CN102790596A - 一种消除直流失调的自动增益控制放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种消除直流失调的CMOS自动增益控制放大器，它包括级联放大链路、自动增益控制反馈回路以及消除直流失调反馈回路。级联放大链路采用多级可变增益放大单元级联，能够实现高增益和高增益动态范围。自动增益控制反馈回路采用电荷泵结构，具有工艺、温度偏差影响小、精确检测窄带和宽带信号幅度、适宜于CMOS工艺实现的优点。消除直流失调反馈回路为两级负反馈环路实现结构，每路采用积分器作为低通负反馈；积分器输入电阻采用有源器件实现，且等效电阻具有温度补偿特性；这种直流失调消除结构能够有效消除前级电路叠加的直流失调和放大链路自身的直流失调量，具有较低的高通转折频率，低频信号损失量小，无需片外无源器件(高值电阻或电容等)，具有很高的集成度。本发明自动增益控制放大器适宜于CMOS工艺下零中频结构的无线通信接收机。

Description

一种消除直流失调的自动增益控制放大器

技术领域

本发明属于数字通信技术领域，涉及一种自动增益控制放大器，尤其涉及一种消除直流失调的自动增益控制放大器，用于实现高集成度的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器。

背景技术

对于无线接收机而言，由于接收信号的强度变化很大，或是由于片外或射频前端电路的增益发生偏差，导致变频后模拟基带信号幅度变化剧烈，导致模数转换器性能严重恶化，数字基带无法正确解调，因此需要引入自动增益控制放大器进行调节，使得模数转换器接收到的信号具有稳定的幅度，减小模拟基带信号幅度变化对载噪比的影响，接收信号的强度变化量数值为自动增益控制放大器的动态范围。自动增益控制有模拟和数字两种控制方式：数字控制方式自动增益控制的控制信息需要由数字基带产生，因此具有局限性；模拟控制方式的自动增益控制，如Chi Bao Yong等人在IEEE Transactions on Biomedical Engineering，2007：发表的“Low-PowerTransceiver Analog Front-End Circuits for Bidirectional High Data RateWireless Telemetry in Medical Endoscopy Applications”论文中，自动增益控制回路采用峰值检测等线性电路实现，而且采用RSSI电路作为幅度检测，存在电路复杂度较高，需配合多级限幅放大器和多级整流器以及对数放大器实现的缺点，因此只限于数字电视调谐器等少数应用中。对于高频宽带信号，CMOS工艺下实现的双向峰值检测电路无法达到较高精度，受工艺偏差影响大。

零中频结构射频前端电路，与低中频结构相比不存在镜像干扰的问题，对于相同带宽信号，高频3dB截止频率更小，功耗消耗更低。近年来零中频结构成为广泛使用的接收机结构，尤其在宽带接收领域。然而，零中频结构的一个致命缺陷是存在直流失调的影响，来自混频器等电路产生的动态直流失调和失配等因素造成的静态直流失调会在信号链路逐级累加，并在自动增益控制放大级被放大，导致直流工作点漂移，从而使得放大器失真甚至饱和，影响接收性能，因此需要进行直流失调消除。

目前常用的直流失调消除有交流耦合、失调存储、斩波、数字校正、并行消除、负反馈等6种结构方式，负反馈结构是目前最为常用的直流失调消除方式。Francesco Gatta等人在IEEE Journal of Solid-State Circuits，2004：发表的“A Fully Integrated 0.18-μm CMOS Direct Conversion ReceiverFront-End With On-Chip LO for UMTS”论文及Kim Ji-Hun等人在ICACT，2006：发表的“A CMOS Variable Gain Amplifier with Wide Dynamic Rangeand Accurate dB-Linear Characteristic”论文，提出的积分器反馈直流失调消除结构，只采用一路负反馈，因此当可变增益放大器工作在高增益状态时，高通转折频率较大，低频信号损失量过大，不适合高增益和高动态范围的应用场合或为了实现较低高通转折频率而增加积分电容，则会耗费较大的芯片面积。Lee Hui Dong等人在IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques，2007：发表的“A Wideband CMOS Variable Gain Amplifier Withan Exponential Gain Control”论文，以及公开号CN101442325，名称为“具有带通滤波功能的放大器”专利，消除结构中采用RC低通滤波方式作为负反馈方式，在集成度和低频信号损失量之间存在矛盾。Wang Yan Jie等人在2008 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，2008：发表的“A 2.5mW Inductorless Wideband VGA with Dual Feedback DC-OffsetCorrection in 90nm CMOS Technology”论文提出的片上有源高阻实现方式只限于90nm及其以下工艺，具有较大局限性。

