CN102231100A - 一种模拟加法器及电流型升压变压器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种模拟加法器及电流型升压变压器，该模拟加法器包括：跨导运算放大器、失调电流源、补偿斜波电流源、第一输出电阻和第二输出电阻，其中：失调电流源与跨导运算放大器的输出级的MOS管栅极相连。失调电流源的电流反映在跨导运算放大器的输出级中的第五MOS管上，在传感电压VSN为0时，保证输出级的MOS管工作在饱和区使模拟加法器中的MOS管都工作在饱和区，在输入的传感电压VSN在0附近时，使得该模拟加法器的输出信号，能够很好的跟随输入的传感电压变化而变化，提高了模拟加法器的响应速度，尤其适用于电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，以及工作在CCM、临界工作模式或DCM三种模式下的电流型升压变压器中。

Description

一种模拟加法器及电流型升压变压器

技术领域

本申请涉及模拟加法器技术领域，特别是涉及一种模拟加法器及电流型升压变压器。

背景技术

应用于电流型升压变压器中的模拟加法器，用于将失调电压、补偿斜波电压、传感电压进行累加，请参见图1，示出了传统的模拟加法器的电路原理图，如图所示，P管107-110，N管112-114，以及偏置电流源104、电阻115和116构成的跨导运算放大器，电阻115的一端作为跨导运算放大器的反相输入端，且该反相输入端接地；电阻116的一端作为该跨导运算放大器的同相输入端，且该同相输入端输入传感电压VSN，P管110上的电流为跨导运算放大器的输出电流，P管111上电流即跨导运算放大器的输出的电流，该电流为VSN/R115；P管111和N管114为该跨导运算放大器的反馈回路，将该跨导运算放大器的输出电流经电阻R115反馈至跨导运算放大器的反相输入端；

电流源105为最小失调电流，失调电压为I105×R118；电流源I106为补偿斜波电流，补偿斜波电压为I106×(R117+R118)，该模拟加法器输出的电压VADD具体为：

VADD＝(VSN/R115)×R118+I105×R118+I106×(R117+R118)(式1)

假设一个周期的时间为T，占空比为D，在0≤t≤DT的时间内，传感电压VSN(t)＝{I_L，min×R_SN+(VIN/L)×R_SN×t}×u(t)，其中，I_L，min指的是峰值电感电流的最小值。

当电流型升压变压器工作在CCM(Continuous Conduction Mode，连续导通状态)工作模式下时，I_L，min是大于0的值；当电流型升压变压器工作在DCM(Discontinuous Conduction Mode，非连续导通状态)工作模式下时，I_L，min等于0；当电流型升压变压器工作在临界工作模式或者DCM工作模式时，传感电压VSN可以简化为：VSN(t)＝(VIN/L)*RSN*t*u(t)，0≤t≤DT，当t＝0时，VSN(0)＝0。

对于图1所示的模拟加法器，P管108和109对称，N管112和113对称，电阻R115和116相等，当输入的传感电压VSN为0时，流过N管114上的电流为0，即N管114处于截止区，当VSN增大时，N管114从截止区过渡到亚阈值区，最终到饱和区，由于当N管114从截至区过渡到亚阈值区时，流过114上的电流很小，跨导也很小，是一个接近或略大于0的值，其开环增益A_DC，open≈0带宽≈0，即当输入的传感电压VSN很小时，该模拟加法器的输出电流不能很好地跟随输入信号变化，换言之，传统的模拟加法器的响应速度慢，匹配性差，不能很好地应用于电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，也不能很好地应用于工作在CCM、临界工作模式或DCM三种工作模式下的电流型升压变压器中。

