 1-5 implementiert sein.
  • Wie erwähnt ist es in vielen Anwendungen wichtig, dass die in den verschiedenen MMICs verwendeten LO-Signale kohärent sein, d.h. eine definierte Phasenbeziehung zueinander haben. Das LO-Signal mit einer (mittleren) Frequenz von z.B. 77 GHz kann zwar von dem Master-MMIC 1 zu den Slave-MMICs 2-4 übertragen werden, jedoch ist die Phase des von einem TX-Kanal eines Slave-MMICs ausgesendeten Radarsignals sRF(t) nicht notwendigerweise konstant und stabil in Bezug auf die Phase des LO-Signals sLO(t) am Ausgang des Lokaloszillators 101 im Master-MMIC 1. Wie erwähnt sind die ausgesendeten Radarsignale im Wesentlichen verstärkte und phasenverschobene Versionen des LO-Signals sLO(t), wobei die Phase der ausgesendeten Radarsignale insbesondere abhängig von der Temperatur ist. Das LO-Signal sLO(t) liegt im Bereich der Millimeterwellen und folglich kann eine temperaturbedingte Veränderung der Länge des Signalpfades vom Master-MMIC zu den Slave-MMICs bereits eine signifikante Veränderung der Phase der von den Slave-MMICs empfangenen LO-Signale zur Folge haben. Bei einer Frequenz von 77 GHz (d.h. einer Wellenlänge von ungefähr 3,9 mm) führt eine Veränderung der Länge des Signalpfades um nur 1 µm zu einer Phasenänderung von ungefähr 0,1 Grad. Des Weiteren können insbesondere aktive Bauelemente wie z.B. Verstärker und Phasenschieber eine temperaturabhängige Phasendrift verursachen. Bei einer Frequenz von 2,4 GHz beträgt die Phasenänderung nur mehr rund 0,003 Grad pro µm Längenänderung. Diese Zahlenbeispiele dienen nur zur Illustration und verwenden die Annahme, dass sich die Signale mit Lichtgeschwindigkeit (c≈3·109m/s) ausbreiten; tatsächlich kann die Ausbreitungsgeschwindigkeit durch die Streifenleitungen auf der Trägerplatine (oder in anderen Wellenleitern) deutlich geringer sein.
  • Eine Möglichkeit, mit Veränderungen der Phasen umzugehen, ist eine Messung und anschließende Kalibrierung der Phase der HF-Radarsignale am Ausgang der TX-Kanäle. Für eine Messung der Phase wird jedoch ein Referenzsignal benötigt, dessen Phase vergleichsweise stabil ist. Bei bekannten Systemen steht ein solches Referenzsignal in den Slave-MMICs jedoch nicht zur Verfügung, was die Phasenmessung herausfordernd macht.
  • 6 illustriert ein Beispiel eines Systems mit einem Master-MMIC 1 und einem Slave-MMIC, wobei der Einfachheit nur jene Komponenten dargestellt sind, die für die folgende Diskussion relevant sind. Gemäß 6 umfasst der Master-MMIC 1 einen Lokaloszillator 101, der z.B. mit Hilfe eines Phasenregelkreises basierend auf dem Taktsignal sCLK(t) ein LO-Signal sLO(t) erzeugt. Im dargestellten Beispiel ist das LO-Signal sLO(t) ein Dauerstrichsignal (continuous wave signal, CW signal) mit eine Frequenz fLO von z.B. 76,8 GHz. Das LO-Signal sLO(t) wird beispielsweise über einen TX-Kanal TX1 des Master-MMICs 1 an einem als LO-Ausgang konfigurierten HF-Kontakt LOout ausgegeben und mittels eines Wellenleiters (implementiert z.B. mittels Streifenleiter) zu einem korrespondierenden LO-Eingang LOin eines Slave-MMICs 2 hin übertragen (direkt oder indirekt über einen Splitter). Das vom Slave-MMIC 2 empfangene LO-Signal wird mit sLO'(t) bezeichnet. Die Signale sLO(t) und sLO'(t) unterschieden sich im Wesentlichen in ihrer Phase, die unter anderem von der Länge des Signalpfads zwischen dem Master-MMIC 1 und dem Slave-MMIC 2 abhängt. Aufgrund der Signaldämpfung bei der Übertragung ist auch die Amplitude des empfangenen Signals sLO'(t) kleiner als die Amplitude des Signals sLO(t), was für die weitere Diskussion jedoch nicht von Relevanz ist.