发明内容

本发明目的是为了克服已有技术的缺陷，提出一种消除直流失调的自动增益控制放大器，使用比较电路和电荷泵产生控制电压的自动增益控制结构。该结构受工艺偏差影响小，能够精确检测高频或宽带信号的幅度，用于实现具有高集成度的直流失调消除功能的自动增益控制。本发明目的是通过以下的技术方案来实现：

一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于，它由级联放大链路21、自动增益控制反馈回路22和消除直流失调反馈回路23组成；

所述级联放大链路21包括两路端口依次串联连接的输入级201，多级可变增益放大器单元202和输出级203；

所述自动增益控制反馈回路22包括依次串联连接的比较电路204，2输出或门205，电荷泵206和V-I转换电路207；

所述消除直流失调反馈回路23包括两路端口依次串联连接的第一积分器208，跨导放大单元Gm 209和第二积分器210；

输入级201为减法放大电路单元，其两路输入的正极输入端连接信号输入端V_INP和消除直流失调反馈回路的正反馈信号输出端，输入级201其两路输入的负极输入端连接信号输入端V_INN和消除直流失调反馈回路的负反馈信号输出端，同时两路输入端的放大输入信号和负反馈信号，分别在输入级201实现减法处理。输入级201的两路输出端连接多级级联可变增益放大器单元的输入端，实现高增益动态范围放大；级联放大链路(21)的可变增益放大器单元的两路输出端对应连接输出级203的两路输入端，输出级为缓冲器，输出级的两路输出端对应连接自动增益控制反馈回路22和消除直流失调反馈回路23的两路输入端；

V-I转换电路207的输出端连接级联放大链路21中多级可变增益放大器单元202的每级控制端，控制级联放大链路的总增益；所述比较电路204为2个互补的全差分比较电路，2个比较电路输入端极性相反；每个比较电路有二路输入端，一路输入端接输出级缓冲器203输出端，另一路输入端都连接基准比较电平；比较电路204的两路输出连接或门205的2个输入端，或门205的2个输出端连接电荷泵206的上下电流源开关，或门205生成2个互补的数字逻辑信号，控制电荷泵充放电，电荷泵206输出端接V-I转换电路207，V-I转换电路207的输出端连接多级可变增益放大器单元202的每级控制端；V-I转换电路207将控制电压转换为可变增益放大器单元202的控制电流，实现对增益的控制。

消除直流失调反馈回路23有两个负反馈环路，每个负反馈环路有两路输入输出；多级可变增益放大单元202分为两部分级联可变增益放大器并为两路设置中间接点，输出级缓冲器203的输出连接第一积分器208的输入，第一积分器208的输出连接跨导放大单元209，跨导放大单元209将第一积分器208输出电压转换为负反馈电流，跨导放大单元209的输出连接到多级可变增益放大单元202的中间接点，构成消除直流失调第一负反馈环路，实现负反馈控制中间接点后级联的可变增益放大器的增益；级联的多级可变增益放大单元202经输出级203的输出端连接第一积分器208的输入端，多级可变增益放大单元202中间接点前的级联可变增益放大器输出端连接第二积分器210的输入端，第二积分器210的输出连接输入级201减法放大电路的输入端，构成消除直流失调第二负反馈环路，实现负反馈控制多级可变增益放大单元的增益。

消除直流失调第二负反馈环路输出由第二积分器210两路输出端对应连接输入级201的两路输入端，实现负反馈增益控制功能，控制多级可变增益放大单元202的增益。消除直流失调第一负反馈环路输出由跨导放大单元209的两路输出对应连接到多级可变增益放大器单元202的两路中间接点，跨导放大单元209将第一积分器208两路输出电压转换为负反馈电流，通过接点前级的负载实现电压增益，实现负反馈增益控制功能。