发明内容

为解决上述技术问题，本申请实施例提供一种模拟加法器及电流型升压变压器，以实现在不改变模拟加法器的匹配特性的前提下，提高响应速度，技术方案如下：

一种模拟加法器，包括：跨导运算放大器、失调电流源、补偿斜波电流源、第一输出电阻和第二输出电阻，其中：

跨导运算放大器的反相输入端接地，同相输入端为该模拟加法器的输入端，输出端经过第一MOS管连接至所述第二输出电阻的高电位端，所述第二输出电阻的另一端接地；

失调电流源与所述跨导运算放大器的输出级中的第五MOS管的栅极相连；

补偿斜波电流源通过第一输出电阻与所述第二输出电阻高电位端相连，且所述第一输出电阻的高电位端为该模拟加法器的输出端。

优选的，所述跨导运算放大器包括：第一共源共栅偏置单元、与所述输出级连接的输入级，以及反馈回路，其中：

所述第一共源共栅偏置单元与所述输入级的MOS管相连，用于为所述输入级的MOS管提供偏置电流；

所述输入级包括：第二MOS管、第三MOS管、连接在所述第二MOS管源极的反馈电阻，以及连接在所述第三MOS管源极的第二输入电阻，构成的镜像电流源；

所述输出级还包括：与所述第五MOS管串联连接的第四MOS管，其中，所述第五MOS管的漏极连接第四MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第三MOS管的漏极相连，且该第五MOS管的栅极连接所述失调电流源；

所述反馈回路包括：所述第一MOS管和第五MOS管，所述第一MOS管的栅极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接至所述反馈电阻的高电位端。

优选的，所述第一共源共栅偏置单元包括：偏置电流源、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管，其中：

所述第六MOS管的源极连接直流正电源，漏极连接所述偏置电流源的负输出端，所述偏置电流源的正输出端接地；

所述第七MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第七MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第七MOS管的漏极连接所述第二MOS管的漏极；

所述第八MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第八MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第八MOS管的漏极连接所述第三MOS管的漏极。

优选的，所述输出级中的第四MOS管的源极连接直流正电源，所述第四MOS管的栅极连接该第四MOS管的漏极，该第四MOS管的漏极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接所述反馈电阻的高电位端，所述第五MOS管的栅极连接所述第三MOS管的漏极，且该第五MOS管的栅极与所述失调电流源相连。

优选的，所述第一MOS管的栅极连接所述第四MOS管的栅极，所述第一MOS管的源极连接直流正电源，所述第一MOS管的漏极连接所述第二输出电阻的高电位端。

优选的，上述的模拟加法器，还包括：

连接在所述第一共源共栅偏置单元和所述输入级之间的第二共源共栅偏置单元，其中：

所述第二共源共栅偏置单元包括：第九MOS管、第十MOS管、第十一MOS管，以及第二偏置电流源，其中：

所述第九MOS管的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电源；

所述第十MOS管串接在所述第七MOS管和第二MOS管之间，且所述第十MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅极连接；

所述第十一MOS管串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，且所述第十一MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅连接。

优选的，所述第二MOS管、所述第三MOS管及所述第五MOS管为NMOS管；

优选的，所述第一MOS管、所述第四MOS管、所述第六MOS管、所述第七MOS管、所述第八MOS管、所述第九MOS管、所述第十MOS管和所述第十一MOS管为PMOS管。

本申请实施例还提供一种电流型升压变压器工作在CCM临界工作模式或DCM三种工作模式时，减小失真优化性能，技术方案如下：

一种电流型升压变压器，包括：误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和开关管，其特征在于，还包括：权利要求1-6任一项所述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接至所述开关管的源极，该模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。

由以上本申请实施例提供的技术方案可见，该模拟加法器将失调电流源连接在跨导运算放大器的输入级和输出级之间，由于输入级中的两个MOS管的特性匹配，流过此两管的电流相同，又由于所述失调电流源流过所述两个MOS管的一只MOS管，输出级的MOS管上的电流作为反馈电流流过另一只MOS管，而且输入级的两只MOS管的偏置电流相等，则失调电流源的电流与输出级中的第五MOS管上电流相等，即失调电流源上的电流信号反映到所述输出级的第五MOS管上，因此，当传感电压VSN输入为0时，流过输出级的电流为失调电流源的输出的电流，从而能够使输出级的MOS管工作在饱和区，进而使模拟加法器中的MOS管都工作在饱和区，在输入的传感电压VSN在0附近时，使得该模拟加法器的输出信号能够很好的跟随输入的传感电压变化而变化，即提高了该模拟加法器的响应速度，尤其适用于电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，以及有可能工作在CCM、临界工作模式或DCM三种模式下的电流型升压变压器中。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统的模拟加法器的电路原理示意图；

