DE10221450A1

DE10221450A1 - Schaltungsanordnung für einen resonanten Konverter und Verfahren zu dessen Betrieb

Info

Publication number: DE10221450A1
Application number: DE10221450A
Authority: DE
Inventors: Thomas Duerbaum; Georg Sauerlaender
Original assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 2002-05-15
Filing date: 2002-05-15
Publication date: 2003-11-27
Also published as: WO2003098790A1; EP1506613B1; DE60308359D1; US7190596B2; EP1506613A1; JP2005526478A; ATE339799T1; AU2003230066A1; JP4376775B2; DE60308359T2; US20050226010A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Konverter mit Schaltern (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung U1 in eine zerhackte Gleichspannung U3, mit Steuerungsmitteln zum Steuern der Einschaltzeiten der Schalter (S1, S2), wobei Einschaltzeiten der Schalter (S1, S2) im Wechsel aufeinander folgen und durch Totzeitphasen T¶tot¶ voneinander getrennt sind, und mit Schaltungselementen, die einen Resonanzkreis mit mindestens einem Kondensator (C¶r¶) und mindestens einer Spule (L¶r¶) zum Wandeln der zerhackten Gleichspannung U3 in eine Ausgangsspannung U2 aufweisen. Um einen sicheren und störungsfreien ZVS-Betrieb einer solchen Schaltung zu gewährleisten, werden eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zu deren Betrieb vorgeschlagen, bei denen ein Wert für die im Resonanzkreis für das Umschalten der Schalter im induktiven Betriebsmodus verbleibende Energie/Ladung bestimmt und mit einem Schwellenwert durch einen Komparator (24) verglichen wird, und die Schalter (S1, S2) in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs gesteuert werden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Konverter mit Schaltern zum Zerhacken einer Gleichspannung U1 in eine zerhackte Gleichspannung U3, Steuerungsmitteln zum Steuern der Einschaltzeiten der Schalter, wobei Einschaltzeiten der Schalter im Wechsel aufeinander folgen und durch Totzeitphasen voneinander getrennt sind, und mit Schaltungselementen, die einen Resonanzkreis mit mindestens einem Kondensator und mindestens einer Spule zum Wandeln der zerhackten Gleichspannung U3 in eine Ausgangsspannung U2 aufweisen. Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Schalten der Schalter einer solchen Schaltungsanordnung.
Konverter mit Resonanzkreiselementen, sogenannte resonante Konverter, dienen in der Regel zur Versorgung einer an seinem Ausgang angeschlossenen Last mit einer Gleichspannung oder mit einem Gleichstrom. Sie können vielfältig eingesetzt werden und werden insbesondere zum Betrieb von Gasentladungslampen, Bildschirmen, Audiogeräten, Fernsehern, Videorecordern oder in der Fahrzeugtechnik verwendet. Resonante Konverter können als AC/AC-, DC/AC-, AC/DC- oder DC/DC-Konverter ausgeführt sein.
Innerhalb resonanter Konverter der eingangs genannten Art wird eine Gleichspannung U1 mittels einer aus Schaltern bestehenden Brückenschaltung oder Halbbrückenschaltung in eine zerhackte Gleichspannung U3 zerhackt. Die zerhackte Gleichspannung wird Schaltungsmitteln mit mindestens einem induktiven und einem kapazitiven Resonanzkreiselement, also mit induktiven und kapazitiven Blindwiderstandsanteilen, so zugeführt, dass in den Schaltungsmitteln bei einem Betrieb in der Nähe der Resonanzfrequenz ein Wechselstrom fließt, der dann zum Beispiel bei Schaltungsmitteln mit genau einem induktiven und genau einem kapazitiven Resonanzkreiselement näherungsweise sinusförmig ist. Dieser Wechselstrom wird dann gleichgerichtet und zur Ausgangsspannung U2 als Versorgungsspannung für eine an den Konverter angeschlossene Last geglättet. Es sind aber auch andere Anwendungen denkbar, bei denen die Last mit Wechselspannung, also ohne Gleichrichter, betrieben wird (z. B. induction heating). Durch Anpassung der Schaltfrequenz für die Schalter kann eine Anpassung an Laständerungen und Eingangsspannungsschwankungen vorgenommen werden.
Resonante Konverter können mit hohen Schaltfrequenzen betrieben werden, so dass im Vergleich zur möglichen Leistungsabgabe relativ kleinvolumige und leichte Gerätebauweisen möglich sind.
Bei resonanten Konvertern wird zur Verringerung des Schaltungsaufwands und zur Vermeidung von Schaltverlusten ein sogenannter ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching) angestrebt, wobei üblicherweise, aber nicht zwingend, MOSFETs als Schalter verwendet werden. Unter ZVS-Betrieb wird hier und im Folgenden das Einschalten der Schalter (Überführen in den leitenden Zustand) bei möglichst kleiner Schalterspannung, vorzugsweise im Nahbereich von null Volt, verstanden. Um ZVS-Betrieb zu ermöglichen, müssen Totzeitphasen vorgesehen sein, in denen alle Schalter der betreffenden Halbbrücke ausgeschaltet sind (d. h. im nicht leitenden Zustand).
Um einen ZVS-Betrieb in verschiedenen Betriebsbereichen des Konverters zu garantieren, müssen die Totzeitphasen an den Betriebsbereich des Konverters angepasst werden. Bekannte Steuer-ICs, wie beispielsweise die STR-Z4000 Serie der Firma Allegro-Sanken oder der Controller-IC MC 34067 von Motorola, ermöglichen keine automatische Anpassung und können daher ZVS-Betrieb nur in begrenzten Betriebsbereichen sicherstellen. Außerhalb dieser Bereiche können sie einen sicheren ZVS-Betrieb nicht mehr gewährleisten. Bei einer Fehlanpassung der Totzeitphasen und einem daraus resultierenden Verlassen des ZVS-Betriebs erhöhen sich die Schaltverluste, was im Extremfall zu einer Zerstörung der Schalter führen kann.
Zur Vermeidung solcher Schaltverluste ist insbesondere das Schalten der Schalter bei kapazitiver Last zu vermeiden. Zur Vermeidung des Schaltens bei kapazitiver Last, also im kapazitiven Betriebsmodus, ist es bekannt, Mittel zur Bestimmung der Art der Konverterlast (induktiv oder kapazitiv) vorzusehen, um im Falle einer kapazitiven Last das Einschalten des zu schaltenden Elements zu unterbinden.