积分器输入电阻利用PMOS管源漏等效电阻实现，该PMOS管栅宽远小于栅长，由另一个二极管方式连接的偏置PMOS管为其提供栅源偏置电压，单位增益放大器保证等效电阻的PMOS管和偏置PMOS管源极电压相等，PTAT电流为偏置PMOS管提供偏置电流，用于补偿等效电阻温度偏差。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述输出级201为缓冲器，它为低增益和大带宽的缓冲器，用于增加后级驱动能力，减小负载对带宽的影响。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述自动增益控制反馈回路22为采用电荷泵结构的自动增益控制回路，电荷泵经V-I转换电路207的输出电流控制多级可变增益放大单元202的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益呈dB-Linear关系，以实现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。反馈环路具有固定的时间常数，对不同幅度变化的输入信号，输出具有近似固定值的稳定时间。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈回路23为两路消除直流失调反馈负反馈环路结构，每路负反馈环路中都包含二个可变增益放大器单元、一个积分器，第一路消除直流失调负反馈环路中还包含一个跨导单元，第二路消除直流失调负反馈环路中还包含一个相加电路，用于控制环路增益并实现对高通转折频率的控制，增加了环路增益而又避免了高通转折频率过高，从而获得较小的低频信号损失。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于第一路消除直流失调反馈环路采用跨导放大单元209实现负反馈，以多级可变增益放大单元202中间接点所在可变增益放大级的输出负载作为跨导单元209的负载。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，第二路消除直流失调负反馈环路采用减法电路实现负反馈，反馈环路增益不受前级电路负载的影响。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈回路23的跨导放大单元209为简单差分对跨导结构，差分对采用尾电流偏置，跨导放大单元209采用简单差分对而非减法电路实现，降低了消除直流失调反馈回路电路复杂度。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈回路中的积分器208和210的输入电阻为片上有源高阻，有源高阻采用正比于绝对温度的PTAT电流源提供偏置电流，用于实现温度补偿，从而减小因温度变化引起的闭环高通转折频率的偏差。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈回路中的第一积分器208和第二积分器210均为一对全差分积分器，采用全片上无源器件，用于减小芯片面积和实现高集成度。

所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其在于所述消除直流失调反馈回路23采用输入端连接片上高阻的积分器作为负反馈的高通滤波直流失调消除电路，高通转折频率不随反馈回路增益F增加而变大，而失调量被衰减F倍，实现了高性能直流失调消除。

消除直流失调的自动增益控制放大器由级联放大链路、自动增益控制反馈回路以及消除直流失调反馈回路构成；其中

所述消除直流失调反馈回路采用两路积分器负反馈回路实现直流失调消除。第一路直流失调消除环路包括减法放大电路，二级级联可变增益放大单元和积分器，通过减法电路实现电压负反馈；第二路直流失调消除环路包括二级级联可变增益放大单元，输出级缓冲器，积分器和跨导单元，通过跨导单元实现电流负反馈。

所述积分器负反馈回路的积分器输入电阻采用有源器件实现片上高阻，积分器中积分电容的密勒效应和输入电阻的高阻值减小了高通转折频率的影响。利用单位增益跟随器和偏置管为栅宽远小于栅长的同类型MOS管提供栅源偏置，从而使得工作在亚阈值区的MOS管能够提供MΩ级等效电阻，且偏置管的直流偏置电流为PTAT电流，使等效电阻具有温度补偿特性。放大链路采用多级可变增益放大单元级联，能够实现高增益和高增益动态范围；自动增益控制反馈回路采用电荷泵结构，相比传统峰值检测结构，具有工艺、温度偏差影响小、精确检测窄带和宽带信号幅度、适宜于CMOS工艺实现的优点；消除直流失调反馈回路由两路负反馈实现，每路采用积分器作为低通负反馈；积分器输入电阻采用有源器件实现，且等效电阻具有温度补偿特性；这种直流失调消除结构能够有效消除前级电路叠加的直流失调和放大链路自身的直流失调量，具有较低的高通转折频率，低频信号损失量小，无需片外高值电阻或电容的无源器件，具有很高的集成度。

本发明的实质性效果是：

1、高速比较电路和电荷泵组成的自动增益控制回路能够精确检测高频或宽带信号幅度，且受工艺偏差等因素影响小，结构简单，而且克服了已有技术为实现较低高通转折频率而增加积分电容，耗费较大的芯片面积的缺陷。

2、消除直流失调反馈回路采用两级负反馈环路，能有效控制环路增益，减小增益动态范围对闭环特性的影响，尤其对高通转折频率的影响，克服了现有技术消除直流失调结构采用RC低通滤波的负反馈方式，在集成度和低频信号损失量之间存在矛盾的缺陷。