图2为本申请实施例一种模拟加法器的电路原理框图；

图3为本申请实施例一种模拟加法器的电路结构示意图；

图4为本申请实施例模拟加法器的输入输出波形示意图；

图5为本申请实施例一种电流型升压变压器的电路原理图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

请参见图2，示出了本申请实施例一种模拟加法器的电路原理示意图，该模拟加法器主要包括：跨导运算放大器100、失调电流源121、补偿斜波电流源122、第一MOS管M1、第一输出电阻R1、第二输出电阻R2，其中：

跨导运算放大器100包括输入级和输出级，具体的，输入级的同相输入端作为该模拟加法器的输入端，输入有所述传感电压VSN，反相输入端接地，其中，电阻R103和电阻R104的作用是限流，防止跨导运算放大器100的输入的电流过大。

MOS管105和MOS管106为该跨导运算放大器100的输出级，且MOS管106的栅极连接至第一MOS管M1的栅极，该跨导运算放大器100的输出电流经过MOS管105和MOS管106传递至第一MOS管M1。同时MOS管106的源极连接至该跨导运算放大器的反相输入端，形成反馈回路，从而保证跨导运算放大器100正常工作。

第一MOS管M1的漏极通过第二输出电阻R2接地，第一MOS管M1的源极连接直流正电源VDD。补偿斜波电流源122通过第一输出电阻R1连接至所述第二输出电阻R2的高电位端，且第一输出电阻R1的高电位端为该模拟加法器的输出端。

失调电流源121与跨导运算放大器的输入级和输出级之间，具体的，连接在所述输出级的MOS管106的栅极，此时，跨导运算放大器100的输出级的MOS管上流过的电流等于失调电流源上的电流。

本实施例提供的模拟加法器，将失调电流源连接在跨导运算放大器的输入级和输出级之间，由于输入级中的两个MOS管的特性匹配，流过此两MOS管的电流相同，又由于所述失调电流源流过所述两个MOS管的一只MOS管，输出级的MOS管上的电流作为反馈电流流过另一只MOS管，而且输入级的两只MOS管的偏置电流相等，则失调电流源的电流与输出级的MOS管上电流相等，即失调电流源上的电流信号反映到所述输出级的MOS管上，因此，当传感电压VSN输入为0时，流过输出级的电流为失调电流源的输出的电流，从而，能够使输出级的MOS管工作在饱和区，进而使模拟加法器中的MOS管都工作在饱和区，在输入的传感电压VSN在0附近时，使得该模拟加法器的输出信号能够很好的跟随输入的传感电压变化而变化，即提高了该模拟加法器的响应速度，尤其适用于电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，以及有可能工作在CCM、临界工作模式或DCM三种模式下的电流型升压变压器中。

请参见图3，示出了本申请实施例提供的模拟加法器的具体电路示意图，是图2对应实施例的一种具体的实施方式，该模拟加法器包括：跨导运算放大器100、失调电流源121，补偿斜波电流源122，第一输出电阻R1和第二输出电阻R2，第一MOS管M1，其中，所述补偿斜波电流源122，是从0开始以一定斜率上升，直到PWM控制电路输出的控制信号为低电平，开关管M1截止，所述的一定斜率与电感L上的电流下降斜率，OSC时钟信号的周期等有关；然后，补偿斜波电流源122降为0。