  • Der Master-MMIC 1 enthält gemäß 6 weiter einen Frequenzteiler 106, dessen Eingang mit dem Ausgang des Lokaloszillators 101 verbunden ist. Der Frequenzteiler 106 ist dazu ausgebildet, die Frequenz des LO-Signals sLO(t) um einen festen Teiler k zu teilen, d.h. der Frequenzteiler 106 erzeugt basierend auf dem LO-Signal sLO(t) ein Signal sREF(t), das eine Frequenz fREF aufweist, die ein Bruchteil der Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) ist (fREF = fLO/k). Der Teiler k ist in der Regel eine ganze Zahl und kann in einem Bereich von ca. 4 bis 512, insbesondere von ca. 16 bis 128 liegen. In dem Beispiel aus 6 ist der Teiler k gleich 32, sodass eine LO-Frequenz von 76,8 GHz auf 2,4 GHz reduziert wird. In vielen Ausführungsbeispielen wird der Teiler k so gewählt werden, dass die Frequenz fLO/k nur einige wenige Gigahertz beträgt, z.B. weniger als 10 GHz. Das Referenzsignal sREF(t) mit der reduzierten Frequenz von z.B. 2,4 GHz wird an dem Referenzsignalausgang REFout ausgegeben und über eine Leitung an zu einem korrespondierenden Referenzsignaleingang REFin des Slave-MMICs 2 hin übertragen.
  • Der Slave-MMIC 2 enthält mehrere Sendekanäle TX1, TX2, TX3, TX4, denen das am LO-Eingang LOin des Slave-MMICs 2 empfangene LO-Signal sLO'(t) zugeführt ist und die, basierend auf dem LO-Signal sLO'(t) die Sendesignale sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), bzw. sRF,4(t) erzeugen. Die Sendekanäle TX1, TX2, TX3, TX4, können im ähnlich aufgebaut sein wie der Sendekanal in dem in 4 dargestellten Beispiel, wobei die Sendekanäle zusätzlich jeweils einen Koppler aufweisen, über den das jeweilige Sendesignal sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), bzw. sRF,4(t) zum Antennenport geleitet wird. Die Koppler sind dazu ausgebildet, einen Bruchteil der Leistung der Sendesignal sRF,1(t), sRF,2(t), sRF,3(t), bzw. sRF,4(t) abzuzweigen und diese als Feedback-Signale a·sRF,1(t), a·sRF,2(t), a·sRF,3(t), bzw. a·sRF,4(t) zur Verfügung zu stellen. Der Faktor a bezeichnet die Durchgangsdämpfung der Koppler.
  • Gemäß 6 sind die Feedback-Signale a·sRF,1(t), a·sRF,2(t), a·sRF,3(t), bzw. a·sRF,4(t) einer Multiplexer-Einheit 301 zugeführt, an deren Ausgang ein ausgewähltes der Feedbacksignale a·sRF,i(t), a·sRF,2(t), a·sRF,3(t), bzw. a·sRF,4(t) zur Verfügung gestellt wird. Das ausgewählte Feedback-Signal ist in 6 mit sFB(t) bezeichnet. Die Multiplexer-Einheit 301 kann auf verschiedene Weise implementiert werden, beispielsweise mittels elektronsicher Schalter. In einem einfachen Beispiel, sind die Ausgänge der erwähnten Koppler an einem Schaltungsknoten verbunden und das Signal sFB(t) an diesem Schaltungsknoten repräsentiert das Sendesignal des jeweils aktiven Sendekanals, wobei immer nur ein ausgewählter der Sendekanäle TX1, TX2, TX3, TX4 aktiv ist. Die übrigen Sendekanäle sind währenddessen inaktiv (z.B. durch Deaktivierung des in dem jeweiligen Sendekanal enthaltenen Verstärkers). In einem sehr einfachen Beispiel, in dem der Slave-MMIC 2 nur einen Sendekanal TX1 verwendet, kann die Multiplexer-Einheit 301 weggelassen werden.
  • In dem Beispiel aus 6 weist der Slave-MMIC 2 weiter einen Frequenzteiler 302 auf, dessen Eingang mit dem Ausgang der Multiplexer-Einheit 301 verbunden ist. Der Frequenzteiler 302 ist dazu ausgebildet, die Frequenz des Feedback-Signals sFB(t) um einen vorbestimmten Teiler zu teilen, d.h. der Frequenzteiler 302 erzeugt basierend auf dem Feedback-Signal sFB(t) ein Signal sFB'(t) (modifiziertes Feedbacksignal), das eine Frequenz aufweist, die ein Bruchteil der Frequenz des Feedback-Signals sFB(t) ist. In den hier beschriebenen Beispielen ist der Teiler des Frequenzteilers 302 derselbe wie der Teiler k des Frequenzteiles 106 des Master-MMICs 1. Die Frequenz des Feedback-Signals sFB(t) entspricht der LO-Frequenz fLO und die Frequenz des modifizierten Feedback-Signals sFB'(t) entspricht der Frequenz fREF = fLO/k des Referenzsignals sREF(t).
