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Die
Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe und
insbesondere ein elektronisches Vorschaltgerät mit einem Spannungswandler,
der aus einer Gleichspannungsquelle für den Betrieb der Entladungslampe
einen Gleichstrom ableite.
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Die
japanische Offenlegung
Nr. JP 10-511220 A beschreibt ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe
mit einem Spannungswandler, der aus einer Gleichspannungsquelle
für den
Betrieb der Entladungslampe eine Gleichspannungsleistung ableitet,
wobei ein Regler die Gleichspannungsleistung auf der Basis des Ausgangszustandes
des Spannungswandlers regelt. Der Spannungswandler weist eine Induktanz
und ein Schaltelement auf, das vom Regler ein- und ausgeschaltet
wird, um in der Induktanz Energie zu speichern, die dann von der
Induktanz für
den Betrieb der Entladungslampe mit einer bestimmten Leistung abgegeben
wird. Der Regler ist im wesentlichen so aufgebaut, daß das Schaltelement
eine veränderliche
AUS-Periode aufweist,
damit ein Schalttransistor beim Erfassen eines Nullstromes durch
die Induktanz eingeschaltet werden kann. Die Schaltwirksamkeit erhöht sich
dadurch. Der Regler ist des weiteren so aufgebaut, daß er eine
Grenze für
das AUS-Ende der veränderlichen
AUS-Periode vorgibt, die ein zwangsläufiges Abschalten des Schaltelements
nach dem Verstreichen einer vorgegebenen Zeit bewirkt, auch wenn
sich der Strom durch die Induktanz nicht auf Null verringert, um
zu vermeiden, daß die
AUS-Periode aufgrund einer zu langen Zeit für das Nullwerden des Stromes
durch die Induktanz zu lang wird und damit die Schaltfrequenz des
Schaltelements zu niedrig. Der Regler ist darüberhinaus so aufgebaut, daß das Schaltelement zur
Beendigung der EIN-Periode nur dann abgeschaltet wird, wenn der
der Induktanz zugeführte Strom
einen vorgegebenen hohen Pegel erreicht hat. Daraus kann sich jedoch
das Problem ergeben, daß das
Schaltelement nicht abschaltet, weil der Strom zu der Induktanz
nicht auf den vorgegebenen hohen Pegel ansteigt, wenn zum Beispiel
die Impe danz der Gleichspannungsquelle zu groß ist. Außerdem wird, wenn das Schaltelement
nach einer langen Zeitspanne abgeschaltet wird, d. h. nach einer
sehr langen EIN-Periode, die Schaltfrequenz zu niedrig und verschiebt
sich bis in den hörbaren
Bereich, was für
ein Vorschaltgerät
nicht akzeptabel ist.
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Aus
WO 97/14275 A1 ist
ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe
bekannt, wobei die Schwierigkeit einer zu geringen Schaltfrequenz durch
Vorgabe minimaler und maximaler Ausschaltzeiten eines Schalttransistors
vermieden wird.
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DE 36 27 395 A1 offenbart
eine Schaltung zum Erzeugen einer geregelten Gleichspannung, wobei
eine minimale und eine maximale Einschaltzeit eines Transformators
festgelegt und so die genannte Schwierigkeit vermieden wird.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe anzugeben,
das eine Erhöhung
der Ausgangsleistung ohne Absinken der Schaltfrequenz auch dann
zu ermöglichen,
wenn bei geringer Lampenspannung (Kaltstart) ein erhöhter Lampenstrom
für schnell
ansteigende Lampenhelligkeit verlangt wird.
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Die
Lösung
dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 angegeben.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Durch
das Vorsehen der Grenze für
das maximale, zwangsweise AUS-Ende sowie der Grenze für das maximale,
zwangsweise EIN-Ende für
die jeweilige variable AUS- bzw. EIN-Periode kann das Schaltelement in einem
erlaubten Schaltfrequenzbereich arbeiten, wobei durch das Schaltelement
immer ein geeigneter Strom fließt,
ohne daß sich
die Schaltwirksamkeit wesentlich verringert.
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Der
Regler gibt die mit dem Ausgangszustand des Spannungswandlers sich ändernde
Grenze für
das maximale AUS-Ende so vor, daß die AUS-Periode zu einem
optimalen Zeitpunkt für
die Beibehaltung einer geeigneten Schaltfrequenz endet, auch wenn
der Sekundärstrom
dabei nicht auf Null abnimmt. Zu diesem Zweck überwacht der Regler die Ausgangsleistung
des Spannungswandlers als Anzeige für den Ausgangszustand und erzeugt den
Sollwert auf der Basis der Ausgangsleistung. Der Regler bewirkt
dann, daß sich
die Grenze für
das maximale, zwangsweise AUS-Ende gemäß dem Sollwert in Richtung
einer Verkürzung
der AUS-Periode ändert,
wenn der Sollwert einen erhöhten
Strom durch das Schaltelement verlangt. Es ist so möglich, die
Ausgangsleistung zu erhöhen,
ohne daß dabei die
Schaltfrequenz sinkt. Dies ist besonders von Vorteil für eine schnell
ansteigende Lampenhelligkeit beim sogenannten Kaltstart, bei dem
die Lampenspannung klein ist.
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Der
Regler kann einen Spannungsdetektor umfassen, der die am Schaltelement
anliegende Primärspannung
erfaßt
und der die Primärspannung
mit einer Bezugsspannung vergleicht, um eine Abnahme des Sekundärstroms
auf Null festzustellen, wenn die Primärspannung auf die Bezugsspannung
abnimmt. Alternativ kann der Regler einen Spannungsvariationsdetektor
umfassen, der eine Variation der am Schaltelement anliegenden Spannung
erfaßt
und der die Variation mit einer Bezugsspannung vergleicht, um eine
Abnahme des Sekundärstroms
auf Null festzustellen, wenn die Variation die Bezugsspannung erreicht.
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Vorzugsweise
umfaßt
der Regler einen Komparator, der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers
mit einer erlaubten Maximalspannung vergleicht und der ein Begrenzungssignal
abgibt, wenn die Ausgangsspannung die erlaubte Maximalspannung überschreitet.
In Reaktion auf das Begrenzungssignal verlängert der Regler die folgende AUS-Periode,
bis die Ausgangsspannung unter die erlaubte Maximalspannung gesunken
ist, wodurch verhindert wird, daß der Spannungswandler beim Starten
der Lampe eine zu hohe Ausgangsspannung abgibt.
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Vorzugsweise
gibt der Regler auch eine Grenze für das maximale, zwangsweise
EIN-Ende vor, die sich so mit der Quellengleichspannung ändert, daß die EIN-Periode
früher
endet, wenn die Quellengleichspannung höher wird. Dadurch kann die
EIN-Periode auch dann geeignet eingestellt werden, wenn sich die
Quellengleichspannung stark ändert.
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Der
Regler kann so ausgelegt sein, daß der Sollwert eine obere Grenze
aufweist, die einen Maximalstrom festlegt, der durch das Schaltelement
fließen
darf. Dadurch kann ver mieden werden, daß durch das Schaltelement ein
zu hoher Strom fließt.
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Der
Regler kann eine Verzögerungsschaltung
umfassen, die einen Anstieg des Sollwertes hinauszögert, wenn
der Spannungswandler zu arbeiten beginnt, um so einen weichen Start
des Vorschaltgeräts
zu bewerkstelligen, der die Belastung des Schaltelements und der
anderen Komponenten des Spannungswandlers herabsetzt.