跨导运算放大器100的作用是将同相输入端输入的电压信号即传感电压VSN，转换为电流信号输出，所述跨导运算放大器100包括：输入级、输出级、反馈回路及第一共源共栅偏置单元110。

跨导运算放大器输出的电流与所述失调电流源121以及补偿斜波电流源122在第二输出电阻R2上产生的电压叠加，从而得到该模拟加法器的输出信号。

所述第一共源共栅偏置单元110包括第一偏置电流源111，第六MOS管112、第七MOS管113和第八MOS管114，其中：

所述第一偏置电流源111通过第七MOS管113为第二MOS管101提供偏置电流，同时，第一偏置电流源111通过第八MOS管114为第三MOS管102提供偏置电流，从而保证第二MOS管101和第三MOS管102的工作在饱和区。

具体的，第一偏置电流源111一端接地，另一端连接至所述第六MOS管112的漏极，同时，第六MOS管112的漏极连接至该第六MOS管112的栅极，第六MOS管112的栅极连接至所述第七MOS管113的栅极，第七MOS管113的漏极连接所述第二MOS管101的漏极，第七MOS管113的源极连接直流正电源VDD；第八MOS管114的栅极连接第六MOS管112的栅极，第八MOS管114的源极连接直流正电源VDD，第八MOS管114的漏极连接所述第三MOS管102的漏极。

所述输入级包括：第二MOS管101、第三MOS管102、反馈电阻R103、第二输入电阻R104。

具体的，第二MOS管101的漏极与栅极相连，同时，第二MOS管101的漏极与第七MOS管113的漏极相连，第二MOS管101的源极作为该跨导运算放大器的反相输入端，通过反馈电阻R103接地；

第三MOS管102的漏极与栅极相连，同时该第三MOS管102的漏极与第八MOS管114的漏极相连，第三MOS管102的源极作为该跨导运算放大器的同相输入端，通过第二输入电阻R104输入有所述传感电压VSN。

所述输出级包括：串联连接的第四MOS管105和第五MOS管106，具体的，第四MOS管105的栅极连接该第四MOS管105的漏极，第四MOS管105的源极连接直流正电源VDD，第四MOS管105的漏极连接所述第五MOS管106的漏极，所述第五MOS管106的源极连接所述第二MOS管101和反馈电阻R103的公共端，第五MOS管106的栅极连接所述第三MOS管102的漏极，同时所述失调电流源121连接至第五MOS管106的栅极，第四MOS管105和第五MOS管106上流过的电流相等，且为该跨导运算放大器的输出电流，第四MOS管105上的电流通过电阻R103反馈至该跨导运算放大器的反相输入端，形成一个闭环系统。

当传感电压VSN为0时，流过第五MOS管106的电流为失调电流源121的电流；当传感电压VSN为大于0的电压信号时，跨导运算放大器输出电流即第五MOS管106上流过的电流为I_D，106＝I₁₂₁+VSN/R₁₀₄。

在传感电压VSN为0时，合理设置第一偏置电流源111，而且对第五MOS管106选取合适的宽长比，这样能够保证跨导运算放大器中的所有的MOS管都工作在饱和区。

跨导运算放大器的输出端连接至第一MOS管M1的栅极，该第一MOS管M1的源极连接直流正电源VDD，漏极连接第二输出电阻R2的高电位端，第二输出电阻R2的另一端接地，补偿斜波电流源122通过第一输出电阻R1连接至第二输出电阻R2的高电位端，则补偿斜波电压为122×(R1+R2)。

第一输出电阻R1的高电位端即该模拟加法器的输出端VADD，假设第四MOS105管与第一MOS管M1的宽长比均为1∶1，在电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，补偿斜波电流源122从0开始递增，故假设补偿斜波电流源122为0，则该模拟加法器输出的电压为：