  • Das modifizierten Feedback-Signals sFB'(t) und das dem Slave-MMIC 2 zugeführte Referenzsignal sREF(t) werden den Eingängen eines Mischers 303 zugeführt, der die beiden Signale mischt. Das Mischerausgangssignal sϕ wird mittels des Filters 304 gefiltert, um unerwünschte Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Der Filter 304 kann im Wesentlichen eine Tiefpasscharakteristik aufweisen. Da die beiden Eingangssignale des Mischers 303 (sREF(t) und sFB'(t)) dieselbe Frequenz fREF aufweisen, ist das gefilterte Mischerausgangssignal im Wesentlichen ein Gleichspannungssignal, dessen Pegel von der Phase ϕFB des modifizierten Feedback-Signals sFB'(t) (und damit des Feedback-Signals sFB(t)) relativ zur Phase des Referenzsignals sREF(t) abhängt. Die Schaltungskomponenten 301, 302, 303 und 304 (Multiplexer-Einheit, Mischer, Frequenzteiler und Filter) können als Teile einer Messschaltung 300 angesehen werden, die dazu ausgebildet ist - basierend auf dem Ausgangssignal sRF,1(t) des Sendekanals TX1 (das durch das Feedback-Signal sFB'(t) repräsentiert wird) und dem empfangenen frequenzgeteilten Referenzsignal sREF(t) - das Signal sϕ zu erzeugen, das eine Phasenlage des Ausgangssignals sRF,1(t) des Sendekanals TX1 relativ zu dem empfangenen Referenzsignal sREF(t) anzeigt.
  • Um die Phase ϕFS des Feedback-Signals sFB(t) zu berechnen, kann das gefilterte Mischerausgangssignal digitalisiert werden (Analog-Digital-Wandler 305) und die Phase digital berechnet werden. Sofern als Feedback-Signal das vom Sendekanal TX1 abgezweigte Signal a·sRF,1(t) ausgewählt wurde, entspricht die Phase ϕFB im Wesentlichen der Phase ϕ1 des Sendesignals sRF,1(t) des Sendekanals TX1. Methoden für die digitale Berechnung der Phase sind an sich bekannt und werden her nicht weiter erläutert. Ein geeigneter Algorithmus verwendet z.B. schnelle Fourier Transformation (Fast Fourier Transform, FFT). Der beschriebene Vorgang kann für jeden der Sendekanäle TX1, TX2, TX3 und TX4 in des Slave-MMICs 2 wiederholt werden, und basierend auf den berechneten Phasen ϕ1, ϕ2, ϕ3, bzw. ϕ4 kann eine Kalibrierung der Phasen durchgeführt werden, beispielsweise indem die Phasenschieber in den TX-Kanälen TX1, TX2, TX3 und TX4 (vgl. 4, Phasenschieber 103) genutzt werden, um die Phasen ϕ1, ϕ2, ϕ3, bzw. ϕ4 auf einen gewünschten Wert einzustellen.
  • In dem Beispiel aus 6 arbeitet der Mischer 303 mit den Signalen sREF(t) und sFB'(t), welche beide die reduzierte Frequenz fLO/k aufweisen (z.B. 2,4 GHz). Alternativ kann der Mischer auch mit der vollen LO-Frequenz fLO (z.B. 76,8 GHz) arbeiten. In diesem Fall wird die Frequenz des Feedback-Signals sFB(t) nicht mit Hilfe eines Frequenzteilers reduziert, sondern die Frequenz fREF des Referenzsignals sREF(t) im Slave-MMIC 1 mittels eines Frequenzvervielfachers 302' wieder um einen Faktor k erhöht. Ein Beispiel dafür ist in 7 dargestellt.
  • In dem in 7 dargestellten Beispiel ist der Master-MMIC 1 gleich wie in dem vorherigen Beispiel aus 6. Sowohl das LO-Signal sLO(t) (Frequenz fLO) als auch das Referenzsignal sREF(t) (Frequenz FREF = fLO/k) werden zu dem Slave-MMIC 2 hin übertragen. Der Slave-MMIC 2 aus 7 ist sehr ähnlich aufgebaut wie in dem Beispiel aus 6. Der einzige Unterschied besteht darin, dass - wie oben erwähnt - statt des Frequenzteilers 302 ein Frequenzvervielfacher 302' zum Einsatz kommt, der basierend auf dem im Slave-MMIC 2 empfangenen Referenzsignal sREF(t) ein modifiziertes Referenzsignal sREF'(t) erzeugt, dessen Frequenz um den Faktor k höher ist als die Frequenz FREF. Das modifiziertes Referenzsignal sREF'(t) hat also die Frequenz fLO = FREF·k und damit dieselbe Frequenz wie das Feedback-Signal sFB(t).
  • Das Mischen der Signale sREF'(t) und sFB(t) mit dem Mischer 303 und die nachfolgende Bestimmung der Phasen ϕ1, ϕ2, ϕ3, bzw. ϕ4 wird auf dieselbe Weise gemacht wie in dem vorherigen Beispiel aus 6 und es wird auf obige Beschreibung verwiesen. Der einzige Unterschied besteht darin, dass der Mischer 303 mit einer höheren Frequenz arbeitet. Auch in diesem Beispiel ist die Messschaltung 300 dazu ausgebildet ist - basierend auf dem Ausgangssignal sRF,1(t) des Sendekanals TX1 (das durch das ausgewählte Feedback-Signal sFB(t) repräsentiert wird) und dem empfangenen frequenzvervielfachten Referenzsignal sREF'(t) - das Signal sϕ zu erzeugen, das eine Phasenlage des Ausgangssignals sRF,1(t) des Sendekanals TX1 relativ zu dem empfangenen Referenzsignal sREF(t) anzeigt.