3、积分器中反相放大电路的密勒效应，反馈电容C扩大1+A_V，DC倍，积分器输入电阻的高阻值，减小了高通转折频率的影响，并具有温度补偿特性。

4、片上有源高阻的实现方式，提高了芯片集成度。自动增益控制反馈回路采用电荷泵结构，相比传统峰值检测结构，具有工艺、温度偏差影响小、精确检测窄带和宽带信号幅度、适宜于CMOS工艺实现的优点，片上有源高阻通用于各种特征尺寸的CMOS工艺，具有较大的实用性。

5、本发明自动增益控制放大器适宜于CMOS工艺下零中频结构的无线通信接收机。

附图说明

图1为现有常用技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器框图。级联放大链路、自动增益控制反馈回路以及消除直流失调反馈回路

图2a为本发明的一种消除直流失调的自动增益控制放大器结构框图。

图2b为本发明实施例单片的具有直流失调消除功能的高集成度的自动增益控制放大器电路结构框图。

图3为本发明实施例的消除直流失调反馈回路的跨导放大单元电路构成原理图；

图3中，301-NMOS输入差分对，302-电流源。

图4为本发明实施例实现的积分器输入电阻的有源高阻电路图；

图4中：4-片上有源高阻，41-电阻，42-偏置管，43-跟随器，44-电流镜，45-PTAT电流源。

图5为本发明实施例采用电荷泵结构的自动增益控制反馈回路的线性模型框图；

图5中：501-输入级变换模型，502-多级可变增益放大单元的线性模型，503-输出级变换模型，504-比较电路，505-或门电路的线性模型，506-电荷泵的线性模型，507-V-I变换电路的线性模型，508-电荷泵控制电压的对数形式。

图6为通用消除负反馈直流失调结构模型框图；

图6中：601-第一级可变增益放大单元，602-第二级可变增益放大单元，60N-第N级可变增益放大单元，输出级，611-输入级相加电路，612-第二级相加电路，61N-第N级相加电路，621-积分器，622-负反馈回路相加电路。

图7为本发明中消除直流失调负反馈回路中积分器单端模型框图；

图7中：701-运算放大器，702-电容C，703-电阻R。

图8a为本发明实现的积分器其输入片上高阻温度补偿前特性示意图。

图8b为本发明实现的积分器其输入片上高阻温度补偿后特性示意图。

具体实施方式

图1为现有常用技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器框图。它的失调消除反馈电路由跨导单元Gm和阻容滤波器组成，AGC反馈电路由峰值检测器、跨导单元Gm、积分电容和V-I转换电路组成。现有技术的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器存在下列缺陷：直流失调消除反馈回路直流增益小，因此高通转折频率较高，且阻容滤波器很难再全片上的集成度要求下实现较小低通频率，因此整个电路的闭环高通转折频率较高，低频信号损失量大。

本发明提出一种消除直流失调的自动增益控制放大器，使用比较器和电荷泵产生控制电压的自动增益控制结构，该自动增益控结构受工艺偏差影响小，能够精确检测高频或宽带信号的幅度，用于实现具有高集成度的直流失调消除功能的自动增益控制。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

图2a为本发明的一种消除直流失调的自动增益控制放大器结构框图。这是一种具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器电路模块，它包括由输入级201、多级可变增益放大单元202和输出级203构成的级联放大链路21，由比较电路204、或门205、电荷泵206和V-I转换电路207组成的自动增益控制反馈回路22以及由第一积分器208、跨导放大单元209和第二积分器210构成的消除直流失调反馈回路23。

图2b为本发明实施例单片的一种消除直流失调的自动增益控制放大器电路结构图，这是一种高集成度的具有直流失调消除功能的自动增益控制放大器电路单片模块。本实施例的级联放大链路24采用四级级联放大，它由输入级的减法放大单元241、四级级联的可变增益放大单元242～245和输出级的缓冲器246构成。自动增益控制反馈回路25由两个比较器251和252、或门253、电荷泵254及V-I转换电路255构成。消除直流失调反馈回路26由两输入端接片上高阻264和265的第一积分器261、跨导放大Gm单元262以及两输入端接片上高阻266和267的第二积分器263组成。级联放大链路24中，减法放大电路241的两路输出端连接第一级可变增益放大单元242的两路输入端，减法放大单元241和四级可变增益放大单元242～245以及输出缓冲级246的依次两路串联连接，构成级联放大链路。四级可变增益放大单元中间接点A和B对应连接消除直流反馈回路跨导放大GM的输出端。自动增益控制反馈回路25中，比较器251和252的输出端连接或门253的输入端，或门253的输出端连接电荷泵254的开关K1和K2，电荷泵254的输出端连接V-I转换电路255的输入端。消除直流失调反馈回路26中，第一积分器261的两输入端接片上高阻264和265，积分器261的两输出端连接跨导放大Gm级262的两路输入端，跨导放大Gm级262的两路输出端经相应片上高阻266和267连接第二积分器263的两路输入端。