VADD＝(VSN/R₁₀₄+I₁₂₁)×R2+I₁₂₂×(R1+R2)＝(VSN/R₁₀₄+I₁₂₁)×R2。

请参见图4所示的本实施例对应的模拟加法器的输入输出波形示意图，图中的VSN即输入信号VSN对应的波形，VADD即输出信号VADD对应的波形。

在电流型升压变压器工作在临界工作模式时，补偿斜波电流源122为0，且失调电流源121与第一偏置电流源111相等，反馈电阻R103、第二输入电阻R104以及第二输出电阻R2的阻值均相等，即R103＝R104＝R2。模拟加法器的输入信号VSN，在500ns内从0mV上升到50mV，在t＝0时刻，VADD＝I₁₂₁×R₂，由此可知，模拟加法器的输出信号VADD能够很好的跟随输入信号VSN变化。而且，在输入的传感电压VSN初值是0的阶跃响应中，本实施例提供的模拟加法器的响应速度明显快于现有的模拟加法器的阶跃响应速度，因为，在输入的传感电压VSN初始值附件，本实施例提供的模拟机发起的带宽远远大于现有技术中模拟加法器的带宽。

需要说明的是，上述实施例中的所述第一MOS管、所述第四MOS管、所述第六MOS管、所述第七MOS管和所述第八MOS管均为PMOS管。

综上可知，本实施例提供的模拟加法器，通过将失调电流源连接在跨导运算放大器的内部，从而可以使跨导运算放大器内所有的MOS管均工作在饱和区，从而提高了该模拟加法器的响应速度快，使得该模拟加法器能够适用于电流负载频繁开关的电流型升压变压器中，以及有可能工作在CCM、临界工作模式或DCM三种模式下的电流型升压变压器中。

优选的，参见图3，本申请实施例提供的模拟加法器还包括：第二共源共栅偏置单元130，作用是提高跨导运算放大器中的主要由第二MOS管101和第三MOS管102组成的镜像电流源的输出阻抗，以便于后续采用公式计算分析该模拟加法器的性能。

该单元主要包括：第九MOS管131、第十MOS管132、第十一MOS管133，以及第二偏置电流源134，其中：

所述第九MOS管131的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电源134，源极连接直流正电源VDD。

所述第十MOS管132串接在所述第七MOS管113和第二MOS管101之间，第十MOS管132的源极连接所述第七MOS管113的漏极，第十MOS管132的漏极连接所述第二MOS管101的漏极，且该第十MOS管132的栅极与所述第九MOS管131的栅极连接；

所述第十一MOS管133串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，第十一MOS管133的源极连接所述第八MOS管114的漏极，第十一MOS管133的漏极连接所述第三MOS管102的漏极，且该第十一MOS管133的栅极与所述第九MOS管131的栅连接。

电容135表示a点的寄生电容的总和，其值为C_par。

跨导运算放大器100的输出是第四MOS管105上的电流信号，通过反馈电阻R103反馈到跨导运算放大器100的反相输入端，形成一个电压输入，电流输出的闭环系统。

为了运算方便，把所述闭环系统的输入信号看作是输出电流流过反馈电阻R103上的电压值，这样就是一个电压输入，电压输出的系统。对于电压输入电压输出的系统而言，主极点位置不变，开环增益等于跨导运算放大器100的开环输出跨导与反馈电阻R103的乘积。

假设所述第一共源共栅偏置单元和第二共源共栅单元的输出阻抗远远大于从第三MOS管102管的漏端看进去的阻抗，即从a点看进去的阻抗，而且所述输出阻抗与所述从a点看进去的阻抗并联，则在计算分析从点a看进去的输出阻抗时可以忽略所述输出阻抗的影响。

该跨导运算放大器的开环增益为：

$A_{\mathrm{DC},\mathrm{open}}=[({\mathrm{gm}}_{102}+{\mathrm{gmb}}_{102})\×r_{o,102}+1]\×\frac{{\mathrm{gm}}_{106}\×R_{102}}{1+({\mathrm{gm}}_{106}+{\mathrm{gmb}}_{106})\×R_{102}}$ (式2)