  • Auch wenn in den Beispielen aus 6 und 7 nur ein Slave-MMIC 2 dargestellt ist, kann das System - ähnlich wie in dem Bespiel aus 5 - mehrere Slave-MMICs aufweisen, wobei das Referenzsignal sREF(t) an alle Slave-MMICs übertragen wird und alle Slave-MMICs einen Frequenzteiler (wie in 6) oder einen Frequenzvervielfacher (wie in 7) aufweisen. Das Mischen des frequenzgeteilten Feedbacksignals sFB'(t) mit dem Referenzsignal sREF(t) oder das Mischen des Feedbacksignals sFB(t) mit dem frequenzvervielfachten Referenzsignal sREF'(t) findet in den jeweiligen Slave-MMICs statt.
  • 8 illustriert ein alternatives Beispiel, bei dem der Mischer 303 im Master-MMIC 1 integriert ist und das Mischen des frequenzgeteilten Feedbacksignals sFB'(t) mit dem Referenzsignal sREF(t) im Master-MMICs 1 erfolgt. Wie in dem vorherigen Beispiel aus 6 wird mittels des Lokaloszillators 101 im Master-MMIC 1 das LO-Signal sLO(t) erzeugt und über einen Sende-/Ausgangskanal an einem LO-Ausgang LOout des Master-MMICs ausgegeben und zu einem korrespondierenden LO-Eingang LOin des Slave-MMICs 2 hin übertragen (direkt oder indirekt über einen Splitter). Das vom Slave-MMIC 2 empfangene LO-Signal ist wie in 6 und 7 mit sLO'(t) bezeichnet. Die Signale sLO(t) und sLO'(t) unterscheiden sich im Wesentlichen in ihrer Phase, die unter anderem von der Länge des Signalpfads zwischen dem Master-MMIC 1 und dem Slave-MMIC 2 abhängt. Aufgrund der Signaldämpfung bei der Übertragung ist auch die Amplitude des empfangenen Signals sLO'(t) kleiner als die Amplitude des Signals sLO(t), was für die weitere Diskussion jedoch nicht von Relevanz ist. Der Master-MMIC 1 enthält gemäß 8 weiter einen Frequenzteiler 106, dessen Eingang mit dem Ausgang des Lokaloszillators 101 verbunden ist. Der Frequenzteiler 106 ist dazu ausgebildet, die Frequenz des LO-Signals sLO(t) um einen festen Teiler k zu teilen, d.h. der Frequenzteiler 106 erzeugt basierend auf dem LO-Signal sLO(t) ein Signal sREF(t), das eine Frequenz FREF aufweist, die ein Bruchteil der Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) ist (fREF = fLO/k). In Bezug auf das Referenzsignal wird auf die obigen Erläuterungen betreffend 6 und 7 verwiesen.
  • Der Slave-MMIC 2 weist eine Multiplexer-Einheit 301 auf, an deren Ausgang ein ausgewähltes der Feedbacksignale a·sRF,1(t), a·sRF,2(t), a·sRF,3(t), bzw. a·sRF,4(t) der Sendekanäle TX1, TX2, TX3 bzw. TX4 zur Verfügung gestellt wird. Das ausgewählte Feedback-Signal ist in 8 mit sFB(t) bezeichnet. In Bezug auf das die Feedbacksignale a-sRF,1(t), a·sRF,2(t), a·sRF,3(t), bzw. a·sRF,4(t) der Sendekanäle TX1, TX2, TX3 bzw. TX4 wird ebenfalls auf obige Beschreibung zu 6 und 7 verwiesen. Das von der Multiplexer-Einheit ausgegebene Feedback-Signal sFB(t) wird dem Frequenzteiler 302 zugeführt, der ein entsprechend modifiziertes (frequenzgeteiltes) Feedback-Signal sFB'(t) ausgibt. Diesbezüglich unterscheidet sich das Beispiel aus 8 nicht von den vorherigen Beispielen. Anders als bei den vorherigen Beispielen wird in dem Beispiel aus 8 jedoch nicht das Referenzsignal sREF(t) vom Master-MMIC 1 zu dem Slave-MMIC 2 übertragen, sondern das frequenzgeteilte Feedback-Signal sFB'(t), das eine Frequenz von fREF=fLO/k aufweist, wird vom Slave-MMIC 2 an einem Ausgang FBout ausgegeben und zu einem korrespondierenden Eingang FBin des Master-MMICs 1 hin übertragen.
