CN108400641B

CN108400641B - 非接触送电装置

Info

Publication number: CN108400641B
Application number: CN201810369737.9A
Authority: CN
Inventors: 定方秀树; 藤田笃志; 大森义治; 别荘大介
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Automotive Systems Co Ltd
Priority date: 2013-02-20
Filing date: 2014-02-18
Publication date: 2021-05-04
Anticipated expiration: 2034-02-18
Also published as: US9831712B2; EP2961024A4; CN108400641A; CN104981961B; JP6459011B2; JPWO2014129178A1; EP2961024B1; US20150357863A1; JP6213787B2; JP2018014884A; CN104981961A; EP2961024A1; WO2014129178A1

Abstract

本发明提供一种非接触送电装置。非接触送电装置为了能够高效地控制送电电力，具备：向受电线圈送出电力的送电线圈(7)；向送电线圈(7)输出送电电力的逆变器电路(4)；和以比受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动逆变器电路(4)的送电控制电路(13)。

Description

非接触送电装置

本申请是申请日为2014年02月18日、申请号为201480008184.4、发明名称为“非接触充电装置以及非接触充电方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及对搭载于例如电推动车辆(电动汽车、混合动力车等)的二次电池非接触地进行充电的非接触充电装置以及非接触充电方法。

背景技术

作为非接触充电装置中的用于非接触地进行电力传输的技术，开发了使用磁场、电场、电波等的技术。通过这种非接触电力传输技术，不需要对供电装置与受电装置进行连接的布线、连接部等，因此对于用户来说，省去了连接的功夫，而且没有雨天时等的漏电或触电的危险。

这种非接触充电装置具备逆变器电路，从逆变器电路向送电线圈供给给定频率的电流，并从送电线圈产生磁通。

作为非接触电力传输中的通过使送电线圈与受电线圈耦合的磁谐振来进行电力传输的方法，提出了一种对受电线圈的受电电力成为最大的最大电力频率进行检测，使送电线圈的送电电力的频率与最大电力频率一致的技术(例如，参照专利文献1)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2011-142769号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，若使用上述现有的技术，则存在逆变器电路的损耗变大、送电电力的效率下降的课题。

本发明的目的在于，提供一种能够高效地控制送电电力的非接触充电装置以及非接触充电方法。

解决课题的手段

为了解决所述现有的课题，本发明的非接触充电装置具备：送电线圈；逆变器电路，其向所述送电线圈输出送电电力；受电线圈，其从所述送电线圈接受电力作为受电电力；和送电控制电路，其以比所述受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动所述逆变器电路。

此外，本发明的非接触充电方法从逆变器电路向送电线圈输出送电电力，以比从所述送电线圈接受的受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动所述逆变器电路。

发明效果

根据本发明，能够高效地控制送电电力。

附图说明

图1是表示本发明中的非接触充电装置的基本构成的框图。

图2是本发明的实施方式1所涉及的非接触充电装置的电路图。

图3是图2的非接触充电装置的受电电力的频率特性图，(a)表示逆变器电源部的电压低的情况，(b)表示逆变器电源部的电压高的情况。

图4(a)、(b)、(c)、(d)、(e)以及(f)是图2中的逆变器电路正常时的动作波形图。

图5(a)、(b)、(c)、(d)、(e)以及(f)是图2中的逆变器电路的高损耗时的动作波形图。

图6是将图2的非接触充电装置的受电电力的频率特性进行放大表示的图，(a)表示高频侧，(b)表示低频侧。

图7是表示图2中的输入电力探测部、受电电力探测部或送电电力探测部的详细构成例的电路图。

图8是表示图2中的升降压电路的详细构成例的电路图。

图9是本发明的实施方式2所涉及的非接触充电装置的电路图。

图10是图9的非接触充电装置的受电电力的频率特性图，(a)表示逆变器电源部的电压低的情况，(b)表示逆变器电源部的电压高的情况。

图11是表示图9中的起动频率存储部的存储内容的例子的图。

符号说明

1 商用电源

2、11 整流电路

4 逆变器电路

5 输入电力探测部

6 第1谐振电容器

7 送电线圈

8 受电线圈

9 第2谐振电容器

10 受电电力探测部

12 负荷(电池)

13 送电控制电路

14 受电控制电路

15 升降压电路

18 逆变器电源部

30 送电电力探测部

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，并非通过本实施方式来限定本发明，能够使用相同领域的类似的用语或类似的描述来表达，这对于本领域技术人员而言应当容易理解。