式2中，gm₁₀₂为第三MOS管102的跨导，gm₁₀₆为第五MOS管106的跨导，gmb₁₀₂为第三MOS管102的背栅跨导，ro，102为MOS管102的输出阻抗

主极点为 ${\mathrm{\ω}}_{p1}=\frac{1}{2\×\mathrm{\π}\×C_{\mathrm{par}}\×[r_{o,102}+({\mathrm{gm}}_{102}+{\mathrm{gmb}}_{102})\×r_{o,102}\×R_{102}}$ (式3)

其余结点均可看成低阻极点，所以该跨导运算放大器是一个单极点运算放大器。其开环的拉式变换可以写成

$A_{\mathrm{open}}\left(s\right)=\frac{A_{\mathrm{DC},\mathrm{open}}}{1+\frac{S}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_{p1}}}$ (式4)

跨导运算放大器的输出电流通过第五MOS管106和反馈电阻R103反馈到该跨导运算放大器的反相输入端，该反相输入端接地，形成闭环系统，闭环系统的闭环增益的拉式变换为：

$A_{\mathrm{close}}\left(s\right)\≈\frac{1}{1+\frac{S}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_{P1}\×A_{\mathrm{DC},\mathrm{open}}}}$ (式5)

闭环带宽可以表示为：

ω_u＝ω_p1×A_DC，open    (式6)

则闭环增益的拉式变换可以写成：

$A_{\mathrm{close}}\left(s\right)\≈\frac{1}{1+\frac{S}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_u}}$ (式7)

那么，当输入信号为 $\mathrm{VSN}\left(S\right)=\frac{I_{L,\min }\×R_{\mathrm{SN}}}{S}+\frac{\mathrm{VIN}\×R_{\mathrm{SN}}}{L\×S^2}$ 时，

该闭环系统的响应为：

$A_{\mathrm{close}}\left(s\right)\×V_{\mathrm{SN}}\left(S\right)=\frac{1}{1+\frac{s}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_u}}\×(\frac{I_{L,\min }\×R_{\mathrm{SN}}}{S}+\frac{\mathrm{VIN}\×R_{\mathrm{SN}}}{L\×S^2})$ (式8)

对应反拉式变换的结果，也就是该闭环系统的时域响应的结果为：

$V_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=I_{121}\×R_{103}+I_{L,\min }\×R_{\mathrm{SN}}\×(1-\exp (-2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ω}}_u\·t)\×u\left(t\right)$

(式9)

$+\frac{\mathrm{VIN}\×R_{\mathrm{SN}}}{L}\×\{t+\frac{1}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_u}[-1+\exp (-2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ω}}_u\·t)\left]\right\}\×u\left(t\right)$

误差项V_ERROR(t)即：

V_OUT(t)-V_SN(t)-I₁₂₁×R₁₀₃    (式10)

也即：

$V_{\mathrm{ERROR}}\left(t\right)=u\left(t\right)\×$

$\{-I_{L,\min }\×R_{\mathrm{SN}}\×\exp (-2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ω}}_u\·t)+\frac{\mathrm{VIN}\×R_{\mathrm{SN}}}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_u\×L}\×[-1+\exp (-2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ω}}_u\·t)\left]\right\}$

(式11)

式11所示的误差中的第一项误差为：

V_ERROR1(t)＝-I_L，min×R_SN×exp(-2·π·ω_u·t)    (式12)

第一项误差V_ERROR1(t)的极值发生在t＝0时刻，输入信号VSN发生阶跃响应时，V_ERROR1(0)＝-I_L，minn×R_SN，V_ERROR1(t)随着时间t的增加，呈指数下降，提高带宽ω_u，可以有效的减少V_ERROR1。

式11所示的误差项中，第二项误差为：

$V_{\mathrm{ERROR}2}\left(t\right)=\frac{\mathrm{VIN}\×R_{\mathrm{SN}}}{2\×\mathrm{\π}\×{\mathrm{\ω}}_u\×L}\×[-1+\exp (-2\·\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ω}}_u\·t)$ (式13)