Aus der EP 0 430 358 A1 ist eine Konverterschaltungsanordnung der eingangs genannten Art bekannt. Um ein Schalten bei kapazitiver Last zu vermeiden, wird die Phasendifferenz zwischen der dem Schaltungsgebilde zugeführten Spannung und dem in die Schaltungsanordnung fließenden Strom indirekt durch Überwachung des in das Schaltungsgebilde fließenden Stromes überwacht. Nachteilig bei dieser Art der Bestimmung der Konverterlast ist, dass die Phasendifferenzbestimmung schaltungstechnisch aufwendig und die Messungen verlustbehaftet sind.

Des weiteren ist aus der DE 199 25 490 eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der zur Bestimmung der Art der Konverterlast in einer Totzeitphase vor dem Einschalten jeweils eines der Schalter die an diesem anliegende Spannung und ggf. auch der Spannungsgradient dU/dt gemessen und jeweils mit einem Schwellenwert verglichen wird, um die Totzeiten zwischen den Einschaltzeiten der Schalter zu steuern. Hier besteht der Nachteil, dass der Betrieb des Konverters bei kapazitiver Last erst zum Einschaltzeitpunkt am Ende der Totzeit festgestellt wird und damit erst dann, wenn die Last bereits kapazitiv ist. In einem solchen Fall muss der Schaltzyklus unterbrochen und neu initiiert werden, wodurch Störungen auftreten können.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der ein störungsfreier ZVS-Betrieb möglich ist und die oben genannten Nachteile nicht bestehen. Auch ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren der eingangs genannten Art zum Betrieb einer solchen Schaltungsanordnung zur Verfügung zu stellen.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass Mittel zum Bestimmen des im Resonanzkreis fließenden Stroms I vorgesehen sind, dass die Steuerungsmittel einen Komparator aufweisen, der einen vom im Resonanzkreis fließenden Strom I abhängigen Wert mit einem Schwellenwert vergleicht, und dass die Schaltungsmittel das Schalten der Schalter in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs steuern.

Die Aufgabe wird auch alternativ oder in Ergänzung zur vorgenannten Lösung dadurch gelöst, dass Mittel zum Bestimmen des Stromgradienten dI/dt des im Resonanzkreis fließenden Stroms I vorgesehen sind, dass die Steuerungsmittel einen Komparator aufweisen, der einen vom Stromgradienten dI/dt abhängigen Wert mit einem Schwellenwert vergleicht, und die Schaltungsmittel das Schalten der Schalter in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs steuern.

Die Aufgabe wird auch gelöst mit einem Verfahren zum Schalten der Schalter der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für einen Konverter, bei dem

a) während der Einschaltphase eines Schalters ein vom im Resonanzkreis fließenden Strom I abhängiger Wert bestimmt und mit einem Schwellenwert verglichen wird und
b) die Schalter im Wechsel solange ausgeschaltet werden können, bis der Strom I den Schwellenwert erreicht hat.

Alternativ oder in Ergänzung zu dieser Verfahrensweise wird die Aufgabe auch mit einem Verfahren gelöst, bei dem

a) während der Einschaltphase eines Schalters ein vom Stromgradienten dI/dt des im Resonanzkreis fließenden Stroms I abhängiger Wert bestimmt und mit einem Schwellenwert verglichen wird und
b) die Schalter im Wechsel geschaltet werden können, bis der Stromgradient den Schwellenwert erreicht hat.

Ein wesentlicher Grundgedanke der Erfindung liegt darin, dass es mit der Bestimmung des im Resonanzkreis fließenden Stroms I und/oder des Stromgradienten dI/dt zu jedem Zeitpunkt möglich ist, eine Größe für die im Resonanzkreis enthaltene Energie bzw. Ladung im induktiven Betriebsmodus zu bestimmen, und somit zu bestimmen, zu welchem Zeitpunkt ein Schalter spätestens ausgeschaltet werden muss, damit der Einschaltvorgang für den nachfolgenden Schalter nicht im kapazitiven Betriebsmodus erfolgt. So muss die im induktiven Betriebsmodus verbleibende Energie/Ladung beim Ausschalten der Schalter groß genug sein, um ein Wiedereinschalten des jeweils nachfolgenden Schalters im ZVS-Betrieb zu gewährleisten.

Insbesondere ist es mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung möglich, die Einschaltfreigabe eines nachfolgenden Schalters bereits vor Beginn der Totzeit und damit vor dem Ausschalten des momentan aktiven Schalters zu überprüfen, wodurch die Betriebssicherheit des Konverters deutlich erhöht wird.