首先，对现有技术中的逆变器电路与最大电力频率的关系进行说明。

若使逆变器电路与最大电力频率一致地执行动作，则串联或并联地附加于半导体开关的缓冲电路无法正常执行动作(在半导体开关断开的定时在送电线圈中蓄积的能量小，无法对缓冲电路进行充放电)，半导体开关的损耗增加。因此，在以最大电力频率执行动作的情况下，不应附加缓冲电路。

此外，若使逆变器电路以最大电力频率进行起动，则在刚刚起动后的过渡状态下在逆变器电路内的半导体开关产生较高的浪涌电压或浪涌电流，半导体开关有可能被破坏。因此，需要使逆变器电路以与最大电力频率不同的频率进行起动。

但是，若使逆变器电路以与最大电力频率不同的频率执行动作，则在半导体开关断开时在送电线圈中流过的电流变大，特别在没有缓冲电路的情况下半导体开关的损耗变大。其结果，半导体开关有可能被破坏。

进而，若使送电线圈的送电电力的频率与最大电力频率一致地执行动作，则无法控制送电电力，因此电池变得过充电，还有可能发热、冒烟、起火等变得不安全。为了防止这些情况，而不对电池进行满充电的范围内使其安全地停止了充电的情况下，产生电推动车辆的续航距离变短这一实用上的课题。

因此，本发明的发明者们着眼于上述课题，发明了能够高效地控制送电电力的非接触充电装置。

图1是本发明中的非接触充电装置的基本构成图。图1中的本发明的非接触充电装置具备：送电线圈7；向送电线圈7输出送电电力的逆变器电路4；作为受电电力而从送电线圈7接受电力的受电线圈8；以及以比所述受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动逆变器电路4的送电控制电路13。

此外，本发明的非接触充电方法，从逆变器电路4向送电线圈7输出送电电力，以比从送电线圈7接受的受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动逆变器电路4。

该构成的非接触充电装置以及非接触充电方法能够高效地控制送电电力。

(实施方式1)

图2是本发明的实施方式1中的非接触充电装置的电路图。非接触充电装置由送电装置和受电装置构成。

如图2所示，送电装置具备：商用电源1；对商用电源1的输出电压或输出电流进行整流的整流电路2；与整流电路2的输出端连接的电容器29；输入电力探测部5；对整流电路2的输出电压进行升压或降压并向逆变器电源部18输出的升降压电路15；逆变器电源部18；与逆变器电源部18连接的逆变器电路4；与逆变器电路4的输出端连接的第1谐振电容器6；送电线圈7；送电电力探测部30；和送电控制电路13。

输入电力探测部5、升降压电路15、和逆变器电源部18构成由送电控制电路13来控制的电源电路3。

逆变器电路4具有：进行接通/断开的半导体开关(开关元件)19、20、24、26；与半导体开关逆并联连接的二极管21、22、25、27；和包含与半导体开关并联连接的缓冲电容器16、17的缓冲电路23、28。

此外，受电装置具备：接受从送电线圈7传输的电力的受电线圈8；第2谐振电容器9；整流电路11；受电电力探测部10；作为充电对象的电池12；和受电控制电路14。

图3(a)以及图3(b)中示出非接触充电装置中的受电电力的频率特性。图3(a)表示逆变器电源部18的电压低的情况下的受电电力的频率特性，图3(b)表示逆变器电源部18的电压高的情况下的受电电力的频率特性。

如图3(a)以及图3(b)所示，在本实施方式中具有受电电力成为极大值的受电电力极大频率为1个(图中的f3)的频率特性32、或者受电电力极大频率为2个(图中的f1和f2)的频率特性31。这些根据送电线圈7与受电线圈8之间的气隙、电池电压等而变化。

接着，对非接触充电装置的电路中的各模块的动作进行说明。

例如若通过电推动车辆的移动，安装于电推动车辆的受电线圈8被配置成与送电线圈7大致对置，则受电控制电路14将充电所需的信息(要求充电电力、电池电压等)发送到送电控制电路13。接收到充电所需的信息的送电控制电路13为了发送要求充电电力，而驱动升降压电路15以及逆变器电路4(使升降压电路15比逆变器电路4更先起动)。即，送电控制电路13以下限驱动频率来驱动逆变器电路4，并使升降压电路15的输出电压大小变化，由此来控制送电电力。