V_ERROR2(t)的极值发生在t＝∞时刻，

第二项误差V_ERROR2(t)随着时间t的增加至

式中的R_SN为电流型升压变压器的采样电阻R_SN的阻值。

由上述内容可见，在输入信号包含阶跃信号和斜坡信号时，阶跃输入所产生的误差呈指数衰减，而斜坡输入所产生的误差，却随着时间呈指数增长。然而，在电流型升压变压器中，模拟加法器工作的频率是受到振荡器的时钟信号OSC的频率，以及占空比D的限制，从而，可以使模拟加法器的误差始终是一个很小的值，因此，本申请实施例提供的模拟加法器应用到电流型升压变压器中时，产生的误差可以控制在很小值附近。

综上所示，本申请实施例提供的适用于电流型升压变压器中的模拟加法器，在输入信号初值为0的阶跃响应的响应速度远远快于现有的模拟加法器，而且，输出误差可以控制在很小值附近。

本申请实施例还提供一种电流型升压变压器，应用上述实施例提供的模拟加法器，具体的，请参见图5，该电流型升压变压器主要包括：加法器100、误差放大器101、PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)比较器102、PWM控制电路103，以及开关管M1，其中：

当PWM控制电路103输出高电平时，开关管M1导通，电流从输入电源VIN流向线圈L，经过开关管M1，以及采样电阻R_SN后流入地端，此时线圈L储存能量，输出电容C_OUT单独为负载LOAD提供能量，当加法器100输出电压大于检测电压时，PWM控制电路103输出低电平，开关管M1关断，电流从输入电源VIN流经线圈L、二极管D后输出至负载LOAD，此时，储存有能量的线圈L和输入电源VIN共同为负载提供能量，从而实现升压。

具体的电路结构如下：

所述加法器100的输入信号包括：失调电压、补偿斜波信号，以及传感电压，输出端输出的信号作为PWM比较器的同相输入端的输入信号。其中：

失调电压是为了避免由于地的干扰，或者电路内部各模块之间地电位不同引起的加法器100的输出信号在传输中受到损失；

补偿斜波信号是与振荡器的时钟信号OSC的周期同步，发生锯齿状的补偿斜波电流，用于对传感电压进行修正，使得占空比大于50％时，不会发生次谐波振荡；

传感电压VSN是PWM控制电路103输出高电平控制信号时流经线圈L的电流与采样电阻R_SN的乘积，通过检测流过线圈L的电流，能够检测与负载相对应的电流的变化情况。

误差放大器101，其反相输入端输入信号为电阻R_FB的输出电压，即输出电流I_LOAD在电阻R_FB上的压降，误差放大器101的同相输入端输入基准电压源VREF，误差放大器101将两个输入端输入的信号的电压差进行放大后，由输出端输出，且该输出信号作为PWM比较器102的检测电压输入至PWM比较器102的反相输入端。

PWM比较器102的同相输入端连接加法器100的输出端，输出端连接至PWM控制电路103的输入端，当加法器输出的电压信号超过所述检测电压信号时，PWM比较器102输出高电平信号。

PWM控制电路103是一个SR锁存器，其复位端R连接PWM比较器的输出端，置位端S输入有振荡器的时钟信号，输出端连接至开关管M1的控制端，当当时钟信号OSC出现下降沿时M1开始导通，直至PWM比较器输出信号为高电平时，M1关断。

图2中的电容C_IN用于稳定输入信号VIN，电容C_OUT在M1管导通时给输出负载提供能量，R_ESR是电容C_OUT串联ESR电阻，负载I_LOAD表示是电流负载。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。

Claims (9)