Wahlweise geben die Steuerungsmittel hierfür spätestens dann ein Signal zum Ausschalten des aktiven (eingeschalteten) Schalters, sobald sie vom Komparator ein Signal erhalten haben, dass der bestimmte Wert für die im induktiven Modus verbleibende Energie/Ladung den Schwellenwert erreicht hat, oder aber es wird das Einschalten des nachfolgenden Schalters unterbunden, wenn vom Komparator ein Signal vorliegt, dass der Wert für die im induktiven Betriebsmodus verbleibende Energie/Ladung den Schwellenwert betragsmäßig unterschritten hat.

Dabei kann unter anderem auch berücksichtigt werden, dass das Einschalten eines Schalters in der Regel nicht unmittelbar zu dem Zeitpunkt erfolgt, an dem der Schalter ein Signal zum Einschalten erhält, sondern der Schaltvorgang erst mit einer gewissen Zeitverzögerung abgeschlossen ist.

Während es bei den aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungen bislang nur möglich war zu bestimmen, ob ein induktiver oder kapazitiver Betriebsmodus vor einem Einschalten der Schalter vorliegt, und im Falle eines kapazitiven Betriebsmodus der normale Konverterbetrieb abgebrochen und eine neue Startsequenz zum Schalten der Schalter eingeleitet werden musste, kann der Stromverlauf mit den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen im Resonanzkreis überwacht und die Schalter so rechtzeitig gesteuert werden, dass die einzuschaltenden Schalter immer im induktiven Betriebsmodus eingeschaltet werden. Somit kann ein Schalten im kapazitiven Betriebsmodus sicher vermieden werden, so dass ein ZVS- Betrieb dauerhaft sichergestellt ist. Letzteres gilt insbesondere dann, wenn der Schwellenwert geeignet eingestellt ist. Das Verfahren kann dabei wahlweise so ausgelegt sein, dass ein Schalter noch eingeschaltet werden kann, wenn der Strom I den ersten Schwellenwert zwar erreicht, aber noch nicht über- bzw. unterschritten hat, oder so, dass der Schalter bereits dann nicht mehr eingeschaltet werden kann, wenn der Strom I den ersten Schwellenwert erreicht hat.

Wird auf diese Weise jegliches Einschalten der Schalter im kapazitiven Modus verhindert, kann es bei Verwendung von Leistungs-MOSFETs nicht mehr zu Problemen in Verbindung mit dem reverse-recovery Verhalten von antiparallelen Leistungsdioden (insbesondere den oftmals besonders schlechten intrinsischen Body-Dioden der Leistungs-MOSFETs) kommen.

Die Mittel zum Messen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt können entweder im Resonanzkreis angeordnet sein, wobei ein Messpunkt ausreicht. Die Mittel müssen dann geeignet sein, sowohl positive als auch negative Messwerte zu verarbeiten und für negative Messwerte Beträge zu bilden. Auch können die Mittel zum Messen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt jeweils an den Schaltern einer Halbbrücke bzw. an den Schalterpaaren einer Vollbrückenschaltung vorgesehen sein. In diesem Fall sind zwei Messpunkte erforderlich, wobei die Mittel zum Messen des Stroms I dann lediglich positive Signale verarbeiten können müssen.

Als Mittel zum Messen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt können in beiden Fällen insbesondere ein Widerstand oder ein Stromtransformator ebenso wie Current-Sense- FETs verwendet werden.

Werden als Schalter MOSFETs verwendet, lässt sich der Strom I bzw. der Stromgradient dI/dt in einer anderen bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung vergleichsweise einfach über ihre Drain-Source-Spannung abgreifen.

Wie bereits oben erwähnt, kann in vorzugsweiser Ausgestaltung des Verfahrens spätestens bei Erreichen des Schwellenwertes ein Ausschalten des aktiven Schalters ausgelöst werden, so dass der Einschaltvorgang für den nachfolgenden Schalter rechtzeitig eingeleitet wird, bevor die für das Umladen der Kapazitäten zur Verfügung stehende Energie/Ladung im induktiven Betriebsmodus die mindestens erforderliche Energie/Ladung unterschreitet.