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Der
Regler kann des weiteren einen Begrenzer umfassen, der die Obergrenze
des Sollwertes für eine
vorgegebene Startperiode am Beginn des Betriebs des Vorschaltgeräts auf einen
niedrigen Wert verringert und der danach die Obergrenze wieder auf einen
hohen Wert bringt, wodurch die Belastung des Schaltelements und
der anderen Komponenten des Spannungswandlers bei Beginn des Betriebs
des Vorschaltelements herabgesetzt werden.
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Der
Regler kann auch eine Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung umfassen,
die die Ausgangsspannung des Spannungswandlers überwacht, um die obere Grenze
auf einen niedrigeren Wert zu verringern, wenn die Ausgangsspannung
höher wird.
Es ist damit möglich,
die EIN-Periode beim Beginn des Betriebs des Vorschaltgeräts, das
heißt bei
geringer Last, zu begrenzen, um den Schaltstrom auf einen moderaten
Wert herabzusetzen und die Belastung des Schaltelements und der
anderen Komponenten des Spannungswandlers zu verringern.
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Der
Regler kann darüberhinaus
eine Ausgangsspannungs-Überwachungseinrichtung
umfassen, die die Ausgangsspannung des Spannungswandlers überwacht
und die ein Erweiterungssignal erzeugt, wenn die Ausgangsspannung
eine Maximalspannung übersteigt,
die größer ist
als die Betriebsspannung zum Betreiben der Lampe. In Reaktion auf das
Erweiterungssignal verändert
der Regler die Grenze für
das minimale EIN-Ende der EIN-Periode in Richtung einer Verlängerung
der EIN-Periode gegenüber
der bei Abwesenheit des Erweiterungssignals. Der Regler gibt so
eine verlängerte
EIN-Periode frei, damit der Lampe im Zustand geringer Last, d. h. unmittelbar
nach dem Start der Lampe, ein zum Betreiben der Lampe ausreichender
Ausgangsstrom zugeführt
wird.
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Im
folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielhaft
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Vorschaltgeräts für eine Entladungslampe;
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2 ein
schematisches Schaltbild eines Oszillators für das Vorschaltgerät;
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3 und 4 Zeitdiagramme
für den
Betrieb des Oszillators;
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5 eine
schematische Darstellung von Einzelheiten einer Verzögerungsschaltung
für das Vorschaltgerät;
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6 ein
Diagramm für
den Betrieb der Verzögerungsschaltung;
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7 eine
schematische Darstellung einer Stromüberwachungseinrichtung für das Vorschaltgerät;
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8 ein
Diagramm für
den Betrieb der Stromüberwachungseinrichtung;
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9 eine
schematische Ansicht eines modifizierten Grenzwertgenerators, der
bei dem Vorschaltgerät
verwendet werden kann;
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10 eine
schematische Ansicht eines anderen modifizierten Grenzwertgenerators,
der bei dem Vorschaltgerät
verwendet werden kann;
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11 ein
Diagramm für
den Betrieb des Grenzwertgenerators der 10;
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12 eine
schematische Ansicht eines weiteren modifizierten Grenzwertgenerators,
der bei dem Vorschaltgerät
verwendet werden kann;
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13 ein
Diagramm für
den Betrieb des Grenzwertgenerators der 12;
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14 eine
schematische Ansicht eines Abschwächers, der in Verbindung mit
einem Begrenzer bei dem Vorschaltgerät verwendet werden kann;
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15 bis 18 schematische
Ansichten von Modifikationen von Schalterspannungsdetektoren für das Vorschaltgerät; und
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19 eine schematische Ansicht einer zweiten
Ausführungsform
eines Vorschaltgeräts.
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In
der 1 ist eine erste Ausführungsform eines Vorschaltgerät für eine Entladungslampe
dargestellt. Das Vorschaltgerät
umfaßt
einen Spannungswandler 20, der aus einer Quellengleichspannung
von einer Batterie 10 eine geglättete Gleichspannung erzeugt,
einen Wechselrichter 30, der die Gleichspannung aufnimmt
und eine Wechselspannung erzeugt, die über einen Starter 40 an
eine Entladungslampe 5 angelegt wird, um diese zu betreiben.
Die Entladungslampe 5 ist zum Beispiel eine Entladungslampe
hoher Intensität
für die
Scheinwerfer eines Fahrzeugs.
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Der
Spannungswandler 20 ist als Sperrwandler ausgebildet, er
umfaßt
einen Transformator mit einer Primärwicklung 21 und einer
Sekundärwicklung 22 und
ein Schaltelement in der Form eines Transistors 23, der
in Reihe mit der Primärwicklung 21 an
die Batterie 10 angeschlossen ist. Der Transistor 23 wird
von einem Regler 50 angesteuert und davon ein- und ausgeschaltet,
um den Primärstrom
I1 von der Batterie 10 durch die Primärwicklung 21 wiederholt
zu unterbrechen und dadurch in der Sekundärwicklung 22 eine
induzierte Spannung aufzubauen. In Reihe mit einer Diode 25 ist
parallel zur Sekundärwicklung 22 ein
Glättkondensator 24 angeschlossen,
um an den Wechselrichter 30 eine geglättete Gleichspannung abzugeben.
Der Wicklungssinn der Wicklungen 21 und 22 ist
in der 1 durch Polaritätspunkte angezeigt, wobei die
Diode 25 so leitet, daß während der
AUS-Periode des Transistors 23 von der Sekundärwicklung 22 ein
Sekundärstrom
I2 in den Glättkondensator 24 fließt und den
Kondensator 24 auflädt.
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Der
Wechselrichter 30 ist ein Zweiwegwechselrichter mit vier
Schaltern 31, 32, 33 und 34,
die von einem Treiber 35 so angesteuert werden, daß sie derart
ein- und ausgeschaltet werden, daß immer ein diagonal gegenüberliegendes
Paar von Schaltern, etwa 31 und 34, eingeschaltet
ist, während
gleichzeitig das andere diagonal gegenüberliegende Paar von Schaltern,
etwa 32 und 33, abgeschaltet ist, um dadurch eine
Wechselspannung für
die Lampe 5 zu erzeugen.
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Der
Starter 40 nimmt die Wechselspannung vom Wechselrichter 30 auf
und erzeugt für
den Start der Lampe 5 Hochspannungsimpulse. Nach dem Starten
der Lampe werden keine Hochspannungsimpulse mehr erzeugt.
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Der
Regler 50 steuert den Spannungswandler 20 so,
daß die
der Lampe 5 zugeführte
Leistung mit Rückkopplung
geregelt wird. Der Regler 50 umfaßt einen Leistungssollwertgenerator 51,
der die Ausgangsleistung des Spannungswandlers 20 für die Lampe 5 bestimmt
und der einen Leistungssollwert ausgibt, der die Ausgangsleistung
anzeigt. Ein Stromsollwertrechner 52 ist so angeschlossen,
daß er
den Leistungssollwert sowie die Ausgangsspannung des Kondensators 24,
die von einer Ausgangsspannungsüberwachungseinrichtung 53 überwacht
und von einem Verstärker 54 verstärkt wird,
aufnimmt, er erzeugt einen Stromsollwert, der der Zielstromwert
für den
Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 ist. Der Stromsollwert
wird zu einem Eingang eines Fehlerverstärkers 55 geführt, an dessen
anderem Eingang der Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 anliegt,
der von einem Stromsensor 56 überwacht und über eine
Stromüberwachungseinrichtung 57 zugeführt wird.
Auf der Basis des Stromsollwertes und des Ausgangsstromes erzeugt
der Fehlerverstärker 55 eine
Führungsgröße, d. h.
einen Spitzenstrom-Sollwert
für den
Primärstrom
des Spannungswandlers 20. Der Spitzenstrom-Sollwert wird über einen
Begrenzer 100 und eine Verzögerungsschaltung 120,
deren Funktionen später
noch er läutert
werden, zum invertierenden Eingang (–) eines ersten Komparators 61 geführt.