升降压电路15对整流电路2的输出电压进行升压或降压，并向逆变器电源部18输出。在充电开始时的起动控制工序中，升降压电路15向逆变器电源部18输出比来自商用电源1的电压更低的电压，并对逆变器电路4进行设定，使得起动时的送电电力充分低。即，将逆变器电源部18的电压设定得低于来自商用电源1的电压。具体来说，调整为送电电力成为约100W以下较为理想。

在逆变器控制工序中，逆变器电路4以高于受电电力极大频率的频率而起动，并以给定的周期和控制量，将驱动频率降低至下限驱动频率。即，送电控制电路13在逆变器电源部18的电压低于来自商用电源1的电压的状态下，基于给定的周期和控制量，将逆变器电路4的驱动频率降低至下限驱动频率。

例如若驱动频率为图3(a)以及图3(b)所示的极大频率f1则将驱动频率降低至f1_limit，若为极大频率f2则将驱动频率降低至f2_limit，若为极大频率f3则将驱动频率降低至f3_limit。此外，驱动频率的可变范围也可以如图3(a)以及图3(b)所示，驱动频率在以f1_limit来执行动作的情况下为f1_limit以上，在以f2_limit来执行动作的情况下为f2_limit以上且f3以下，在以f3_limit来执行动作的情况下为f3_limit以上。

在本实施方式中，作为一例，对以f1_limit来执行动作的情况下的非接触充电装置的动作进行说明。

若驱动频率达到f1_limit，则接下来转移到升降压电路控制工序。送电控制电路13基于给定的周期和控制量来逐渐提高地设定逆变器电源部18的电压，并对升降压电路15进行控制，使得受电电力探测部10的探测结果与要求充电电力相等。如前所述，图3(a)表示逆变器电源部18的电压低的情况下的受电电力的频率特性，图3(b)表示逆变器电源部18的电压高的情况下的受电电力的频率特性。

接着，以下对受电电力达到要求充电电力后的非接触充电装置的动作进行说明。

若继续进行充电，则电池电压上升，图3(a)以及图3(b)的线31向线32发生变化，下限驱动频率也从f1_limit向f3_limit发生变化。送电控制电路13根据从受电控制电路14发送的信息(电池电压、要求充电电力、受电电力等)来使下限驱动频率追随，对升降压电路15进行控制。具体来说，若电池电压上升，则基于给定的周期和控制量将驱动频率设定得较低，使得与变低的下限驱动频率一致。

电池12一般若以过电力进行充电，则出现异常发热所引起的破裂等不安全。因此，在本发明的非接触充电装置中，在以f1_limit来执行动作的情况下，随着充电进展，受电电力极大频率f1向f3改变。即，由于受电电力极大频率随着充电而转变为低的频率，因此通过进行控制使得逆变器电路4的驱动频率追随转变后的受电电力极大频率，能够避免以过电力进行充电的危险。像这样，送电控制电路13对逆变器电路4的驱动频率进行控制，使得将下降后的受电电力作为要求充电电力。

另外，即使取代f1_limit而以f2_limit来执行动作，也能够实现本发明的效果即高效的非接触充电。

此外，在本实施方式中，如图3(a)以及图3(b)所示，说明了若充电进展则受电电力极大频率变为1个情况，但根据电池特性以及/或者气隙等还存在即使在即将满充电之前受电电力极大频率也为2个的情况。即使在这种情况下，当然也能够获得本发明的同样的效果。

如本发明中的送电控制电路13那样，使逆变器电路4以下限驱动频率来执行动作，并通过升降压电路15来控制送电电力，由此能够高效地控制送电电力。

即，送电控制电路13在半导体开关断开时，以能够使缓冲电容器充电至逆变器电源部18的电压为止或者放电至零为止的下限驱动频率来对逆变器电路4进行驱动。

为了更加详细地说明下限驱动频率f1_limit～f3_limit，以下详细说明逆变器电路4的构成和动作。

如图2所示，逆变器电路4的输入端子与逆变器电源部18的两端连接。在逆变器电源部18的两端连接有开关元件19以及开关元件20的串联连接体。在开关元件19、20上分别逆并联地连接有二极管21、22、即使得开关元件的高电位侧端子(集电极)与二极管的阴极侧端子连接。

此外，在开关元件20(或者开关元件19)上并联连接有由缓冲电容器16构成的缓冲电路23。进而，在开关元件20与开关元件26的高电位间，连接有第1谐振电容器6、送电线圈7以及送电电力探测部30的串联连接体。