级联放大链路24输入级的减法放大电路241有两两一路的四个输入端，一路的二个输入端连接输入信号端V_INP和V_INN，另一路的二个输入端对应连接消除直流失调反馈回路26第二积分器的二个反馈输出端。级联放大链路24正、负两路输出端各自接于高速的比较器251的++输入端和252的+-输入端、252的++输入端和251的+-输入端，比较器251和252的-+输入端接一路基准电平V_REFP，比较器251和252的--输入端接另一路基准电平V_REFN，比较器251和252的输出端连接或门253的两路输入端，或门253的两路输出连接电荷泵254的两路输入端，两路互补控制信号控制电荷泵254电容的充放电，电荷泵254输出连接V-I转换电路255输入端，255输出接可变增益放大单元242～245的控制端，构成自动增益控制反馈回路，进行增益调节。可变增益放大单元243的+、-输出端与第二积分器263的输入电阻266和267的一端相连接，第二积分器263的-、+输出端各自连接减法放大单元241的--输入端、+-输入端，构成第一路消除直流失调负反馈环路。输出级缓冲器246的+、-输出端连接第一积分器261的输入电阻264和265的一端，第一积分器261的两路输出端连接跨导放大单元262的两路输入端，跨导放大单元262的两路输出各自连接可变增益放大单元244的+、-输入端，构成第二路消除直流失调负反馈环路。消除直流失调的自动增益控制放大器电路为全差分形式电路结构，输出缓冲级246的+、-输出端为消除直流失调的自动增益控制放大器的两路输出端V_OUTP和V_OUTN。

本发明实施例的跨导放大单元电路如图3所示，301为NMOS输入差分对，电流源302为差分对提供尾电流偏置，该电路将输入差分电压信号转变为输出差分电流信号。

图4为本发明积分器输入电阻实现方式电路结构图。其中，PMOS管41栅宽远小于栅长，能够提供大沟道电阻，42为二极管连接形式的偏置管，为PMOS管41提供栅源偏置电压。43为单位增益跟随器，单位增益跟随器43为PMOS管41和偏置管42提供相等的源极电压，电流源45为PTAT电流源，通过电流镜44为偏置管42提供偏置电流，从而为41管的等效源漏电阻进行温度补偿。当图4中PMOS管41工作在亚阈值区时，其等效电阻R_eq与(L/W)成正比，PMOS管41的栅宽W＜＜栅宽L，因此等效电阻值很大，实现了片上有源高阻。引入PTAT电流源后，调节设计参数，使得等效电阻与温度正相关系数和负相关系数基本抵消，实现对等效电阻R_eq实现温度补偿。

图5为本发明实施例采用电荷泵结构的自动增益控制反馈回路线性模型框图。框内均为信号的对数形式，乘除操作变为对数形式的加减操作，502为可变增益放大器模型，501为输入级实现信号的对数变换，503为输出级实现信号的对数变换，507和508为V-I转换及控制电压信号的对数变换，504为比较电路，505为或门电路以及506为电荷泵的线性模型。V_REF为基准电平，A_IN为输入信号幅度，A_OUT为输出信号幅度，x(t)为输入信号幅度A_IN的对数形式，y(t)为输出信号幅度A_OUT的对数形式，z为基准电平的对数形式，d为输出信号幅度变量对基准电平V_REF的对数形式。电荷泵经V-I转换电路的输出电流控制多级可变增益放大单元的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益呈dB-Linear关系，以实现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。