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Der
Regler 50 umfaßt
einen Schalterspannungsdetektor 70, der so angeschlossen
ist, daß er die
Spannung am Transistor 23 des Spannungswandlers 20 erfaßt, d. h.
die Drain-Source-Spannung des
Transistors 23, die den Primärstrom I1 durch den Transistor 23 anzeigt.
Die Drain-Source-Spannung zeigt aus den im folgenden genannten Gründen auch den
Zeitpunkt an, wenn sich der Sekundärstrom 12 durch die
Sekundärwicklung 22 auf
Null verringert hat. Wenn der Transistor 23 ausgeschaltet
wird, damit durch die Sekundärwicklung 22 der
Sekundärstrom
I2 fließt,
sieht die Primärwicklung 21 die
elektromotorische Gegenkraft, die sich der Quellengleichspannung
von der Batterie 10 überlagert,
so daß die
Drain-Source-Spannung
beträchtlich über die
Quellengleichspannung ansteigt. Wenn danach die Sekundärwicklung 22 ihre
Energie so weit abgegeben hat, daß der Sekundärstrom I2
auf Null abnimmt, wird die Drain-Source-Spannung schnell nahezu
gleich der Quellengleichspannung der Batterie 10. Es läßt sich
somit feststellen, wenn der Sekundärstrom I2 zu Null geworden
ist, wenn die Variation ΔV
in der Drain-Source-Spannung einen bestimmten Pegel (der durch eine
Bezugsspannung Vdd gegeben ist) erreicht hat. Die Drain-Source-Spannung wird
am Schalterspannungsdetektor 70 so verarbeitet, daß sie sowohl
den Primärstrom
als auch den Zeitpunkt anzeigt, wenn der Sekundärstrom zu Null wird, und sie
wird dem nichtinvertierenden Eingang (+) des ersten Komparators 61 sowie
dem invertierenden Eingang (–)
eines zweiten Komparators 62 zugeführt. Der erste Komparator 61 erzeugt
damit dann ein Hochpegel-Ausgangssignal für einen Oszillator 80,
wenn die den Primärstrom
I1 anzeigende Drain-Source-Spannung den Sollwert erreicht, der den
Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55 anzeigt. Das
Hochpegel-Ausgangssignal vom ersten Komparator 61 wird
im Oszillator 80 dazu verwendet, den Transistor 23 zu
einem bestimmten Zeitpunkt auszuschalten, wie es später noch erläutert wird.
Der zweite Komparator 62 nimmt an seinem nichtinvertierenden
Eingang (+) die Bezugsspannung Vdd auf, mit der die Variation ΔV in der
Drain-Source-Spannung verglichen wird, so daß der zweite Komparator 62 ein
Hochpegel-Ausgangssignal
abgibt, wenn die Variation ΔV
als Anzeige dafür,
daß der
Sekundärstrom
I2 Null geworden ist, auf die Bezugsspannung Vdd abgesunken ist.
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Um
den Primärstrom
I1 zu überwachen,
umfaßt
der Schalterspannungsdetektor 70 ein in Reihe verbundenes
Paar von Dioden 71 und 72, die über einen
Hochziehwiderstand 73 zwischen eine Spannungsquelle Vcc
und den Drainanschluß des
Transistors 23 geschaltet sind. Zwischen dem Hochziehwiderstand 73 und
der Diode 72 ist der nichtinvertierende Eingang (+) des
ersten Komparators 61 zur Abgabe der den Primärstrom anzeigenden
Spannung angeschlossen. Der Spannungsdetektor 70 enthält Kappdioden 76 und 77,
die zu hohe und zu tiefe Spannungswerte an der vom Detektor 70 überwachten
Drain-Source-Spannung
abschneiden. Um die Variation ΔV
der Drain-Source-Spannung
zu überwachen,
weist der Detektor 70 einen aus einem Kondensator 74 und
einem Widerstand 75 bestehenden Differentiator auf.
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Der
Oszillator 80 weist die Funktionen des Bestimmens der maximalen
EIN-Periode und der minimalen EIN-Periode des Transistors 23 sowie
der maximalen AUS-Periode und der minimalen AUS-Periode des Transistors 23 auf.
Das Hochpegel-Ausgangssignal
vom ersten Komparator 61 wird dazu verwendet, die minimale
EIN-Periode des Transistors 23 zu bestimmen, und das Hochpegel-Ausgangssignal
des zweiten Komparators 62 dazu, die minimale AUS-Periode
des Transistors 23 zu bestimmen. Wie in der 2 gezeigt,
umfaßt
der Oszillator 80 ein RS-Flipflop 81, dessen Q-Ausgang
mit dem Gate des Transistors 23 verbunden ist, um diesen ein-
und auszuschalten. Weiter umfaßt
der Oszillator 80 einen Rücksetzkomparator 82,
dessen Ausgang mit dem Rücksetzeingang
(R) des Flipflops 81 verbun den ist, und einen Setzkomparator 83,
dessen Ausgang mit dem Setzeingang (S) des Flipflops 81 verbunden
ist.
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Weiter
umfaßt
der Oszillator 80 einen ersten Schalter 84 und
einen zweiten Schalter 85, die selektiv Bezugsspannungen
Vr1, Vr2 und Vr3 an den invertierenden Eingang (–) des Rücksetzkomparators 82 anlegen.
Diese Bezugsspannungen sind so gewählt, daß Vr1 < Vr3 < Vr2
ist. Mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Rücksetzkomparators 82 ist ein
Zeitgeber aus einer Stromquelle 86 und einer Parallelkombination
aus einem Kondensator 87 und einem Schalter 88 an
der Stromquelle 86 verbunden. Der Schalter 88 ist
mit dem Q(–)-Ausgang
des RS-Flipflops 81 verbunden
und öffnet
sich in Reaktion darauf, daß der
Flipflop 81 ein Einschalten des Transistors 23 bewirkt,
wodurch damit begonnen wird, den Kondensator 87 mit einem
Strom Ir von der Stromquelle 86 zu laden und am nichtinvertierenden Eingang
(+) des Rücksetzkomparators 82 eine
ansteigende Spannung zu erzeugen, wie es in der 3 gezeigt
ist. Wenn der invertierende Eingang (–) des Rücksetzkomparators 82 mit
der Bezugsspannung Vr1 verbunden ist, erzeugt der Rücksetzkomparator 82 zum
Zeitpunkt t1, wenn die Spannung am Kondensator 87 Vr1 erreicht,
ein Hochpegel-Ausgangssignal am Rücksetzeingang (R) des Flipflops 81,
wodurch der Transistor 23 abgeschaltet wird, d. h. die
EIN-Periode des Transistors 23 beendet wird. Gleichermaßen endet
die EIN-Periode
des Transistors 23 zum Zeitpunkt t2 bzw. t3, wenn der invertierende
Eingang (–)
des Rücksetzkomparators 82 mit Vr2
bzw. Vr3 verbunden ist.
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Der
erste Schalter 84 wird vom ersten Komparator 61 betätigt, um
in Reaktion auf ein Niedrigpegel-Ausgangssignal vom ersten Komparator 61,
d. h. wenn der Primärstrom
I1 den Sollwert oder den Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55 nicht
erreicht, die größte Bezugsspannung
Vr2 an den invertierenden Eingang (–) des Rücksetzkomparators 82 zu
legen. Wenn der erste Komparator 61 in Reaktion darauf,
daß der
Primärstrom
I1 den Spitzenstrom-Sollwert erreicht, ein Hochpe gel-Ausgangssignal
abgibt, wird der erste Schalter 84 umgeschaltet, um mittels
des zweiten Schalters 85 entweder die niedrigste Bezugsspannung
Vr1 oder die mittlere Bezugsspannung Vr3 an den invertierenden Eingang
(–) des
Rücksetzkomparators 82 zu
legen. Normalerweise wird der zweite Schalter 85 geschaltet,
um die niedrigste Bezugsspannung Vr1 anzulegen. Der Transistor 23 wird
daher zum frühesten
Zeitpunkt t1 ausgeschaltet, wenn der Primärstrom den Spitzenstrom-Sollwert
oder den vorgegebenen Zielstromwert erreicht hat. Anderenfalls wird
der Transistor 23 zum spätesten Zeitpunkt t2 ausgeschaltet.