Auch kann in weiterer vorzugsweiser Ausgestaltung des Verfahrens nach betragsmäßigem Unterschreiten des Schwellenwertes ein Einschalten des nachfolgenden Schalters unterbunden werden, um in jedem Fall ein Einschalten eines Schalters im kapazitiven Betriebsmodus zu verhindern.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Schalten der Schalter einer Schaltungsanordnung lässt sich bevorzugt derart weiter ausgestalten, dass der Schwellenwert in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U1 eingestellt wird, wobei er mit steigender Eingangsspannung U1 angehoben wird. Da die notwendige Energie/Ladung zum Aufladen bzw. Entladen der parasitären und einer eventuell vorhandenen externen Kapazität im Resonanzkreis mit zunehmender Eingangsspannung U1 steigt, wird es somit möglich, den Schwellenwert an den Lastzustand anzupassen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen, die ein Ausführungsbeispiel zeigen, näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild für eine Schaltungsanordnung mit einem resonanten Konverter,
Fig. 2 die Schaltungsstruktur eines erfindungsgemäßen resonanten Konverters,
Fig. 3a Zeitverläufe für einen induktiven Lastfall,
Fig. 3b Zeitverläufe für einen kapazitiven Lastfall,
Fig. 3c Diagramm für die verbleibende Restladung als Maß für die verbleibende Energie im induktiven Lastfall,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Steuerschaltungsanordnung zur Schaltersteuerung,
Fig. 5 ein Blockschaltbild für eine Steuerschaltung, und
Fig. 6 eine Übertragungsfunktion als Funktion der Frequenz für einen konstanten Lastwiderstand.
Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild zeigt einen lastresonanten Konverter - hier ein Schaltnetzteil - mit einem Schaltungsblock 1 zum Umsetzen einer Eingangsgleichspannung U1 in eine Ausgangsspannung U2 - hier eine Gleichspannung -, die zur Versorgung einer durch einen Schaltungsblock 3 dargestellten Last dient. Die Eingangsspannung U1 wird hier in der bei Schaltnetzteilen üblichen Weise, z. B. durch Gleichrichtung einer Wechselspannung eines Wechselspannungsnetzes 4 durch einen Schaltungsblock 2, erzeugt.
Fig. 2 zeigt in detaillierterer Weise die wesentlichen Elemente eines Konverters gemäß Fig. 1. Die Eingangsgleichspannung U1 liegt hier an einer Halbbrücke aus in Reihe geschalteten Schaltern S1 und S2 an, die die Gleichspannung U1 zerhacken. Die Schalter S1 und S2 sind im vorliegenden Fall MOSFET-Transistoren, die sogenannte Body-Dioden D1 und D2 aufweisen, die jeweils als antiparallel zum entsprechenden Schalter S1 beziehungsweise S2 liegende Dioden dargestellt sind.
Parallel zum Schalter S2 ist eine Kapazität Cp vorgesehen, an der beim Betrieb des Konverters 1 eine zerhackte Gleichspannung U3 abfällt. Die Kapazität Cp muss dabei nicht unbedingt eine externe Komponente sein, sondern kann auch ausschließlich aus den ohnehin vorhandenen parasitären Ausgangskapazitäten C_iss der MOSFET-Transistoren bestehen. Die zerhackte Gleichspannung U3 wird einem Schaltungsgebilde 6 zugeführt, das Resonanzkreiselemente enthält und eine Ausgangsgleichspannung U2 erzeugt. Als Resonanzkreiselemente enthält das Schaltungsgebilde 6 im vorliegenden Fall eine Kapazität Cr und eine Induktivität Lr, die in Reihe geschaltet sind. Zwischen der Reihenschaltung aus der Kapazität Cr und der Induktivität Lr und der Kapazität Cp liegt in Richtung des Konverterausgangs eine Gleichrichteranordnung 7, die einen durch die Resonanzkreiselemente Cr und Lr fließenden Strom I gleichrichtet und wie üblich einer ausgangsseitig angeordneten Glättungskapazität C zuführt, an der die Ausgangsgleichspannung U2 abgreifbar ist.
In Fig. 2 liegt die Ausgangsgleichspannung U2 an einer Last R an, die hier als Ohmscher Widerstand dargestellt ist. Grundsätzlich könnte der Konverter 1 aber auch zur Lieferung einer Wechselspannung anstelle einer Gleichspannung dienen. In einem solchen Fall wäre eine Gleichrichtung durch eine Gleichrichteranordnung und einen Glättungskondensator nicht erforderlich und die Ausgangsspannung wäre gleich der in der Ausführungsform nach Fig. 2 an der Gleichrichteranordnung 7 abfallenden Wechselspannung.
Zur Steuerung des Ein- und Ausschaltens der Schalter S1, S2 ist eine Steuereinheit 5 vorgesehen. Zu jedem der Schalter S1, S2 ist jeweils ein Ohmscher Widerstand W1, W2 in Reihe geschaltet, an dem die daran abfallende Spannung U_W1 bzw. U_W2 von der Steuereinheit 5 abgegriffen wird. Alternativ zu diesen Widerständen W1 und W2 kann auch ein im Resonanzkreis angeordneter Ohmscher Widerstand verwendet werden. Auch können statt Ohmscher Widerstände Stromtransformatoren oder Current-Sense-FETs zur Bestimmung des während einer Totzeitphase fließenden Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt eingesetzt werden, deren Signale dann entsprechend von der Steuereinheit 5 abgegriffen werden.
Die Eingangsgleichspannung U1 wird durch abwechselndes Einschalten (Überführen in den leitenden Zustand) und Ausschalten (Überführen in den sperrenden Zustand) der Schalter S1 und S2 in die zerhackte Gleichspannung U3 umgesetzt. Ist der Schalter S1 eingeschaltet, so ist der Schalter S2 ausgeschaltet. Ist der Schalter S2 eingeschaltet, so ist der Schalter S1 ausgeschaltet. Zwischen dem Ende einer Einschaltphase des Schalters S1 und dem Beginn einer Einschaltphase des Schalters S2 liegt jeweils eine Totzeitphase, in der beide Schalter S1 und S2 ausgeschaltet sind. Zwischen einem Ende einer Einschaltphase des Schalters S2 und dem Beginn der nachfolgenden Einschaltphase des Schalters S1 liegt ebenfalls eine solche Totzeitphase. Durch Vorsehen solcher Totzeitphasen wird ein ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching) ermöglicht. Durch Anpassung der Schaltfrequenz wird eine konstante Ausgangsspannung auch bei Lastschwankungen und Schwankungen der Eingangsspannung sichergestellt.
Das obere der drei in Fig. 3a dargestellten Diagramme stellt die Differenz |U_G1| - |U_G2| des Betrages der am Schalter S1 anliegenden Steuerspannung U_G1 und des Betrages der am Schalter S2 anliegenden Steuerspannung U_G2 dar und zwar im vorliegenden Ausführungsbeispiel für den Fall, dass nur positive Steuerspannungen U_G1 und U_G2 vorhanden sind. Die als Steuersignal zur Steuerung der Schalter S1 und S2 dienenden Steuerspannungen U_G1 und U_G2 stellen entsprechende Gate-Spannungen der MOSFET-Transistoren dar. Ist die aufgetragene Differenz der Beträge der Steuerspannungen gleich null, liegt eine Totzeitphase vor, die jeweils mit T_tot, bezeichnet ist.