  • Im Master-MMIC 1 werden das empfangene frequenzgeteilte Feedback-Signal sFB'(t) und das Referenzsignal sREF(t) gemischt (siehe 8, Mischer 303) und das Mischerausgangssignal sϕ einem Filter 304 zugeführt, der im Wesentlichen eine Tiefpassfilterung durchführt, um Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das gefilterte Mischerausgangssignal wird wie in den vorherigen Beispielen aus 6 und 7 digitalisiert und die Phase mittels digitaler Signalverarbeitung ermittelt. Da die beiden Eingangssignale des Mischers 303 (sREF(t) und sFB'(t)) dieselbe Frequenz fREF aufweisen, ist das gefilterte Mischerausgangssignal im Wesentlichen ein Gleichspannungssignal, dessen Pegel von der Phase ϕFB des modifizierten Feedback-Signals sFB'(t) (und damit des Feedback-Signals sFB(t)) relativ zur Phase des Referenzsignals sREF(t) abhängt. Betreffend die Berechnung der Phasen ϕ1, ϕ2, ϕ3, bzw. ϕ4 und die anschließende Kalibrierung dieser Phasen mittels der in den TX-Kanälen TX1, TX2, TX3 und TX4 (vgl. 4, Phasenschieber 103) angeordneten Phasenschiebern wird auf die obige Beschreibung zu 6 und 7 verwiesen.
  • Die Schaltungskomponenten 106, 303 und 304 (Mischer, Frequenzteiler und Filter) können als Teile einer Messschaltung 300' angesehen werden, die dazu ausgebildet ist - basierend auf dem (in dem Beispiel aus 8 frequenzgeteilten) Lokaloszillatorsignal sLO(t) und dem empfangenen frequenzgeteilten Feedback-Signal sFB'(t) - ein Signal sϕ zu erzeugen, das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Feedback-Signals sFB'(t) relativ zum Lokaloszillatorsignal sLO(t) anzeigt.
  • In dem Beispiel aus 9 arbeitet der Mischer 303 - wie in dem Beispiel aus 7 - mit der hohen Frequenz fLO statt auf der niedrigeren Frequenz fLO/k. Aus diesem Grund wird gemäß 9 im Master-MMIC 2 der (in dem Beispiel aus 8 verwendete) Frequenzteiler 106 weggelassen und stattdessen ein Frequenzvervielfacher 106' verwendet, um die Frequenz des das vom Master-MMIC 1 empfangenen Feedback-Signals sFB'(t) wieder auf die ursprüngliche LO-Frequenz fLO zu erhöhen. Das heißt, der Frequenzvervielfacher 106' ist dazu ausgebildet, basierend auf dem im Master-MMIC 1 empfangenen frequenzgeteilten Feedback-Signal sFB'(t) das Feedback-Signal mit der ursprünglichen Frequenz fLO wiederherzustellen. Das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 106' ist mit sFB''(t) bezeichnet.
  • Der Mischer 303 mischt in diesem Fall das LO-Signal sLO(t), welches gleichzeitig als Referenzsignal dient, mit dem Ausgangssignal sFB''(t) des Frequenzvervielfachers 106'. Das Mischerausgangssignal sϕ wird in der gleichen Weise verarbeitet wie in den vorherigen Beispielen und es wird auf die diesbezüglichen Erläuterungen weiter oben verwiesen. In diesem Beispiel ist die Messschaltung 300' dazu ausgebildet- basierend auf dem Lokaloszillatorsignal sLO(t) und dem empfangenen frequenzvervielfachten Feedback-Signal sFB''(t) - ein Signal sϕ zu erzeugen, das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Feedback-Signals sFB'(t) relativ zum Lokaloszillatorsignal sLO(t) anzeigt.
  • Allen Beispielen gemeinsam ist, dass zwischen dem Master-MMIC 1 und dem Slave-MMIC 2 sowohl das LO-Signal sLO(t) übertragen werden (Frequenz fLO), als auch ein weiteres Signal (sREF(t) oder sFB'(t)), welches vom LO-Signal sLO(t) abhängt, jedoch eine niedrigere Frequenz fLO/k aufweist, die mittels eines Frequenzteilers erzeugt wird. Aufgrund der niedrigeren Frequenz fLO/k sind die Phasenverschiebung und insbesondere die Veränderung/Drift der Phasenverschiebung entlang des Signalpfades vom Master-MMIC 1 zum Slave-MMIC 2 (oder umgekehrt) deutlich niedriger und das übertragene Signal mit der niedrigeren Frequenz fLO/k kann für eine vergleichsweise genaue Phasenmessung verwendet werden. Des Weiteren befinden sich zwischen dem Frequenzteiler 106 und dem Mischer 303 (siehe 6), dem Frequenzteiler 302 und dem Mischer 303 (siehe 8) sowie zwischen dem Frequenzteiler 106 und dem Frequenzvervielfacher 302' (siehe 7) oder dem Frequenzteiler 302 und dem Frequenzvervielfacher 106' (siehe 9) nur wenige, idealerweise keine aktiven Bauelemente, die eine nennenswerte temperaturabhängige Phasendrift bewirken könnten.