In diesem Sinne weist die EIN-Periode des Transistors 23 eine Grenze
für ein
minimales EIN-Ende auf, die vom Zeitpunkt t1 bestimmt wird, und
eine Grenze für
ein maximales EIN-Ende, die vom Zeitpunkt t2 bestimmt wird. Mit
dem Vorsehen der Grenze für
das maximale EIN-Ende der EIN-Periode ist es möglich, zu vermeiden, daß der Transistor 23 über eine übermäßig lange
Zeitspanne eingeschaltet bleibt. Dies ist besonders dann vorteilhaft,
wenn die Quellengleichspannung mit einer so hohen Impedanz behaftet
ist, daß der
Primärstrom
in die Sättigung
kommt, bevor der Spitzenstrom-Sollwert erreicht wird, was bewirken würde, daß der Transistor 23 immer
eingeschaltet bleibt. Die Grenze für das minimale EIN-Ende wird
so gewählt,
daß vermieden
wird, daß sich
der Transistor 23 sofort nach einem instabilen EIN-Zustand
wieder ausschaltet.
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Der
zweite Schalter 85 wird von einem Spannungskomparator 63 betätigt, der,
wie in der 1 gezeigt, die Ausgangsspannung
des Spannungswandlers 20 mit einer Bezugsspannung Vlr1
vergleicht und ein Hochpegel-Ausgangssignal erzeugt, wenn die Ausgangsspannung
Vlr1 erreicht. Die Bezugsspannung Vlr1 wird so gewählt, daß der Komparator 63 das
Hochpegel-Ausgangssignal erzeugt, wenn die Ausgangsspannung des
Spannungswandlers 20 auf einen Pegel ansteigt, der einen
lastfreien Zustand anzeigt, in dem die Lampe noch nicht gestartet
wurde. In Reaktion auf den lastfreien Zustand betä tigt der
Komparator 63 den zweiten Schalter 85, um die
mittlere Bezugsspannung Vr3 an den invertierenden Eingang (–) des Rücksetzkomparators 82 zu legen.
Der Flipflop 81 schaltet dann den Transistor 23 zum
Zeitpunkt t3 aus, d. h. die EIN-Periode
wird länger
als sonst, wodurch es möglich
wird, daß der
Primärstrom
für einen
stabilen Betrieb der Lampe ausreicht.
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Ferner
weist der Oszillator 80 eine Funktionseinheit 89 auf,
die die dem Spannungswandler 20 zugeführte Eingangsspannung aufnimmt
und ein Ausgangssignal erzeugt, das den von der Stromquelle 86 zugeführten Strom
Ir erhöht,
wenn die Eingangsspannung ansteigt. Bei einem Ansteigen der Eingangsspannung,
d. h. der Spannung an der Gleichspannungsquelle, wird damit der
Kondensator 87 mit erhöhter
Rate geladen, um die Grenzen für das
EIN-Ende zu verkürzen,
die jeweils durch die Zeitpunkte t1, t2, t3 festgelegt werden, an
denen der Kondensator 87 auf die Bezugsspannung Vr1, Vr2 bzw.
Vr3 aufgeladen ist. Mit anderen Worten wird die EIN-Periode des
Transistors 23, insbesondere die maximale EIN-Periode,
beim Ansteigen der Eingangsspannung verkürzt und bei einer Verringerung der
Eingangsspannung verlängert,
so daß der
Primärstrom
entsprechend der Eingangsspannung fließen kann.
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Kurz
gesagt wird der Transistor 23 ausgeschaltet, wenn der Primärstrom den
Spitzenstrom-Sollwert erreicht oder wenn die maximale EIN-Periode
beendet ist, je nachdem, was jeweils früher eintritt. Dem Transistor 23 wird
eine minimale EIN-Periode zugestanden, die zum Zeitpunkt t1 endet.
Unmittelbar nach dem Abschalten des Transistors 23 wird
der Schalter 88 vom Flipflop 81 geschlossen, um
den Kondensator 87 zu entladen, so daß der Kondensator 87 für die folgende
Zeitgeberoperation bereit ist, die den Zeitpunkt des Abschaltens
des Transistors 23 festlegt.
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Es
erfolgt nun die Erläuterung
eines Schemas zur Bestimmung der Grenze des AUS-Endes, d. h. des
Zeitpunktes für
das Einschalten des Transistors 23 nach einem Abschalten
des Transistors 23. Zu diesem Zweck umfaßt der Oszillator 80 einen Schalter 94,
der an den invertierenden Eingang (–) des Setzkomparators 83 selektiv
eine Bezugsspannung Vs1 bzw. eine variable Bezugsspannung zwischen
Vs2 und Vs3 anlegt. Die Bezugsspannungen Vs1, Vs2 und Vs3 sind so
gewählt,
daß Vs1 < Vs3 < Vs2 ist. An den
nichtinvertierenden Eingang (+) des Setzkomparators 83 ist
ein Zeitgeber aus einer Stromquelle 96 und einer Parallelkombination
eines Kondensators 97 und eines Schalters 98 an
der Stromquelle 96 angeschlossen. Der Schalter 98 ist mit
dem Q-Ausgang des RS-Flipflops 81 verbunden und öffnet sich
in Reaktion auf ein Abschalten des Transistors 23 durch
das Flipflop 81, wodurch die Aufladung des Kondensators 97 mit
einem Strom Is von der Stromquelle 96 beginnt und am nichtinvertierenden
Eingang (+) des Setzkomparators 83 eine ansteigende Spannung
erzeugt wird, wie es in der 4 gezeigt
ist. Wenn der invertierende Eingang (–) des Setzkomparators 83 mit
der Bezugsspannung Vs1 verbunden ist, erzeugt der Setzkomparator 83 zum
Zeitpunkt T1, wenn die Spannung am Kondensator 97 Vs1 erreicht,
ein Hochpegel-Ausgangssignal am Setzeingang (S) des Flipflops 81,
wodurch der Transistor 23 eingeschaltet wird, d. h. die
AUS-Periode des Transistors 23 beendet wird. Gleichermaßen endet,
wenn an den invertierenden Eingang (–) des Setzkomparators 83 eine
Spannung zwischen Vr3 und Vr2 angelegt wird, die AUS-Periode des
Transistors 23 zu einem Zeitpunkt zwischen T2 und T3.