结合图2a、图2b和图5进一步说明自动增益控制的具体实施方案。

如图2b所示，当级联放大链路输出信号幅度大于基准电平V_REF时，比较器251和252经或门253输出的控制信号使电荷泵254放电，V-I转换电路255输出的控制电压降低，使可变增益放大单元的增益下降，输出信号幅度减小直到小于基准电平。反之，小于基准电平V_REF时，比较器251和252经或门253输出的控制信号则对电荷泵充电，V-I转换电路255输出的控制电压升高，使可变增益放大单元的增益增大，输出信号幅度增加。当输出信号达到一定幅度时，一个周期内充电电压与放电电压相等，电荷泵输出的控制电压总变化量为0，使级联放大链路的增益达到稳定状态。

根据上面所述构思得到控制电压的时域微分表达式，

$\frac{{\mathrm{dV}}_c\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\≈\frac{k_{v}I}{2\mathrm{\π}{C}_p}\{k_{v1}{e}^{\ln \left(\frac{V_{\mathrm{REF}}}{k_{v1}}\right)}-k_{v2}\ln [\frac{A_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)}{k_{v1}}\left]\right\}$

式中，V_c为电荷泵输出的控制电压，C_p为电荷泵充放电电容，I为电荷泵充电电流，k_v，k_v1和k_v2为变换系数。

根据上式建立的线性模型如图5所示。可以得到当控制电压与可变增益放大单元增益满足dB-Linear即线性关系时，自动增益控制反馈回路具有固定的时域和频域响应特性。环路时间常数τ为

$\mathrm{\τ}={\left[\frac{1}{G\left(V_C\right)}\frac{\mathrm{dG}}{{\mathrm{dV}}_C}\frac{k_{v}I}{2\mathrm{\πC}}{V}_{\mathrm{REF}}\right]}^{-1}=\frac{2\mathrm{\πC}}{k_{G1}{k}_v{\mathrm{IV}}_{\mathrm{REF}}}$

式中C为电荷泵充放电电容值，I为充电电流值，k_v和k_G1均为与具体电路参数相关的固定系数。计算得出的回路时间常数τ也为是稳定值。

图6为负反馈直流失调消除电路的线性模型框图，N为可变增益放大单元级数，G_i为第i级可变增益放大单元，V_osi表示各级引入的失调量，V_OS，pre表示前级累加的失调，F表示反馈回路增益，ω_LCF表示反馈回路低通截止频率。图6为采用负反馈直流失调消除结构的多级可变增益放大单元框图，可以得到输出信号表达式为

$V_{\mathrm{out}}\left(s\right)=V_{\mathrm{in}}\left(s\right)\frac{1}{F}\frac{1+\frac{S}{\mathrm{\ω}}}{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF}}}}+(V_{\mathrm{OSpre}}+V_{\mathrm{OS}1})\frac{1}{F}\frac{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}}}{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF}}}}+V_{\mathrm{OS}2}\frac{1}{{\mathrm{FG}}_1}\frac{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}}}{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF}}}}+\·\·\·$

$+V_{\mathrm{OSN}}\frac{1}{F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{G}_i}\frac{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}}}{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF}}}}+V_{\mathrm{OSF}}$

$=V_{\mathrm{in}}\left(s\right)\frac{1}{F}\frac{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}}}{1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF}}}}+(V_{\mathrm{OSpre}}+V_{\mathrm{OS}1})\frac{1}{F}+V_{\mathrm{OS}2}\frac{1}{{\mathrm{FG}}_1}+\·\·\·+V_{\mathrm{OSN}}\frac{1}{F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{G}_i}+V_{\mathrm{OSF}}$

输出包含三部分：高通形式的信号分量，经过衰减的各级失调量以及负反馈回路引入的失调量。由于低通形式的反馈不对级联放大链路带宽产生影响，因此反馈引入的失调可以通过增加差分对面积方式消除，可以忽略。而输出中最大的失调量为

$V_{\mathrm{OS},d}=(V_{\mathrm{OSpre}}+V_{\mathrm{OS}1})\frac{1}{F}+V_{\mathrm{OS}2}\frac{1}{{\mathrm{FG}}_1}+\·\·\·+V_{\mathrm{OSN}}\frac{1}{F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{G}_i}$

高通转折频率为

ω_HCF＝ω_LCF[1+(G₁G₂…G_n)F]