  • Bei Systemen mit einer Vielzahl von Slave-MMICs müssten die Frequenzteiler 302, die in den einzelnen Slave-MMICs verwendet werden synchronisiert werden. Geeignete Maßnahmen zur Synchronisierung sind an sich bekannt. Bei dem System aus 7 werden in den Slave-MMICs keine Frequenzteiler verwendet, da stattdessen die Frequenz des empfangenen Referenzsignals sREF(t) mit Hilfe des Frequenzvervielfachers wieder auf den Wert fLO erhöht wird. In diesem Fall ist keine Synchronisierung notwendig.
  • In den hier beschriebenen Beispielen ist das Ausgangssignal des Mischers 303 und damit auch das (analoge) Ausgangssignal der Messschaltung 300 (siehe 6-8) bzw. 300'(siehe 9-10) ein DC- (direct current) Signal, da ja beide HF-Eingangssignale des Mischers 303 dieselbe Frequenz aufweisen. Das Ausgangssignal der Messschaltung 300, 300' wird digitalisiert, und basierend auf dem digitalen Signal kann die eine Phase berechnet werden, welche den Phasenunterschied zwischen den beiden HF-Eingangssignalen des Mischers 303 repräsentiert. Bei idealen Bauelementen würde für eine Phasenmessung ein einziges Sample des Ausgangssignals der Messschaltung 300, 300' ausreichen. 10 und 11 illustrieren einen robusteren Ansatz zur Messung der Phase anhand des Ausgangssignal der Messschaltung 300, 300'.
  • 10 illustriert die Messschaltung 300, 300' aus den vorherigen Beispielen mit einem zusätzlichen Phasenschieber 306, der einem der HF-Eingänge des Mischers 303 vorgeschaltet ist, um das betreffende HF-Eingangssignal 303 um eine zusätzliche Phasenverschiebung ΔϕROT zu verschieben. Der Phasenschieber 306 kann z.B. mittels eines IQ-Modulators implementiert sein. Nun wird nicht ein einziger Messwert aufgenommen (die wie erwähnt bei idealen Schaltungskomponenten für die Phasenberechnung genügen würde), sondern eine Sequenz von Messewerten M[k], beispielsweise K=8 Messwerte M[0], M[1], M[2], M[3], M[4], M[5], M[6], M[7], wobei zwischen der Erfassung der einzelnen Messwerte M[k] die Phasenverschiebung ΔϕROT schrittweise erhöht wird, während die Situation sich abgesehen davon nicht ändert. Im Falle von einer Sequenz von acht Messwerten M[k] bedeutet das ΔϕROT = kπ/4 rad = 360°·k/8. 11 illustriert exemplarisch die Messwerte M[0] bis M[7], die theoretisch auf einer Sinuskurve liegen, deren Phasenlage sich auch in Gegenwart von Rauschen relativ einfach mittels digitaler Signalverarbeitung bestimmen lässt. Eine numerisch effiziente Methode hierfür ist z.B. die Fast-Fourier-Transformation (FFT). Das Signal-Rausch-Verhältnis wird umso besser, je länger die Sequenz gewählt wird (z.B. 128 Messwerte statt 8).
  • Es spielt für die Berechnung der Phase kleine Rolle, an welcher Stelle der Schaltung der Phasenschieber 306 angeordnet ist. Für eine Anwendung der FFT ist jedoch vorteilhaft, dass die Phase ΔϕROT schrittweise um eine oder mehrere ganze „Umdrehungen“ inkrementiert wird. Für eine effiziente Implementierung der FFT ist es zudem vorteilhaft, wenn die Anzahl der Messwerte einer Sequenz eine Zweierpotenz ist, d.h. K=2p (für p=1, 2, ...). Schließlich sei noch darauf hingewiesen, dass die konkrete Methode, gemäß der aus dem digitalisierten Ausgangssignal der Messschaltung eine Phase berechnet wird für die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele nicht wichtig ist und die Beschreibung nicht auf eine bestimmte Methode der Berechnung der Phase limitiert ist.

Claims (10)

  1. Ein Radarsystem, das aufweist: einen ersten Radar-Chip (1) mit einem Lokaloszillator (101), der dazu ausgebildet ist, an seinem Ausgang ein Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) bereitzustellen, einen im ersten Radar-Chip (1) enthaltenen ersten Frequenzteiler (106), der mit dem Ausgang des Lokaloszillators (101) gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) an seinem Ausgang ein frequenzgeteiltes Signal (sREF(t)) bereitzustellen; einen zweiten Radar-Chip (2) mit einem ersten Eingang (LOin) zum Empfangen des Lokaloszillatorsignals (sLO'(t)) von dem ersten Radar-Chip (1), einem zweiten Eingang (REFin) zum Empfangen des frequenzgeteilten Signals (sREF(t)) von dem ersten Radar-Chip (1), einem Output-Kanal (TX1), dem das am ersten Eingang (LOin) empfangene Lokaloszillatorsignal (sLO'(t)) zugeführt wird, um ein korrespondierendes Ausgangssignal (sRF(t)) zu erzeugen, und eine Schaltung (300), die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Ausgangssignal (sRF,1(t)) des Output-Kanals (TX1) und dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) ein Signal (sϕ) zu erzeugen, das eine Phasenlage des Ausgangssignals (sRF,1(t)) relativ zu dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) anzeigt.