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Der
Schalter 94 wird vom zweiten Komparator 62 betätigt und
legt in Reaktion auf ein Hochpegel-Ausgangssignal vom zweiten Komparator 62,
d. h. eine Abnahme des Sekundärstromes
auf Null, die niedrigste Bezugsspannung Vs1 an den invertierenden
Eingang (–)
des Setzkomparators 83. Wenn der zweite Komparator 83 in
Reaktion darauf, daß der Sekundärstrom I2
noch nicht auf Null gesunken ist, ein Ausgangssignal auf niedrigem
Pegel abgibt, wird der Schalter 94 umgeschaltet, um eine
zwischen Vs3 und Vs2 variierende Bezugsspannung an den invertierenden
Eingang (–)
des Setzkomparators 83 zu legen. Der Transistor 23 wird
daher zum frühesten
Zeitpunkt T1 eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom auf Null abgenommen
hat. Anderenfalls wird der Transistor 23 zu einem späteren Zeitpunkt
zwischen T3 und T2 ausgeschaltet. Die AUS-Periode des Transistors 23 weist
daher eine Grenze für
ein minimales AUS-Ende auf, die vom Zeitpunkt T1 festgelegt wird, und
eine Grenze für
ein maximales AUS-Ende, die vom Zeitpunkt T2 festgelegt wird. Der
Transistor 23 wird daher eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom zum
Zeitpunkt T1 auf Null abgenommen hat, oder wenn die Grenze für das maximale
AUS-Ende erreicht ist, je nachdem, was jeweils zuerst der Fall ist. Dadurch
wird verhindert, daß der
Transistor 23 ausgeschaltet wird, nachdem der Sekundärstrom auf Null
abgenommen hat und auf Null bleibt. Anderenfalls weist in der folgenden
EIN-Periode der Schaltstrom durch den Spannungswandler 20 einen übermäßig hohen
Spitzenwert auf, was die Schaltwirksamkeit herabsetzt. Auch ist
es mit dem zusätzlichen Vorsehen
der Grenze für
das maximale AUS-Ende neben der Grenze für das maximale EIN-Ende möglich, die
Schaltfrequenz in einem akzeptablen Bereich zu halten.
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Die
zwischen Vs3 und Vs2 variable Bezugsspannung wird an einer Funktionseinheit 95 erzeugt und
erniedrigt sich von Vs2 auf Vs3, wenn der Sollwert oder der Spitzenstrom-Sollwert
zunimmt. Die variable Bezugsspannung wird dazu verwendet, die Grenze
für das
AUS-Ende zu bestimmen, d. h. für
die Beendigung der AUS-Periode, wenn der Sekundärstrom nicht auf Null abgenommen
hat. Dies wird ein kontinuierlicher Modus genannt, da der Transistor 23 eingeschaltet
wird, obwohl der Sekundärstrom
nach wie vor fließt,
im Gegensatz zum Grenzmodus, bei dem der Transistor 23 im
wesentlichen zu dem Zeitpunkt eingeschaltet wird, wenn der Sekundärstrom auf
Null abgenommen hat. Der kontinuierliche Modus tritt in Erscheinung,
wenn der Primärstrom
in der vorherigen EIN-Periode in einem erhöhten Ausmaß geflossen ist, um beim sogenannten
Kaltstart der Lampe dieser eine erhöhte Leistung für ein schnelles
Anheben der Lampenhelligkeit zuzuführen. Mit den Ansteigen des
Primärstromes
verlängert
sich die Zeitspanne Für
eine Abnahme des Sekundärstroms
auf Null. Ohne kontinuierlichem Modus, d. h. wenn nur der Grenzmodus
zur Verfügung
steht, wird dadurch die Schaltfrequenz herabgesetzt. Das Vorsehen
der Grenze für
ein zwangsweises AUS-Ende zur Realisierung des kontinuierlichen
Modusses in diesem besonderen Zustand beschränkt die AUS-Periode des Transistors 23,
so daß sich
die Schaltfrequenz nicht übermäßig verringert.
Die Bezugsspannung Vs3 ist auf einen mittleren Pegel eingestellt,
der es dem Sekundärstrom
erlaubt, auf einem Pegel zu fließen, bei dem die Schaltfrequenz
nicht herabgesetzt ist. Die vom Zeitpunkt T1 festgelegte Grenze
für das
minimale AUS-Ende wird so gewählt,
daß die
AUS-Periode unabhängig
von instabilen Schalterscheinungen wie Schwingungen unmittelbar
nach dem Ausschalten des Transistors 23 fortgesetzt wird.
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Kurz
gesagt wird der Transistor 23 eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom auf
Null abgenommen hat oder wenn die vom Zeitpunkt T2 festgelegte maximale
AUS-Periode zu Ende ist, je nachdem, was jeweils zuerst eintritt.
Unmittelbar nachdem der Transistor 23 eingeschaltet wurde,
wird der Schalter 98 vom Flipflop 81 geschlossen,
damit der Kondensator 97 entladen wird und für die folgende
Zeitgeberoperation zur Bestimmung des Zeitpunktes zum Einschalten
des Transistors 23 bereit ist.
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Um
zu verhindern, daß die
Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 zu hoch wird,
enthält
der Oszillator 80 einen Abschalter 99, der parallel zur
Stromquelle 96 angeschlossen ist und der das Aufladen des
Kondensators 96 beendet, wenn die überwachte Ausgangsspannung
einen vorgegebenen maximalen Pegel übersteigt. Der Schalter 99 wird
von einem Spannungskomparator 64 betätigt, der, wie in der 1 gezeigt,
die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 mit einer
Bezugsspannung Vlr2 vergleicht, die dem maximalen Pegel entspricht,
und der ein Ausgangssignal auf hohem Pegel ab gibt, wenn die Ausgangsspannung
Vlr2 erreicht. Wenn die Ausgangsspannung während der EIN-Periode des Transistors 23 auf
den maximalen Pegel Vlr2 ansteigt, betätigt der Komparator 64 den
Schalter 99 und schließt
ihn, wodurch die Zeitgeberoperation zum Bestimmen der Grenze für das AUS-Ende
in der folgenden AUS-Periode des Transistors 23 gesperrt
ist, bis die Ausgangsspannung wieder unter dem maximalen Pegel liegt.
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Anhand
der 1 erfolgt nun eine genaue Erläuterung des Begrenzers 100,
der den Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55 begrenzt. Der
Begrenzer 100 erhält
von einem Grenzwertgenerator 101 einen Grenzwert in der
Form einer Spannung zugeführt,
er erhält
auch den Spitzenstrom-Sollwert in der Form einer Spannung zugeführt und
gibt den kleineren Wert der beiden Spannungen als neuen Spitzenstrom-Sollwert
zum Komparator 61, um so zu verhindern, daß ein übermäßiger Primärstrom durch
den Transistor 23 fließt.
Der Grenzwertgenerator 101 ist eine Funktionseinheit, die
die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 aufnimmt
und den Grenzwert Vlim abgibt, der innerhalb eines begrenzten Bereiches
zwischen VlimH und VlimL mit ansteigender Ausgangsspannung abnimmt.
Wenn die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 relativ
klein ist, was anzeigt, daß die
Lampe gerade eingeschaltet wurde, wird der Grenzwert angehoben,
damit ausreichend Primärstrom
fließen
kann, um schnell die erwünschte
Lampenhelligkeit zu erreichen. Während
des stabilen Lampenbetriebs, wenn die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 relativ
hoch ist und der Primärstrom
in geringem Ausmaß fließt, ist
der Grenzwert Vlim herabgesetzt, so daß der Primärstrom stabil bleibt und sich
nicht schnell erhöht.
Der untere Grenzwert VlimL ist so eingestellt, daß der Transistor 23 keinen
unerwünschten
Belastungen ausgesetzt ist, während
der obere Grenzwert VlimH so eingestellt ist, daß die EIN-Periode des Transistors 23 nicht zu
kurz wird.