因此反馈回路增益F越大，直流失调消除性能越强，而高通转折频率越大，低频信号损失量越大，接收机误码率增加。本发明采用积分器作为负反馈回路电路，可以解决该矛盾。

图7为积分器结构框图。图7给出了本发明的消除直流失调负反馈回路中实施例积分器单端模型框图，图7中：A_V，DC-积分器中运算放大器701的直流增益，ω_op-放大器主极点角频率，S＝jω，表示频域信号。积分器的反相运算放大电路中的密勒效应，反馈电容C以及输入与输出之间的分布或寄生电容经放大器的放大，其等效到输入端的电容值扩大1+A_V，DC倍，占用芯片面积小。积分器输入端接入片上有源高阻的积分电阻R，就能实现温度补偿，从而减小因温度变化引起的闭环高通转折频率的偏差，产生实质性效果是：积分器中积分电容的密勒效应和输入积分电阻的高阻值，减小了高通转折频率的影响，并具有温度补偿特性。

图7给出了本发明的消除直流失调负反馈回路中积分器单端模型结构框图。图7所示的积分器的传递函数H(S)为

$H\left(s\right)=\left|\frac{v_{\mathrm{out}}\left(s\right)}{v_{\mathrm{in}}\left(s\right)}\right|=A_{V,\mathrm{DC}}\frac{1}{1+[\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{op}}}+(1+A_{V,\mathrm{DC}})\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{int}}}]s+\left(\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{op}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{int}}}\right)s^2}=A_{V,\mathrm{DC}}\frac{1}{(1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_H})(1+\frac{S}{{\mathrm{\ω}}_L})}$

其中，ω_H、ω_L分别为积分器主极点和次极点的角频率，ω_int为积分电阻R和电容C构成的低通转折频率，ω_H≈(1+A_V，DC)ω_op，

此时积分器的直流增益为A_V，DC，对应图6中的反馈回路增益为F。鉴于运算放大器直流增益值很大，积分器次极点可以忽略。采用积分器作为消除直流失调反馈回路负反馈环路的构成部件，此时高通转折频率ω_HCF，eq为：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{HCF},\mathrm{eq}}\≈{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF},\mathrm{eq}}[1+(G_1{G}_2\·\·\·G_n)F]=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}}{A_{V,\mathrm{DC}}}[1+(G_1{G}_2\·\·\·G_n)A_{V,\mathrm{DC}}]\≈{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LCF}}(G_1{G}_2\·\·\·G_n)$

从上式可知，高通转折频率ω_HCF，eq不随反馈回路增益F增加而变大，而失调量被衰减F倍，实现对自动增益控制放大器高性能的直流失调消除。

积分器输入电阻的阻值与闭环高通转折频率呈反比，因此，积分器输入电阻采用片上高阻实现，可以减小高通转折频率，从而减小低频信号损失量，同时提高了集成度。

图8a和图8b给出了积分器输入电阻有温度补偿与无温度补偿条件下仿真结果的对比曲线。从图8a和图8b中仿真结果显示，本发明技术方案实现的温度补偿，使阻值偏差由15％～20％减小到5％以内。显而易见，减小了高通转折频率的影响。

本发明自动增益控制放大器适宜于CMOS工艺下零中频结构的无线通信接收机。

本领域技术人员可以理解，在不背离本发明广义范围的前提下，对上述实施例作出若干改动。因而，本发明并不仅限于所公开的特定实施例。其范围应当涵盖所附权利要求书限定的本发明核心及保护范围内的所有变化。

Claims (10)

1.一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，它由级联放大链路(21)、自动增益控制反馈回路(22)和消除直流失调反馈回路(23)组成；

所述级联放大链路(21)包括两路端口依次串联连接的输入级(201)，多级可变增益放大器单元(202)和输出级(203)；

所述自动增益控制反馈回路(2)包括依次串联连接的比较电路(204)，2输出或门(205)，电荷泵(206)和V-I转换电路(207)；

所述消除直流失调反馈回路23包括两路端口依次串联连接的第一积分器(208)，跨导放大单元Gm(209)和第二积分器(210)；

输入级(201)为减法放大电路单元，其两路输入的正极输入端连接信号输入端V_INP和消除直流失调反馈回路的正反馈信号输出端，输入级(201)其两路输入的负极输入端连接信号输入端V_INN和消除直流失调反馈回路的负反馈信号输出端，两路输入端的输入信号和负反馈信号，在输入级(201)实现减法处理，输入级(201)两路输出端的连接多级级联可变增益放大器单元的输入端，实现高增益动态范围放大；级联放大链路(21)的可变增益放大器单元的两路输出端对应连接输出级(203)的两路输入端，输出级的两路输出端对应连接自动增益控制反馈回路(22)和消除直流失调反馈回路(23)的两路输入端；