图4(a)～图4(f)中示出正常时的逆变器电路4的动作波形。向开关元件19、20施加图4(d)以及图4(e)所示那样的栅极电压波形来使开关元件19、20接通/断开，由此在第1谐振电容器6和送电线圈7产生图4(f)所示那样的交流电流。

若从开关元件19接通的状态进行断开，则缓冲电容器16以送电线圈7、第1谐振电容器6、和缓冲电容器16的谐振所引起的缓和的倾斜度而放电，因此开关元件19实现零伏特开关动作(ZVS，Zero Voltage Switching)关闭动作。

此外，若缓冲电容器16放完电则二极管22接通，在二极管22接通的期间中向开关元件20的栅极施加接通信号。若在该状态下进行待机，则送电线圈7的谐振电流的朝向发生反转，二极管22关闭从而在开关元件20中电流发生逆流，开关元件20实现ZVS&零电流开关动作(ZCS，Zero Current Switching)开启动作。

另一方面，若从开关元件20接通的状态进行断开，则缓冲电容器16以送电线圈7、第1谐振电容器6、和缓冲电容器16的谐振所引起的缓和的倾斜度进行充电，因此开关元件20实现ZVS关闭动作。

此外，若缓冲电容器16被充电至与逆变器电源部18相同的电压，则二极管21接通，在二极管21接通的期间中向开关元件19的栅极施加接通信号。若在该状态下进行待机，则送电线圈7的谐振电流的朝向发生反转，二极管21关闭从而在开关元件19中电流发生逆流，开关元件19实现ZVS&ZCS开启动作。

在本实施方式中，开关元件19、20设置空载时间(作为一例为2μs)的间隔Td来交替地接通/断开以不使逆变器电源部18短路。另外，图中的T表示在送电线圈7中流过的电流的1个周期，Ton表示开关元件19的接通期间。

像这样本实施方式中的逆变器电路4中含有的半导体开关使用在送电线圈7中积累的能量，来将缓冲电容器充电至逆变器电源部18的电压为止或者放电至零为止，由此能够降低开关动作损耗。

即，为了降低开关动作损耗，如图4(a)所示，需要将在如下范围内最低的频率作为驱动频率，来使逆变器电路4执行动作，该范围是指：根据将半导体开关断开时的电流值Ia而算出的送电线圈7中积累的式(1)的能量W_L成为为了将缓冲电容器充电至逆变器电源部18的电压Vinv为止或者放电至零电压为止所需的式(2)的能量W_C以上的范围。这里，

W_L＝L·Ia²/2...(1)

W_C＝C·Vinv²/2...(2)

L表示送电线圈7的电感，C表示缓冲电容器16、17各自的静电容量。

实际上，由于存在基板图案、导线的电阻分量R等所引起的损耗P_loss，因此式(1)的能量W_L只要为式(2)的能量W_C与式(3)的损耗P_loss之和以上即可。这里，

P_loss＝R·I²...(3)

即，缓冲电容器16、17只要能够充电至Vinv为止或者放电至零为止即可，此时的驱动频率被定义为下限驱动频率(f1_limit～f3_limit)。

图5(a)～图5(f)中示出在本实施方式中以受电电力极大频率f1对逆变器电路4进行了驱动的情况下(即高损耗时)的逆变器电路4的动作波形。如图5(a)以及图5(b)所示，在此情况下电流值Ia非常小，不再满足式(1)的能量W_L为式(2)的能量W_C以上的条件。而且，在半导体开关接通时，由半导体开关和缓冲电容器将逆变器电源部18短路的短路电流、或者由半导体开关将缓冲电容器的剩余电压Va短路的短路电流被施加于半导体开关。因此，在这种动作模式下，不仅半导体开关的损耗剧增，浪涌电流所引起的噪声也剧增。因此，如图6(a)所示，电力传输效率33在下限驱动频率f1_limit下成为极大。根据本发明，以不成为图5(a)～图5(f)所示那样的损耗和噪声剧增的动作模式的下限驱动频率来使逆变器电路4执行动作，由此能够维持电力传输效率地控制送电电力，并且能够实现低噪声化。图6(b)表示下限驱动频率f2_limit下的电力传输效率33，在下限驱动频率f2_limit下成为极大。

下限驱动频率可以由以下所示的几个方法来决定。

作为第1方法，对基于送电电力探测部30的决定方法进行说明。如图7所示，本实施方式中的送电电力探测部30具备：电流探测部34；电压探测部35；和将电流探测部34的探测结果和电压探测部35的探测结果相乘来算出电力的平均值的电力运算部36。