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Die 5 zeigt
Einzelheiten der Verzögerungsschaltung 120 zwischen
dem Begrenzer 100 und dem Komparator 61 zur allmählichen
Erhöhung des
Spitzenstrom-Sollwertes auf den gewünschten Pegel. Die Schaltung 120 umfaßt einen
Spannungsteiler aus Widerständen 121, 122, 123 und 124,
der die Ausgangsspannung Vo1 des Begrenzers 100 aufteilt,
die den kleineren der beiden Werte, dem Spitzenstrom-Sollwert Veo
vom Fehlerverstärker 55 und
dem Grenzwert Vlim, anzeigt. Ein in Reihe geschaltetes Paar von
Dioden 126 und 127 ist in Reihe zum Widerstand 122 parallel
zum Widerstand 123 angeschlossen, um die Vorwärtsspannung
der Dioden zu der Ausgangsspannung vom Begrenzer 100 hinzuzufügen und
um die sich ergebende Spannung Vc2 als neuen Spitzenstrom-Sollwert
für den
Komparator 61 zu erzeugen. Mit den Widerständen 121 bis 124 wirkt
ein Kondensator 125 zusammen, um die Zeitkonstante für die Verzögerung des
Anstiegs des Spitzenstrom-Sollwerts Vc2 vorzugeben. Es ist zwar nicht
gezeigt, der Kondensator 125 ist jedoch so geschaltet,
daß er
beim Abschalten des Vorschaltgeräts entladen
wird.
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Die
Arbeitsweise der Verzögerungsschaltung 120 ist
in der 6 gezeigt. Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt,
steigt der Grenzwert Vlim auf aV. Wenn das Ausgangssignal Veo des
Fehlerverstärkers 55 auf
bV größer als
aV ansteigt, steigt gleichzeitig das Ausgangssignal Vo1 des Begrenzers 100 auf
aV. Die Verzögerungsschaltung 120 gibt dann
den Spitzenstrom-Sollwert Vc2 ab, der allmählich auf cV ansteigt, der
abgeschwächt
und kleiner als aV ist. Dieser allmähliche Anstieg des Spitzenstrom-Sollwertes
ermöglicht
es, daß der
Transistor 23 weich schaltet, so daß die Belastungen des Transistors 23 sowie
der anderen Komponenten des Spannungswandlers 20 verringert
werden. Die Dioden 126 und 127 weisen die gleichen
Eigenschaften wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetektor 70 auf,
um Temperaturabhängigkeiten
und ähnliche
Schwankungen in der Vorwärtsspannung der
Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich
am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und
dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.
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Die 7 zeigt
Einzelheiten der Stromüberwachungseinrichtung 57,
die dem Fehlerverstärker 55 einen überwachten
Ausgangsstrom zuführt,
der den tatsächlichen
Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 in der kurzen Übergangszeit
unmittelbar nach dem Einschalten der Lampe 5 gut anzeigt.
Die Stromüberwachungseinrichtung 57 umfaßt einen Verstärker 131,
der über
einen Widerstand 132 mit dem Stromsensor 56 verbunden
ist und eine entsprechend verstärkte
Spannung erzeugt. Der Ausgang des Verstärkers 131 ist über einen
Schalter 136 mit dem Fehlerverstärker 55 verbunden,
um diesem den überwachten
Stromwert Ila zuzuführen.
In Verbindung mit dem Verstärker 131 ist
ein Filter aus einem Widerstand 132, einem Rückkoppelwiderstand 133, einem
Offsetwiderstand 135 und einem Rückkoppelkondensator 134 vorgesehen.
Der Schalter 136 wird von einem Lampen-Ein/Aus-Detektor 58 betätigt, der auf
der Basis der Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 feststellt,
ob die Lampe 5 ein- oder ausgeschaltet wird. Wenn festgestellt
wird, daß die Lampe 5 eingeschaltet
wird, verbindet der Schalter 136 den Ausgang des Verstärkers 131 mit
dem Fehlerverstärker 55.
Anderenfalls, d. h. wenn festgestellt wird, daß die Lampe nach dem Einschalten
der Lampe immer noch aus ist, verbindet der Schalter 136 den
Ausgang des Stromsollwertrechners 52 über einen Abschwächer 137 mit
dem Fehlerverstärker 55. Der
Abschwächer 137 multipliziert
den Stromsollwert KIla mit k (0 < k < 1), um dem Fehlerverstärker 55 über den
Schalter 136 einen Dummy-Stromwert Ila zuzuführen.
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Anhand
der 8 wird die Arbeitsweise der Stromüberwachungseinrichtung 57 erläutert. Während der
Lampen-Aus-Periode
nach dem Starten der Lampe vor deren Einschalten fließt aus dem
Spannungswandler 20 im wesentlichen kein Ausgangsstrom.
In dieser Periode nimmt der Fehlerverstärker 55 den Dummy-Stromwert
Ila mit b'V auf,
der gleich dem Stromsollwert KIla multipliziert mit k (b'V = k × bV) ist.
Unmittelbar nach dem Einschalten der Lampe führt daher der Verstärker 131 dem
Fehlerverstärker 55 den überwachten
Stromwert Ila zu, der aufgrund der Wirkung des Filters von b'V auf das aV des
tatsächlichen
Ausgangsstromes ansteigt. Der überwachte
Ausgangsstrom Ila kann daher dem tatsächlichen Ausgangsstrom schnell
folgen, sobald die Lampe eingeschaltet ist, mit der Folge einer
zuverlässigen
Lampensteuerung. Ohne Zuführen
des Dummy-Ausgangsstrom in der Lampen-Aus-Periode würde der
dem Fehlerverstärker 55 zugeführte Stromwert
dem tatsächlichen
Ausgangsstrom nur verzögert
folgen, wie es mit der gestrichelten Linie in der 8 angezeigt
ist.
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Die 9 zeigt
eine Modifikation des Grenzwertgenerators 101A, die anstelle
des oben beschriebenen Generators 101 verwendet werden kann,
um den Grenzwert Vlim für
den Begrenzer 100 zu erzeugen. Der Generator 101A umfaßt einen Spannungsteiler
aus Widerständen 102 und 103,
die eine Bezugsspannung Vref aufteilen. Es ist ein in Reihe verbundenes
Paar von Dioden 104 und 105 angeschlossen, um
für die
Erzeugung des Grenzwertes Vlim für
den Begrenzer 100 die Vorwärtsspannung der Dioden zu der
abgeteilten Spannung hinzuzuaddieren. Ein Hochziehwiderstand 106 verbindet
die Anode der Diode 105 mit einer Spannungsquelle Vcc für die Dioden.
Die Dioden 104 und 105 weisen die gleichen Eigenschaften
wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetektor 70 auf,
um Temperaturabhängigkeiten
und ähnliche
Schwankungen in der Vorwärtsspannung
der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich
am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und
dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.
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Die 10 zeigt
eine andere Modifikation des Grenzwertgenerators 101B,
die anstelle des Generators 101 der 1 verwendet
werden kann, um für
den Begrenzer 100 einen Grenzwert Vlim2 zu erzeugen, der
unmittelbar nach dem Starten der Lampe 5 allmählich ansteigt.
Der Generator 101B umfaßt einen Spannungsteiler aus
Widerständen 141 und 142, die
zur Erzeugung eines Bezugsgrenzwertes Vlim aus einer Bezugsspannung
Vref eine Spannung abteilen. Ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 143 und 144 ist
hinzugeschaltet, um die Vor wärtsspannung
der Dioden zu der Bezugsspannung Vlim hinzuzufügen. Die Anode der Diode 144 ist über einen
Hochziehwiderstand 145 mit einer Spannungsquelle Vcc für die Dioden
verbunden. Ein Kondensator 146 ist so angeschlossen, daß er mit
den Widerständen 141, 142 und 145 zusammenwirkt
und eine Zeitkonstante für
die Verzögerung
des Anstiegs des Bezugsgrenzwertes Vlim vorgibt, um diesen zu einem
neuen Grenzwert Vlim2 mit allmählich
ansteigender Flanke zu machen. Es ist zwar nicht gezeigt, der Kondensator 146 ist
jedoch so geschaltet, daß er beim
Abschalten des Vorschaltgeräts
entladen wird.
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Die
Arbeitsweise des Generators 101E ist in der 11 dargestellt.
Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, steigen auch die Steuerspannung
Vcc sowie der Bezugsgrenzwert Vlim auf dV bzw. aV an. Der Grenzwert
Vlim2 steigt ebenfalls allmählich
auf cV an. Wenn das Ausgangssignal Veo des Fehlerverstärkers 55 mit
bV größer als
cV ist, ist der Spitzenstrom-Sollwert Vc2 gleich dem Grenzwert Vlim2.
Mit diesem allmählichen
Ansteigen des Spitzenstrom-Sollwertes Vc2 kann der Transistor 23 weich schalten,
und die Belastungen für
den Transistor 23 sowie die anderen Komponenten des Spannungswandlers 20 verringern
sich. Die Dioden 143 und 144 weisen die gleichen
Eigenschaften wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetektor 70 auf,
um Temperaturabhängigkeiten
und ähnliche
Schwankungen in der Vorwärtsspannung
der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich am
Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und
dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.
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Die 12 zeigt
eine andere Modifikation des Grenzwertgenerators 101C,
die anstelle des Generators 101 der 1 verwendet
werden kann, um für
den Begrenzer 100 einen Grenzwert Vlim2 zu erzeugen, der
für eine
beschränkte
Zeitspanne T nach dem Starten der Lampe herabgesetzt ist, um den Spitzenstrom-Sollwert
zur Verringerung der Belastungen für den Transistor 23 und
die anderen Komponenten des Spannungs wandlers 20 schrittweise
zu erhöhen.
Der Generator 101C umfaßt einen Spannungsteiler aus
Widerständen 151, 152 und 156,
die zur Erzeugung des Bezugsgrenzwertes Vlim aus der Bezugsspannung
Vref eine Spannung abteilen. Ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 153 und 154 ist hinzugeschaltet,
um zur Erzeugung eines Grenzwertes Vlim 2 für den Begrenzer 100 der
abgeteilten Spannung die Vorwärtsspannung
der Dioden hinzuzufügen.
Die Anode der Diode 154 ist über einen Hochziehwiderstand 155 mit
einer Spannungsquelle Vcc für
die Dioden verbunden. Parallel zum Widerstand 156 ist ein
Schalter 157 vorgesehen, der sich für die beschränkte Zeit
T schließt
und dann wieder öffnet,
um während
der Zeitspanne T einen herabgesetzten Grenzwert Vlim2 sowie den
Bezugsgrenzwert Vlim zu erzeugen und danach einen erhöhten Grenzwert
Vlim2 und den Bezugsgrenzwert Vlim.
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Die
Arbeitsweise des Generators 101C ist in der 13 dargestellt.
Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, steigt die Steuerspannung
Vcc auf dV. Innerhalb der Zeitspanne T unmittelbar nach dem Starten
der Lampe 5 steigt der Bezugsgrenzwert Vlim auf a'V und danach stufenweise
auf aV. Entsprechend steigt der Grenzwert Vlim2 während der
Periode T auf c'V
und danach stufenweise auf cV. Wenn die Ausgangsspannung Veo des
Fehlerverstärkers 55 mit
bV höher
ist als cV, gibt der Begrenzer 100 den Grenzwert Vlim2
als Spitzenstrom-Sollwert
Vc2 aus. Während
der Anfangsperiode T unmittelbar nach dem Starten der Lampe 5 wird
damit der Grenzwert auf einem niedrigen Pegel gehalten und danach schrittweise
auf einen hohen Pegel angehoben, so daß der Transistor 23 weich
schalten kann und sich die Belastungen für den Transistor 23 sowie
die anderen Komponenten des Spannungswandlers 20 verringern.
Die Dioden 153 und 154 weisen die gleichen Eigenschaften
wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetektor 70 auf,
um Temperaturabhängigkeiten
und ähnliche
Schwankungen in der Vorwärtsspannung
der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich
am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und
dem Spitzenstrom-Sollwert
zu ermöglichen.
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Die 14 zeigt
einen Abschwächer 110, der
in Verbindung mit dem Begrenzer 100 vorgesehen ist, um
Temperaturabhängigkeiten
und andere Schwankungen in der Vorwärtsspannung der Dioden 71 und 72 des
Schalterspannungsdetektors 70 auszugleichen. In diesem
Fall ist der Grenzwert Vlim eine durch die Widerstände 107 und 108 von
der Bezugsspannung Vref abgeteilte Spannung. Der Abschwächer 110 gibt
die Ausgangsspannung des Begrenzers 100, d. h. den niedrigeren
Wert aus dem Grenzwert Vlim und dem Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55,
als neuen Spitzenstrom-Sollwert zum Komparator 61. Der
Abschwächer 110 umfaßt einen
Spannungsteiler aus Widerständen 111, 113 und 116,
der die Ausgangsspannung abteilt, die den niedrigeren Wert aus dem
Fehlerverstärker-Ausgangssignal
Veo und dem Grenzwert Vlim anzeigt. In Reihe zum Widerstand 112 ist
parallel zum Widerstand 113 ein in Reihe verbundenes Paar
von Dioden 114 und 115 geschaltet, um die Vorwärtsspannung der
Dioden zu der Spannung hinzuzuaddieren, die an der Verbindungsstelle
zwischen dem Widerstand 113 und dem Widerstand 116 erscheint,
um so den Spitzenstrom-Sollwert für den Komparator 61 zu
erzeugen. Auch hier sind die Dioden 114 und 115 so
gewählt,
daß sie
die gleichen Eigenschaften aufweisen wie die Dioden 71 und 72 im
Schalterspannungsdetektor 70, um Temperaturabhängigkeiten
und ähnliche
Schwankungen in der Vorwärtsspannung
der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich
am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und
dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.
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Die 15 zeigt
einen modifizierten Schalterspannungsdetektor 170, der
anstelle des Detektors 70 der Ausführungsform der 1 verwendet werden
kann. Die Drain-Source-Spannung
des Transistors 23 wird über einen Widerstand 171 zum nichtinvertierenden
Eingang (+) des ersten Komparators 61 geführt, wo
sie mit dem Spitzenstrom-Sollwert oder der Füh rungsgröße vom Fehlerverstärker 55 verglichen
wird, um die Grenze für
das EIN-Ende des Transistors 23 zu ändern. Die Drain-Source-Spannung
des Transistors 23 wird außerdem über einen Differentiator aus
einem Kondensator 172 und einem Widerstand 173 zum
invertierenden Eingang (–)
des zweiten Komparators 62 geführt, um eine Variation ΔV in der
Drain-Source-Spannung
zu erzeugen. Die Variation ΔV
wird dann im Komparator 62 mit einem durch eine Bezugsspannung
Vn1 vorgegebenen, bestimmten Pegel verglichen, um den Zeitpunkt
festzustellen, wenn der Sekundärstrom
auf Null gesunken ist, um die Grenze für das AUS-Ende des Transistors 23 zu ändern, wie
es bei der ersten Ausführungsform beschrieben
ist. Eine erste Diodenklammer aus Dioden 174 und 175 in
der Schaltung verhindert zum Schutz des Komparators 61,
daß diesem übermäßig hohe
und tiefe Spannungen zugeführt
werden. Gleichermaßen
verhindert eine zweite Diodenklammer aus Dioden 176 und 177 in
der Schaltung zum Schutz des Komparators 62, daß diesem übermäßig hohe
und tiefe Spannungen zugeführt
werden.
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Die 16 zeigt
einen anderen modifizierten Schalterspannungsdetektor 170D,
der anstelle des Detektors 70 der Ausführungsform der 1 verwendet
werden kann und der im wesentlichen identisch mit der Modifikation
der 15 ist mit der Ausnahme, daß parallel zum Kondensator 172D eine
Diode 178 geschaltet ist. Entsprechende Teile sind in der 16 mit
den gleichen Bezugszeichen wie in der 15 mit
dem Zusatz ”D” bezeichnet.