Ist durch Anlegen einer geeigneten Steuerspannung U_G1 an den Steuereingang des Schalters S1 dieser in seinen eingeschalteten Zustand versetzt, liegen die mit T_on(S1) bezeichneten Zeiträume vor. In diesen Zeiträumen ist die Steuerspannung U_G2 gleich Null und damit der Schalter S2 ausgeschaltet. Die Zeiträume, in denen der Schalter S2 eingeschaltet ist, und sich der Schalter S1 im ausgeschalteten Zustand befindet, sind mit T_on(S2) bezeichnet. Während dieser Zeiträume wird dem Steuereingang des Schalters S2 eine von Null verschiedene und das Einschalten des Schalters S2 bewirkende Steuerspannung U_G2 zugeführt. Innerhalb dieser Zeiträume ist die Steuerspannung U_G1 gleich Null.
Das mittlere Diagramm in Fig. 3a zeigt den Zeitverlauf des durch die Resonanzkreiselemente C_r und L_r fließenden Stroms. Schließlich ist im unteren Diagramm von Fig. 3a der Zeitverlauf der an der parasitären Kapazität C_p anliegenden Spannung U3 dargestellt. Die Zeitachsen der drei Diagramme mit der aufgetragenen Zeit t haben alle den gleichen Maßstab.
Im Folgenden wird beispielhaft der Wechsel zwischen den Ein- und Ausschaltzuständen der Schalter S1 und S2 in vereinfachter Darstellung erläutert, an denen die Vorgänge beim Wechsel zwischen den einzelnen Schaltzyklen verdeutlicht werden. Zum Zeitpunkt t0 wird die Steuerspannung U_G2 auf Null gesetzt, um ein Ausschalten des Schalters S2 zu bewirken. Dies führt zu einem Entladevorgang an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schalters S2 dienenden MOSFET-Transistors. Bis zum Unterschreiten der MOSFET- Schwellenspannung U_th > 0 ist der Schalter S2 allerdings noch leitend, so dass der zu diesem Zeitpunkt negative Strom I noch durch den Schalter S2 fließt. Ab dem Zeitpunkt t1 ist der Schalter S2 schließlich ausgeschaltet, so dass durch diesen kein Strom mehr fließen kann. Der aufgrund der in der Induktivität L_r gespeicherten Energie weiterfließende Strom I bewirkt nun ab dem Zeitpunkt t1 ein Aufladen der Kapazität c_p und damit ein Ansteigen der Spannung U3. Zum Zeitpunkt t2 hat die Spannung U3 schließlich den Wert der Eingangsgleichspannung U1 erreicht, so dass die Diode D1 zu leiten beginnt. Ab diesem Zeitpunkt ist ein Einschalten des Schalters S1 unter einer Schalterspannung U_S1 von nahezu 0 Volt (ZVS bei der Diodendurchlassspannung) sichergestellt.
Kurze Zeit nach dem Zeitpunkt t2 - zum Zeitpunkt t4 - wird der Schalter S1 durch Anlegen einer entsprechenden Steuerspannung U_G1 eingeschaltet. Damit ist ein Zeitraum T_on(S1) mit eingeschaltetem Schalter S1 und ausgeschaltetem Schalter S2 eingeleitet.
Zum Zeitpunkt t5 wird die Beendigung dieses Zeitraumes T_on(S1) eingeleitet, indem die Steuerspannung U_G1 auf null gesetzt wird. Dies führt wiederum zu einem Entladevorgang an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schalters S1 dienenden MOSFET- Transistors. Zum Zeitpunkt t6 ist dieser Entladevorgang soweit abgeschlossen, dass der Schalter S1 zu sperren beginnt, das heißt in den ausgeschalteten Zustand übergeht, so dass der zu diesem Zeitpunkt positive Strom I zum Entladen der Kapazität C_p und damit zum Abfallen der Spannung U3 führt. Zum Zeitpunkt t7 hat die Spannung U3 den Wert null erreicht, so dass ab diesem Zeitpunkt die Diode D2 zu leiten beginnt und der Schalter S2 unter einer Schalterspannung U_S2 von nahezu 0 Volt (bei der Diodendurchlassspannung) eingeschaltet werden kann, was kurze Zeit später nach dem Anlegen einer entsprechenden Steuerspannung U_G2 zum Zeitpunkt t9 auch geschieht. Ab diesem Zeitpunkt beginnt ein Zeitraum T_on(S2), in dem der Schalter S2 eingeschaltet und der Schalter S1 ausgeschaltet ist.
Sowohl zwischen den Zeitpunkten t0 und t4 als auch zwischen den Zeitpunkten t5 und t9 liegt jeweils eine sogenannte Totzeitphase T_tot vor, während der jeweils sowohl die Steuerspannung U_G1 als auch die Steuerspannung U_G2 gleich null sind und somit als Ausschaltsteuersignale wirkende Steuerspannungen vorliegen. Die Totzeitphasen T_tot sind hier so eingestellt, dass ein ZVS-Betrieb möglich ist. Im I(t)-Diagramm stellen die schraffierten Flächen ein Maß für die zur Verfügung stehende Ladung zum Umladen der Kapazität C_p dar. Im in Fig. 3a dargestellten Fall ist die zur Verfügung stehende Ladung in ausreichendem Maße vorhanden.
Der mit den in Fig. 3a dargestellten Zeitverläufen dargestellte Betriebszustand stellt beispielhaft einen induktiven Lastfall dar, d. h. der Strom I eilt gegenüber der ersten Harmonischen der Spannung U3 nach. In einem solchen Betriebszustand ist ein ZVS- Betrieb (Zero Voltage Switching) des Konverters 1 möglich, sofern genügend induktiv gespeicherte Energie für den Übergang vorhanden ist.
Fig. 3b zeigt im Gegensatz dazu beispielhaft entsprechende Zeitverläufe für einen kapazitiven Lastfall. In einem solchen Betriebszustand eilt der Strom I gegenüber der ersten Harmonischen der Spannung U3 vor. Im kapazitiven Lastfall ist ein ZVS-Betrieb des Konverters 1 nicht mehr möglich.
Zum Zeitpunkt t0 in Fig. 3b wird der Schalter S2 ausgeschaltet. Dabei ist der Strom I positiv, so dass ein allmähliches Aufladen der Kapazität C_p bis auf die Spannung U1 (wie im Fall gemäß Fig. 3a zwischen den Zeitpunkten t1 und t2) durch den durch die in der Induktivität L_r gespeicherte Energie stetig weitergetriebenen Strom I nicht möglich ist, vielmehr fließt der Strom weiter durch die Diode D2. Die Spannung U3 wird in diesem Fall zum Zeitpunkt t4, an dem der Schalter S1 eingeschaltet wird, abrupt vom Wert Null auf den Wert U1 erhöht, das heißt, beim Einschalten von S1 liegt an diesem Schalter noch die volle Spannung in Höhe von U1 an. Entsprechend erfolgt auch das Einschalten des Schalters S2 im kapazitiven Lastfall nicht spannungslos, denn zum Zeitpunkt t9, an dem der Schalter S2 eingeschaltet wird, hat die Spannung U3 noch den Wert U1 und wird abrupt auf den Wert Null abgesenkt. Im kapazitiven Lastfall entstehen hohe Schaltverluste (entsprechend großen Werten für das Produkt aus dem Strom I und der Schalterspannungen U_S1 bzw. U_S2 zu den Zeitpunkten t4 bzw. t9) in den hier als MOSFET-Transistoren ausgeführten Schaltern S1 und S2, die sogar zur Zerstörung der Schalter führen können. Bei der vorliegenden Schaltungsanordnung wird das Schalten bei kapazitivem Lastfall sicher vermieden.
Fig. 3c zeigt schematisch einen der Totzeit nach dem Ausschalten des Schalters S1 entsprechenden Abschnitt des oberen Diagramms von Fig. 3a. Die schraffiert dargestellte Fläche ist ein vergleichsweise gutes Maß für die für den ZVS-Betrieb zur Verfügung stehende Energie/Ladung. Mit Hilfe des Absolutwertes des Stromes sowie seiner Ableitung zum Zeitpunkt t₀ kann sie durch folgende Formel abgeschätzt werden:

A ≍ A' = -I²(t0)/(2.d/dt I(t₀))
Es ist aber auch möglich, in Kenntnis der Übertragungsfunktionen der Resonanzkreiselemente des Konverters 1 und damit in Kenntnis der Funktionen I(t) bzw. d/dt I(t) die für den ZVS-Betrieb zur Verfügung stehende Restenergie/Restladung ausschließlich in Abhängigkeit von I bzw. ausschließlich in Abhängigkeit von d/dt I(t) abzuschätzen.
In Fig. 4 ist ein erfindungsgemäßer Aufbau eines Ausführungsbeispiel für die Steuereinheit 5 dargestellt. Sie weist eine Halbbrückensteuerung 11, zwei Steuerschaltungen 12, 12' sowie einen Regler 13 auf.
Die vorliegende Steuereinheit 5 weist für jeden der Schalter S1, S2 jeweils eine eigene Steuerschaltung 12, 12' auf, wobei am Eingang der Steuerschaltung 12 die am Widerstand W1 abfallende Spannung U_W1 und am Eingang der Steuerschaltung 12' die am Widerstand W2 abfallende Spannung U_W2 anliegt. Die Steuerschaltungen 12 bzw. 12' stellen an ihren Ausgängen 1 und 2 die Signale "ZVS S2 möglich" und "S1 Aus erlaubt" bzw. "ZVS S1 möglich" und "S2 Aus erlaubt" zur Verfügung, um der Halbbrückensteuerung mitzuteilen, ob genügend Energie/Ladung zum Nullspannungsschalten von Schalter S2 bzw. Schalter S1 vorhanden ist und ob ein Ausschalten des Schalters S2 bzw. S1 gerade erlaubt ist.
Die Steuerschaltungen 12, 12' wirken somit als Schutzschaltungen, die insbesondere im normalen Betriebsmodus, nachdem der lastresonante Konverter hochgefahren ist, einen sicheren ZVS-Betrieb ermöglichen. Während der Startphase des resonanten Konverters sollte diese Schutzschaltung deaktiviert sein, bzw. ihre Signale sollten nicht von der Halbbrückensteuerung 11 berücksichtigt werden, damit das Hochfahren des lastresonanten Konverters hierdurch nicht gestört wird.
Der Regler 13 erzeugt in Abhängigkeit von der an seinem Eingang 1 anliegenden Spannung U2 Regelsignale zur benötigten Frequenz und dem Tastgrad, mit dem die Schalter S1, S2 geschaltet werden sollen. Diese Signale liegen an den Ausgängen des Reglers 13 an.
In Abhängigkeit der Signale der Steuerschaltungen 12, 12', des Frequenzsignals und/oder des Tastgradsignals des Reglers 13 sowie von einem Stellwert für die momentane Totzeit T_Tot, die an den Eingängen der Halbbrückenschaltung 11 anliegen, generiert die Halbbrückensteuerung 11 die an ihren Ausgängen anliegenden Steuerspannungen U_G1 und U_G2 zum Schalten der Schalter S1 und S2.
Die Steuereinheit 5 mit den Steuerschaltungen 12 und 12' kann - wie dargestellt - zusammen mit Regler 13 und Halbbrückenschaltung 11 auf einem einzigen IC realisiert werden. Insbesondere ist es auch möglich, die Steuerschaltungen 12 und 12' durch eine einzige Steuerschaltung zu realisieren und dann durch Multiplexen der Spannungen U_W1 bzw. U_W2 Steuerschaltungsteile doppelt zu nutzen. Die Steuerschaltungen 12 und 12' können aber ebenso wie Halbbrückenschaltung 11 und Regler 13 mittels separater ICs realisiert werden.
Fig. 5 zeigt die Grundstruktur einer bevorzugten Ausführungsform der zur Steuerung des Schalters S1 dienenden Steuerschaltung 12 als Blockschaltbild mit einem Funktionsblock 21, 22, einer Schätzvorrichtung 23, einer Schwellenwertanpassungsschaltung 24, einem Komparator 25 und einem Schaltungsblock 26.
Im Funktionsblock 21, 22 ist eine Mess- und Auswertevorrichtung zusammengefasst, die aus der am Widerstand W1 abgegriffenen Spannung U_W1 den durch den Schalter S1 fließenden Strom I bestimmt und ein zum Strom I äquivalentes Signal an eine Schätzvorrichtung 23 weitergibt. Zusätzlich kann aus der am Widerstand W1 abgegriffenen Spannung U_W1 der Tiefpass-gefilterte Stromgradient dI/dt bestimmt und ein hierzu äquivalentes Signal an die Schätzvorrichtung 23 weitergegeben werden. Aus den Eingangsgrößen ermittelt die Schätzvorrichtung 23 die Energie/Ladung, die zum Umladen der parasitären Schalter- Kapazitäten sowie C_p zur Verfügung steht.