V-I转换电路(207)的输出端连接级联放大链路(21)中的多级可变增益放大器单元(202)的每级控制端，控制级联放大链路的总增益；所述比较电路(204)为2个互补的全差分比较电路，2个比较电路输入端极性相反；每个比较电路一路输入端接输出级缓冲器(203)输出端，另一路输入端都连接基准比较电平；V-I转换电路(207)的输出端连接多级可变增益放大器单元(202)的每级控制端；V-I转换电路(207)将控制电压转换为可变增益放大器单元(202)的控制电流，实现对增益的控制；

消除直流失调反馈回路(23)有两个负反馈环路，每个负反馈环路有两路输入输出；多级可变增益放大单元(202)分为两部分级联可变增益放大器并为两路设置中间接点，输出级缓冲器(203)的输出连接第一积分器的输入，第一积分器(208)的输出连接跨导放大单元(209)，跨导放大单元将第一积分器输出电压转换为负反馈电流，跨导放大单元的输出连接到多级可变增益放大单元(202)的中间接点，构成消除直流失调第一负反馈环路，实现负反馈控制中间接点后级联的可变增益放大器的增益；级联的多级可变增益放大单元(202)经输出级(203)的输出端连接第一积分器(208)的输入端，多级可变增益放大单元(202)中间接点前的级联可变增益放大器输出端连接第二积分器(210)的输入端，第二积分器的输出连接输入级(201)减法放大电路的输入端，构成消除直流失调第二负反馈环路，实现负反馈控制多级可变增益放大单元的增益；

积分器输入电阻利用PMOS管源漏等效电阻实现，该PMOS管栅宽远小于栅长，由另一个二极管方式连接的偏置PMOS管为其提供栅源偏置电压，单位增益放大器保证等效电阻的PMOS管和偏置PMOS管源极电压相等，PTAT电流为偏置PMOS管提供偏置电流，用于补偿等效电阻温度偏差。

2.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述输出级缓冲器，它为低增益和大带宽的缓冲器，用于增加后级驱动能力，减小负载对带宽的影响。

3.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述自动增益控制反馈回路为采用电荷泵结构的自动增益控制回路，电荷泵经V-I转换电路的输出电流控制多级可变增益放大单元的增益，使电荷泵控制电压与可变增益放大器增益呈dB-Linear关系，以实现自动增益控制回路具有固定的频域和时域响应特性。

4.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路为两路消除直流失调反馈负反馈环路结构，每路负反馈环路中都包含二个可变增益放大器单元、一个积分器，第一路消除直流失调负反馈环路中还包含一个跨导单元，第二路消除直流失调负反馈环路中还包含一个相加电路，两路负反馈环路用于控制环路增益并实现对高通转折频率的控制，从而获得较小的低频信号损失。

5.根据权利要求4所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，第一路消除直流失调负反馈环路采用跨导放大单元(209)实现负反馈，以多级可变增益放大单元(202)中间接点所在可变增益放大级的输出负载作为跨导单元(209)的负载。

6.根据权利要求4所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述第二路消除直流失调负反馈环路采用减法电路实现负反馈，反馈环路增益不受前级电路负载的影响。

7.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路(23)的跨导放大单元(209)为简单差分对跨导结构，差分对采用尾电流偏置，跨导放大单元(209)采用简单差分对而非减法电路实现，使消除直流失调反馈回路电路复杂度低。

8.根据权利1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路(23)中的积分器(208)和(210)输入电阻为片上有源高阻，有源高阻采用正比于绝对温度的PTAT电流源提供偏置电流，用于实现温度补偿，从而减小因温度变化引起的闭环高通转折频率的偏差。

9.根据权利要求1所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路中的第一积分器(208)和第二积分器(210)均为一对全差分积分器，采用全片上无源器件，用于实现芯片小面积和高集成度。

10.根据权利要求1或4或5或6或8或9所述的一种消除直流失调的自动增益控制放大器，其特征在于，所述消除直流失调反馈回路(23)采用输入端连接片上高阻的积分器作为负反馈的高通滤波直流失调消除电路，高通转折频率不随反馈回路增益F增加而变大，而失调量被衰减F倍，实现了高性能直流失调消除。

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