  2. Das Radarsystem gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltung (300) weiter aufweist: einen weiteren Frequenzteiler (302) aufweist, der dazu ausgebildet ist, basierend auf einem Feedback-Signal (sFB(t)), das das Ausgangssignal (sRF,1(t)) des Output-Kanals (TX1) repräsentiert, ein frequenzgeteiltes Feedback-Signal (sFB'(t)) zu erzeugen; und einen Mischer (303), der dazu ausgebildet ist, das frequenzgeteiltes Feedback-Signal (sFB'(t)) und das empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) zu mischen, wobei das Signal (sϕ), das eine Phasenlage des Ausgangssignals (sRF,1(t)) relativ zu dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) anzeigt, an einem Ausgang des Mischers (303) bereit gestellt wird.
  3. Das Radarsystem gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltung (300) weiter aufweist: einen Frequenzvervielfacher (302'), der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) ein modifiziertes Signal (sREF'(t)) zu erzeugen; und einen Mischer (303), der dazu ausgebildet ist, ein Feedback-Signal (sFB(t)), das das Ausgangssignal (sRF,1(t)) des Output-Kanals (TX1) repräsentiert, und das modifizierte Signal (sREF'(t)) zu mischen, wobei das Signal (sϕ), das eine Phasenlage des Ausgangssignals (sRF,1(t)) relativ zu dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) anzeigt, an einem Ausgang des Mischers (303) bereit gestellt wird.
  4. Das Radarsystem gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei der Output-Kanal (TX1) einen Koppler aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Bruchteil der Leistung der Ausgangssignals (sRF,1(t)) als Feedback-Signal (sFB(t)) zur Verfügung zu stellen.
  5. Ein Radarsystem, das aufweist: einen ersten Radar-Chip (1) mit einem Lokaloszillator (101), der dazu ausgebildet ist, an einem Ausgang (LOout) ein Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) bereitzustellen, einen zweiten Radar-Chip (2) mit einem Eingang (LOin) zum Empfangen des Lokaloszillatorsignals (sLO'(t)) von dem ersten Radar-Chip (1), einem Output-Kanal (TX1), dem das am ersten Eingang (LOin) empfangene Lokaloszillatorsignal (sLO'(t)) zugeführt wird, um ein korrespondierendes Ausgangssignal (sRF(t)) zu erzeugen, und einem Frequenzteiler (302), der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Ausgangssignal (sRF(t)) des Output-Kanals (TX1) ein frequenzgeteiltes Signal (sFB'(t)) zu erzeugen, einem Ausgang (FBout), um das frequenzgeteilte Signal (sFB'(t)) an den ersten Radar-Chip (1) zu übertragen, wobei der erste Radar-Chip (1) einen Eingang (FBin) zum Empfangen des frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) von dem zweiten Radar-Chip (2) sowie eine Schaltung (300') aufweist, die dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) und dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sFB'(t)) ein Signal (sϕ) zu erzeugen, das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) relativ zum Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) anzeigt.
  6. Das Radarsystem gemäß Anspruch 5, wobei die Schaltung (300') weiter aufweist: einen weiteren Frequenzteiler (106) aufweist, der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) ein frequenzgeteiltes Lokaloszillatorsignal (sREF(t)) zu erzeugen; und einen Mischer (303), der dazu ausgebildet ist, das frequenzgeteilte Lokaloszillatorsignal (sREF(t)) und das empfangene frequenzgeteilte Signals (sFB'(t)) zu mischen, wobei das Signal (sϕ), das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) relativ zum Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) anzeigt, an einem Ausgang des Mischers (303) bereit gestellt wird.
  7. Das Radarsystem gemäß Anspruch 5, wobei die Schaltung (300') weiter aufweist: einen Frequenzvervielfacher (302'), der dazu ausgebildet ist, basierend auf dem empfangenen frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) ein modifiziertes Signal (sFB''(t)) zu erzeugen; und einen Mischer (303), der dazu ausgebildet ist, ein Feedback-Signal (sFB(t)), das Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) und das modifizierte Signal (sFB''(t)) zu mischen, wobei das Signal (sϕ), das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) relativ zum Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) anzeigt, an einem Ausgang des Mischers (303) bereit gestellt wird.
  8. Das Radarsystem gemäß Anspruch 6 oder 7, wobei der Output-Kanal (TX1) einen Koppler aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Bruchteil der Leistung der Ausgangssignals (sRF,1(t)) als Feedback-Signal (sFB(t)) zur Verfügung zu stellen, das einem Eingang des Frequenzteilers (302) zugeführt ist.