Mit der Diode 178 kann die zu dem invertierenden Eingang (–) des zweiten
Komparators 62 geführte
Spannung außer
der Komponente für
die Variation ΔV
eine Komponente enthalten, die die Drain-Source-Spannung selbst
anzeigt. Die Drain-Source-Spannung zeigt nämlich auch den Zeitpunkt an,
wenn der Sekundärstrom
I2 durch die Sekundärwicklung 22 sich auf
Null verringert, da, wenn der Transistor 23 ausgeschaltet
wird, damit der Sekundärstrom
I2 durch die Sekundärwicklung 22 fließt, die
Primärwicklung 21 eine
elektromotorische Gegenkraft sieht, die sich der Quellengleichspan nung
von der Batterie 10 überlagert,
so daß die
Drain-Source-Spannung
erheblich höher
wird als die Quellengleichspannung. Wenn danach die Sekundärwicklung 22 ihre
Energie soweit abgegeben hat, daß der Sekundärstrom I2
auf Null sinkt, wird die Drain-Source-Spannung der Quellengleichspannung
von der Batterie 10 nahezu gleich. Der Zeitpunkt, wenn
der Sekundärstrom
auf Null gesunken ist, läßt sich
daher daraus feststellen, wann die Drain-Source-Spannung auf einen
bestimmten Pegel gesunken ist, der der Quellengleichspannung entspricht.
Es ist deshalb mit dieser Modifikation möglich, daß der Komparator 62 auf
der Basis entweder der Variation ΔV
oder der Drain-Source-Spannung des Transistors 23 und geeignetes
Einstellen der Schaltungskonstanten einschließlich der Bezugsspannung Vn1
den Zeitpunkt bestimmt, wann der Sekundärstrom auf Null gesunken ist.
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Die 17 zeigt
einen weiteren modifizierten Schalterspannungsdetektor 170E,
der anstelle des Detektors 70 der Ausführungsform der 1 verwendet
werden kann und der im wesentlichen identisch mit der Modifikation
der 16 ist mit der Ausnahme, daß in Reihe zum Widerstand 171E eine Offsetspannung 179 angeschlossen
ist. Entsprechende Teile sind in der 17 mit
den gleichen Bezugszeichen wie in der 15 mit
dem Zusatz ”E” bezeichnet.
Mit der Hinzufügung
der Offsetspannung zu der Drain-Source-Spannung wird ein zuverlässiger Betrieb
des Vorschaltgeräts
sichergestellt. Insbesondere in einem Zustand, bei dem die Ausgangsleistung
nahezu Null ist, auch wenn ein Ausgangsstrom fließt, d. h.
wenn die Ausgangsspannung extrem klein ist, ist der Spitzenstrom-Sollwert, der am Fehlerverstärker 55 erzeugt
wird, entsprechend klein, so daß am
invertierenden Eingang (–)
des ersten Komparators 61 eine Spannung auf einem entsprechend
niedrigen Pegel anliegt. Dabei liegt dann die Drain-Source-Spannung
plus die Offsetspannung sicher über
dem niedrigen Pegel der Spannung des Spitzenstrom-Sollwerts, so
daß der
Komparator 61 ein Hochpegel-Ausgangssignal zur Minimierung
der EIN-Periode des Transistors 23 ausgeben kann. Das Ausgangssignal
des Konverters wird daher durch die veränderliche AUS-Periode gesteuert,
die vom Ausgangssignal des zweiten Komparators 62 bestimmt wird.
Es ist in diesem Zusammenhang anzumerken, daß die Dioden 71 und 72 im
Detektor 70 der ersten Ausführungsform die gleiche Offsetspannung
für die Drain-Source-Spannung
des Transistors 23 zum Vergleich am ersten Komparator 61 erzeugen.
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Die 18 zeigt
einen weiteren modifizierten Schalterspannungsdetektor 170F,
der anstelle des Detektors 70 der ersten Ausführungsform
verwendet werden kann. Der Schalterspannungsdetektor 170F umfaßt einen
Widerstand 171F, über
den die Drain-Source-Spannung des Transistors 23 zum nichtinvertierenden
Eingang (+) des ersten Komparators 61 sowie zum invertierenden
Eingang (–)
des zweiten Komparators 62 geführt wird. Eine Diodenklammer
aus Dioden 174F und 175F in der Schaltung verhindert
zum Schutz der Komparatoren 61 und 62, daß diesen übermäßig hohe
und niedrige Spannungen zugeführt
werden. Bei dieser Modifikation wird die Drain-Source-Spannung,
die den Primärstrom anzeigt,
am ersten Komparator 61 mit dem Spitzenstrom-Sollwert verglichen,
um die EIN-Periode des Transistors 23 zu verändern, und
sie wird am zweiten Komparator 62 mit der Bezugsspannung
Vn1 verglichen, um zu einer Veränderung
der AUS-Periode des Transistors 23 festzustellen, ob der
Sekundärstrom auf
Null gesunken ist oder nicht.
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Die 19 zeigt eine zweite Ausführungsform
des Vorschaltgeräts,
die im wesentlichen identisch mit der ersten Ausführungsform
ist, mit der Ausnahme, daß der
zweite Komparator 62G direkt mit einem Stromsensor 66 an
der Sekundärwicklung 22G verbunden
ist, um eine entsprechende Spannung aufzunehmen, die den durch die
Sekundärwicklung fließenden Sekundärstrom anzeigt.
Gleiche Teile wie bei der ersten Ausführungsform sind in der 19 mit dem Zusatz ”G” bezeichnet. Der nichtinvertierende
Eingang (+) des Komparators 62G liegt auf Masse, so daß der Komparator 62G ein
Hochpegel-Aus gangssignal erzeugt, wenn der Sekundärstrom auf Null
gesunken ist, wodurch die AUS-Periode des Transistors 23G geändert wird,
wie es mit Bezug zu der 2 für die erste Ausführungsform
beschrieben ist. Der erste Komparator 61G ist mit einem
Stromsensor 67 am Transistor 23G verbunden, um
eine entsprechende Spannung aufzunehmen, die für einen Vergleich mit dem Spitzenstrom-Sollwert
den durch den Transistor 23G fließenden Primärstrom anzeigt, um die EIN-Periode
so zu ändern,
wie es oben mit Bezug zu der 2 für die erste
Ausführungsform
beschrieben ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform umfaßt der Grenzwertgenerator 101G einen
Komparator 109, der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20G mit
einer Bezugsspannung vergleicht, um den Grenzwert zwischen den Werten
VlimH und VlimL so umzuschalten, daß dem Begrenzer 101G der
hohe Grenzwert VlimH zugeführt
wird, wenn die Ausgangsspannung kleiner ist als die Bezugsspannung,
und anderenfalls dem Begrenzer 100G der niedrigere Grenzwert
VlimL zugeführt
wird.
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Die
beschriebenen Ausführungsformen
enthalten einen Spannungswandlers des Sperrtyps. Das Vorschaltgerät kann jedoch
nicht nur mit einem solchen Spannungswandler, sondern auch mit einem Spannungswandler
eines anderen Typs versehen werden, etwa mit einem Rückladungswandler,
bei dem in Reihe zum Glättkondensator
und dem Schaltelement an der Gleichspannungsquelle ein Induktor liegt
und wobei der Primärstrom
so definiert ist, daß es
der beim Einschalten durch das Schaltelement fließende Strom
ist, während
der Sekundärstrom
der Strom ist, der vom Induktor freigegeben wird, wenn das Schaltelement
ausgeschaltet wird.