Die Schwellenwertanpassungsschaltung 24 erzeugt ein Signal, das der für das Umladen der parasitären Schalter-Kapazitäten sowie der Kapazität C_p erforderlichen Mindestenergie/Mindestladung entspricht. Hierfür passt es einen an seinem Eingang 1 anliegenden Sollwert an die Eingangsspannung U₁ an, wobei der Schwellenwert mit steigender Eingangsspannung U1 angehoben wird, da die notwendige Energie/Ladung zum Aufladen bzw. Entladen der parasitären Kapazität im Resonanzkreis mit zunehmender Eingangsspannung U1 steigt, und entsprechend gesenkt wird, wenn die Eingangsspannung U1 sinkt. Ebenso kann der Schwellenwert in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz der Schalter S1, S2 und/oder in Abhängigkeit von der am Konverter anliegenden Last eingestellt werden. Somit kann der Schwellenwert während des Betriebs an den Arbeitspunkt des Konverters 1 angepasst werden.
Der Komparator 25 ermittelt, ob die von der Schätzvorrichtung 23 ermittelte Größe für die Energie/Ladung größer als der von der Schwellenwertanpassungsschaltung 24 vorgegebene Schwellenwert und somit ein Nullspannungs-Einschalten des nächsten Schalters möglich ist, wobei er in diesem Fall eine logische "Eins" (entspricht "ZVS von S2 möglich") generiert.
Außerdem werden die dem Strom I und ggf. dem Stromgradienten dI/dt proportionalen Eingangssignale einem Schaltungsblock 26 zugeführt, der einen Gültigkeitscheck durchführt und überprüft, ob das Ausschalten des momentan eingeschalteten Schalters prinzipiell erlaubt ist, und erzeugt ein entsprechendes Ausgangssignal. Mögliche Kriterien für einen Gültigkeitscheck können z. B. sein:
Ausschalten von S1: I > 0, dI/dt < 0, T_on > T_min, A > A_min oder eine Unterkombination dieser Kriterien
(entsprechend sind die Kriterien zum Ausschalten von S2 in einem Schaltungsblock einer Steuerschaltung 12':
I < 0, dI/dt > 0, T_on > T_min, A > A_min oder eine Unterkombination dieser Kriterien).
Sowohl der Absolutwert des Stroms I, als auch der Absolutwert des Stroms I in Verbindung mit dem Stromgradienten dt/dt (und auch der Stromgradient d/dt I(t) bei Kenntnis der Übertragungsfunktion des Resonanzkreises oder seiner Elemente und Abschätzung des mit dem Stromgradienten d/dt (I(t) korrelierenden Stroms I durch eine Schätzvorrichtung) sind ein Maß für die zur Verfügung stehende Energie/Ladung, um die Spannung U3 über das Aufladen der parasitären Schalter-Kapazitäten inklusive Cp auf die für das Einschalten des Schalters S1 im ZVS-Betrieb notwendige Eingangsspannung U1 ansteigen zu lassen, ebenso wie sie ein Maß für die zur Verfügung stehende Energie/Ladung sind, um die Spannung U3 durch vollständiges Entladen der parasitären Kapazität Cp auf den für das Einschalten des Schalters S2 im ZVS-Betrieb notwendigen Wert Null absinken zu lassen. Der Schwellenwert gibt eine Grenze vor, bei der die zur Verfügung stehende Restenergie/Restladung noch sicher ausreicht, um ein Umschalten der Schalter S1, S2 im ZVS-Betrieb zu gewährleisten.
Durch Wählen eines geeigneten Sollwertes kann somit in einem normalen Betriebszustand eines Konverters, nachdem er "hochgefahren" ist, immer sichergestellt werden, dass die für das Einschalten der Schalter S1 und S2 im induktiven Lastfall notwendige Spannung U3 erreicht wird. Somit ist es nicht mehr notwendig, wie aus dem Stand der Technik bekannt festzustellen, ob ein kapazitiver oder ein induktiver Lastfall vorliegt, vielmehr erfolgt das Schalten immer im induktiven Lastfall, wobei bei geeignet gewähltem Schwellenwert ein Zero-Voltage-Switching ohne weiteres gewährleistet ist.
Fig. 6 zeigt eine Übertragungsfunktion A(f), die den Verlauf des Quotienten U2/U3 in Abhängigkeit von der Frequenz f zeigt. Bei der Resonanzfrequenz fr des Konverters 1, die im wesentlichen durch die Kapazität Cr und die Induktivität Lr bestimmt wird, hat die Übertragungsfunktion A(f) ihr Maximum. Bei Frequenzen f kleiner als f_r (Bereich I) liegt der kapazitive Lastfall vor. Frequenzen größer als f_r (Bereich II) entsprechen dagegen Konverterbetriebszuständen mit induktiver Konverterbelastung. Der Konverter ist dementsprechend bei Frequenzen f oberhalb der Resonanzfrequenz f_r zu betreiben. Aus Fig. 6 wird ersichtlich, dass der kapazitive Betriebsfall (Bereich I) auch deshalb zu vermeiden ist, weil die üblicherweise verwendeten Regelungsmechanismen zur Regelung der Konverterausgangsspannung U2 nicht mehr greifen. Denn im Bereich I nimmt im Gegensatz zum Bereich II der Wert von A(f) mit abnehmender Frequenz ab, so dass anstelle einer Gegenkopplung wie im Bereich II (steigende Werte von A(f) mit abnehmender Frequenz f) eine Mitkopplung vorliegt, die eine Regelung der Ausgangsspannung U2 verhindert.