  9. Ein Verfahren, das aufweist: Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) in einem ersten Radar-Chip (1); Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals (sREF(t)) aus dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) mittels eines in dem ersten Radar-Chip (1) angeordneten Frequenzteilers (106); Übertragen des frequenzgeteilten Signals (sREF(t)) an einen zweiten Radar-Chip (2), Übertragen des Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) an den zweiten Radar-Chip (2), wobei das im zweiten Radar-Chip (2) empfangene Lokaloszillatorsignals (sLO'(t)) einem Output-Kanal (TX1) des zweiten Radar-Chips (2) zugeführt wird, der darauf basierend ein Ausgangssignal (sRF,1(t)) erzeugt; Erzeugen, basierend auf dem Ausgangssignal (sRF,1(t)) des Output-Kanals (TX1) und dem vom zweiten Radar-Chip (2) empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)), eines Signals (sϕ), das eine Phasenlage des Ausgangssignals (sRF,1(t)) relativ zu dem empfangenen frequenzgeteilten Signal (sREF(t)) anzeigt.
  10. Ein Verfahren, das aufweist: Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) in einem ersten Radar-Chip (1); Übertragen des Lokaloszillatorsignals (sLO(t)) an den zweiten Radar-Chip (2), wobei das im zweiten Radar-Chip (2) empfangene Lokaloszillatorsignals (sLO'(t)) einem Output-Kanal (TX1) des zweiten Radar-Chips (2) zugeführt wird, der darauf basierend ein Ausgangssignal (sRF,1(t)) erzeugt; Erzeugen eines frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) basierend auf dem Ausgangssignal (sRF,1(t)) des Output-Kanals (TX1) mittels eines in dem zweiten Radar-Chip (2) angeordneten Frequenzteilers (302); Übertragen des frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) an den ersten Radar-Chip (1); Erzeugen, basierend auf dem im ersten Radar-Chip (1) empfangenen frequenzgeteilten Signal (sFB'(t)) und dem Lokaloszillatorsignal (sLO(t)), eines Signals (sϕ), das eine Phasenlage des empfangenen frequenzgeteilten Signals (sFB'(t)) relativ zum Lokaloszillatorsignal (sLO(t)) anzeigt.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022184238A1 (de) * 2021-03-02 2022-09-09 Vega Grieshaber Kg Kaskadierbares radarelement mit sendeantenne und empfangsantenne
WO2024183974A1 (de) * 2023-03-06 2024-09-12 Robert Bosch Gmbh Hochfrequenzanordnung, radarsystem und verfahren zum betreiben eines hochfrequenzsystems

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017004404A (ja) * 2015-06-15 2017-01-05 ソニー株式会社 通信装置、及び、制御方法
US11221395B2 (en) * 2019-08-12 2022-01-11 GM Global Technology Operations LLC Chip-based transmit channel architecture
CN112904284B (zh) * 2021-02-06 2024-10-22 中国电子科技集团公司第三十八研究所 毫米波雷达收发系统及雷达
WO2023143732A1 (en) * 2022-01-28 2023-08-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Radar signal generator arrangement, radar arrangement and radar system
US11561299B1 (en) * 2022-06-03 2023-01-24 Oculii Corp. System and method for multi-waveform radar tracking

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE202018105377U1 (de) * 2018-09-19 2018-11-07 Silicon Radar GmbH Multikanalradarsystem
DE102018117688A1 (de) * 2017-08-18 2019-02-21 Infineon Technologies Ag Radar-Frontend mit HF-Oszillator-Überwachung

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6501942B1 (en) * 1999-10-29 2002-12-31 Qualcomm, Incorporated In-building radio-frequency coverage
TWI311855B (en) * 2006-04-17 2009-07-01 Via Tech Inc Harmonic-rejection modulating devices and methods
WO2014191795A1 (en) * 2013-05-29 2014-12-04 Freescale Semiconductor, Inc. Receiver system and method for receiver testing
DE102015103149B4 (de) * 2015-03-04 2024-06-06 HELLA GmbH & Co. KGaA Radarvorrichtung
EP3477864B1 (de) * 2017-10-31 2020-07-08 Nxp B.V. Vorrichtung mit einer phasenregelschleife

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102018117688A1 (de) * 2017-08-18 2019-02-21 Infineon Technologies Ag Radar-Frontend mit HF-Oszillator-Überwachung
DE202018105377U1 (de) * 2018-09-19 2018-11-07 Silicon Radar GmbH Multikanalradarsystem

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022184238A1 (de) * 2021-03-02 2022-09-09 Vega Grieshaber Kg Kaskadierbares radarelement mit sendeantenne und empfangsantenne
WO2024183974A1 (de) * 2023-03-06 2024-09-12 Robert Bosch Gmbh Hochfrequenzanordnung, radarsystem und verfahren zum betreiben eines hochfrequenzsystems

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