1.一种模拟加法器，其特征在于，包括：跨导运算放大器、失调电流源、补偿斜波电流源、第一输出电阻和第二输出电阻，其中：

跨导运算放大器的反相输入端接地，同相输入端为该模拟加法器的输入端，输出端经过第一MOS管连接至所述第二输出电阻的高电位端，所述第二输出电阻的另一端接地；

失调电流源与所述跨导运算放大器的输出级中的第五MOS管的栅极相连；

补偿斜波电流源通过第一输出电阻与所述第二输出电阻高电位端相连，且所述第一输出电阻的高电位端为该模拟加法器的输出端。

2.根据权利要求1所述的模拟加法器，其特征在于，所述跨导运算放大器包括：第一共源共栅偏置单元、与所述输出级连接的输入级，以及反馈回路，其中：

所述第一共源共栅偏置单元与所述输入级的MOS管相连，用于为所述输入级的MOS管提供偏置电流；

所述输入级包括：第二MOS管、第三MOS管、连接在所述第二MOS管源极的反馈电阻，以及连接在所述第三MOS管源极的第二输入电阻，构成的镜像电流源；

所述输出级还包括：与所述第五MOS管串联连接的第四MOS管，其中，所述第五MOS管的漏极连接第四MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第三MOS管的漏极相连，且该第五MOS管的栅极连接所述失调电流源；

所述反馈回路包括：所述第一MOS管和第五MOS管，所述第一MOS管的栅极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接至所述反馈电阻的高电位端。

3.根据权利要求2所述的模拟加法器，其特征在于，所述第一共源共栅偏置单元包括：偏置电流源、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管，其中：

所述第六MOS管的源极连接直流正电源，漏极连接所述偏置电流源的负输出端，所述偏置电流源的正输出端接地；

所述第七MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第七MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第七MOS管的漏极连接所述第二MOS管的漏极；

所述第八MOS管的栅极连接所述第六MOS管的栅极，所述第八MOS管的源极连接所述直流正电源，所述第八MOS管的漏极连接所述第三MOS管的漏极。

4.根据权利要求3所述的模拟加法器，其特征在于：

所述输出级中的第四MOS管的源极连接直流正电源，所述第四MOS管的栅极连接该第四MOS管的漏极，该第四MOS管的漏极连接所述第五MOS管的漏极，所述第五MOS管的源极连接所述反馈电阻的高电位端，所述第五MOS管的栅极连接所述第三MOS管的漏极，且该第五MOS管的栅极与所述失调电流源相连。

5.根据权利要求4所述的模拟加法器，其特征在于，所述第一MOS管的栅极连接所述第四MOS管的栅极，所述第一MOS管的源极连接直流正电源，所述第一MOS管的漏极连接所述第二输出电阻的高电位端。

6.根据权利要求5所述的模拟加法器，其特征在于，还包括：

连接在所述第一共源共栅偏置单元和所述输入级之间的第二共源共栅偏置单元，其中：

所述第二共源共栅偏置单元包括：第九MOS管、第十MOS管、第十一MOS管，以及第二偏置电流源，其中：

所述第九MOS管的栅极和漏极连接，且该漏极连接所述第二偏置电源；

所述第十MOS管串接在所述第七MOS管和第二MOS管之间，且所述第十MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅极连接；

所述第十一MOS管串接所述第八MOS管和第三MOS管之间，且所述第十一MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅连接。

7.根据权利要求6所述的模拟加法器，其特征在于，所述第二MOS管、所述第三MOS管及所述第五MOS管为NMOS管。

8.根据权利要求6所述的模拟加法器，其特征在于，所述第一MOS管、所述第四MOS管、所述第六MOS管、所述第七MOS管、所述第八MOS管、所述第九MOS管、所述第十MOS管和所述第十一MOS管为PMOS管。

9.一种电流型升压变压器，包括：误差放大器、脉冲宽度调制PWM比较器、PWM控制电路和开关管，其特征在于，还包括：权利要求1-8任一项所述的模拟加法器，该模拟加法器的传感电压输入端连接至所述开关管的源极，该模拟加法器的输出端连接至所述PWM比较器的同相输入端。

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