Claims

1. Schaltungsanordnung für einen Konverter (1) mit Schaltern (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung U1 in eine zerhackte Gleichspannung U3, mit Steuerungsmitteln zum Steuern der Einschaltzeiten der Schalter (S1, S2), wobei Einschaltzeiten der Schalter (S1, S2) im Wechsel aufeinander folgen und durch Totzeitphasen T_tot voneinander getrennt sind, und mit Schaltungselementen, die einen Resonanzkreis mit mindestens einem Kondensator (C_r) und mindestens einer Spule (L_r) zum Wandeln der zerhackten Gleichspannung U3 in eine Ausgangsspannung U2 aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum Bestimmen des im Resonanzkreis fließenden Stroms I vorgesehen sind, dass die Steuerungsmittel einen Komparator (24) aufweisen, der einen vom im Resonanzkreis fließenden Strom I abhängigen Wert mit einem Schwellenwert vergleicht, und dass die Schaltungsmittel das Schalten der Schalter (S1, S2) in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs steuern.

2. Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1 oder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zum Bestimmen des Stromgradienten dI/dt des im Resonanzkreis fließenden Stroms I vorgesehen sind, dass die Steuerungsmittel einen Komparator (24) aufweisen, der einen vom Stromgradienten dI/dt abhängigen Wert mit einem Schwellenwert vergleicht, und die Schaltungsmittel das Schalten der Schalter (S1, S2) in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs steuern.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt im Resonanzkreis vorgesehen sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass an jedem Schalter Mittel zum Bestimmen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt vorgesehen sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt mindestens einen Widerstand (W1, W2) umfassen.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dI/dt mindestens einen Stromtransformator umfassen.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen des Stroms I bzw. des Stromgradienten dlldt mindestens einen Current-Sense-FET umfassen.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Schalter (S1, S2) MOSFETs verwendet werden und der Strom bzw. der Stromgradient dI/dt über die Drain-Source-Spannung an den MOSFETs bestimmt wird.

9. Verfahren zum Schalten der Schalter (S1, S2) einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass

a) während der Einschaltphase eines Schalters (S1, S2) ein vom im Resonanzkreis fließenden Strom I abhängiger Wert bestimmt und mit einem Schwellenwert verglichen wird und

b) die Schalter (S1, S2) im Wechsel solange ausgeschaltet werden können, bis der Strom I den Schwellenwert erreicht hat.

10. Verfahren zum Schalten der Schalter (S1, S2) einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder einem der darauf rückbezogenen Ansprüche 3 bis 8 oder nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass

a) während der Einschaltphase eines Schalters (S1, S2) ein vom Stromgradienten dI/dt des im Resonanzkreis fließenden Stroms I abhängiger Wert bestimmt und mit einem Schwellenwert verglichen wird und

b) die Schalter (S1, S2) im Wechsel solange ausgeschaltet werden können, bis der Stromgradient dlldt den Schwellenwert erreicht hat.

11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass spätestens bei Erreichen des Schwellenwertes ein Ausschalten des aktiven Schalters (S1, S2) ausgelöst wird.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass nach Über- bzw. Unterschreiten des Schwellenwertes ein Einschalten des nachfolgenden Schalters (S1, S2) unterbunden wird.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwert in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U1 eingestellt wird, wobei er mit steigender Eingangsspannung U1 angehoben wird.