送电控制电路13能够在将半导体开关断开的定时，取得电流探测部34的检测值(即电流值Ia)，并通过式(1)来算出能量W_L作为下限驱动频率。此外，送电控制电路13能够取得电压探测部35的检测值(即逆变器电源部18的电压Vinv)，并通过式(2)来算出下限驱动频率。

作为第2方法，在逆变器电路控制工序中，算出使逆变器电路4的驱动频率发生变化(更详细来说，控制得较低)的前后的受电电力(由输入电力探测部5检测出的输入电力)的变化量，将在该变化量为给定值以上的范围内最低的频率决定为下限驱动频率。

如图3(a)以及图3(b)所示，在下限驱动频率下受电电力的变化量相对于驱动频率的变化量而言变少，利用这一特性来决定下限驱动频率。另外，也可以取代受电电力的变化量而根据送电电力的变化量来决定。

此外，即使在驱动频率高的情况下受电电力的变化量也较少，因此通过附加受电电力为给定值α以上并且受电电力的变化量为给定值β以上这样的条件，能够适当地决定下限驱动频率。

另外，如图3(b)所示，给定值β为倾斜度，在谐振点附近随着接近下限动作频率f1_limit而变小。因此，只要探测出倾斜度β为给定的倾斜度以下(即，倾斜度β为大致水平)，则能够探测f1_limit。

作为第3方法，在逆变器电路控制工序中，根据输入电力探测部5的探测结果和受电电力探测部10的探测结果来算出送电效率，由此将送电效率最大的频率决定为下限驱动频率。

在此，如图7所示，输入电力探测部5具备：探测在升降压电路15中流过的电流的电流探测部34；探测整流电路2的输出电压的电压探测部35；和将电流探测部34的探测结果与电压探测部35的探测结果相乘来算出电力的平均值的电力运算部36。受电电力探测部10也构成为图7那样。

另外，也可以对以上那样的方法的任意1个或多个进行组合，来决定下限驱动频率。

如图7所示，本实施方式中的输入电力探测部5、送电电力探测部30以及受电电力探测部10由电流探测部34、电压探测部35、和电力运算部36构成。不过，在能够由电流或电压的任意一方来推定各电力的情况下，也可以仅有电流探测部34以及电压探测部35中的任意一方。

图8中示出本实施方式中的升降压电路15的构成。如图8所示，升降压电路15具有：扼流线圈37；半导体开关38；电解电容器39；扼流线圈40；二极管41；和电解电容器42。

电解电容器42也可以与逆变器电源部18共有而削除。升降压电路15若将半导体开关38的接通时间设定得较长则输出电压上升，若将接通时间设定得较短则输出电压下降以使得小于整流电路2的输出电压。

如前所述，送电控制电路13对半导体开关38的接通时间进行调整，以使受电电力成为要求充电电力。

此外，受电控制电路14具备发送所需的信息的发送部，送电控制电路13具备接收从受电控制电路14发送的信息的接收部，但也可以使与逆变器电路4不同的频率的信号重叠于送电线圈7和受电线圈8，在送电线圈7与受电线圈8之间进行通信。在此情况下，不需要受电控制电路14的发送部以及送电控制电路13的接收部，能够实现非接触充电装置的小型/轻量化。

(实施方式2)

如图9所示，本发明的实施方式2中的非接触充电装置，在受电控制电路14内具备受电侧ID存储部43，在送电控制电路13内具备起动频率存储部44。

受电控制电路14在充电开始时将充电所需的信息和受电侧ID发送到送电控制电路13。接收到所需的信息的送电控制电路13使该信息中包含的电池电压以及逆变器电路4的起动频率与受电侧ID相对应而存储到起动频率存储部44中。然后，送电控制电路13基于受电侧ID与电池电压和逆变器电路4的起动频率之间的对应关系，来选择逆变器电路4的起动频率。

以下，详细说明本发明的非接触充电装置中的起动频率选择的动作。

若安装于电推动车辆的受电线圈8被配置成与送电线圈7大致对置，则受电控制电路14将充电所需的信息(要求充电电力、电池电压、受电侧ID等)发送到送电控制电路13。接收到信息的送电控制电路13为了对要求充电电力进行送电，而对升降压电路15以及逆变器电路4(使升降压电路15比逆变器电路4更先起动)进行驱动。

升降压电路15对整流电路2的输出电压进行升压或降压，并向逆变器电源部18输出。在充电开始时的起动控制工序中，升降压电路15向逆变器电源部18输出比来自商用电源1的电压更低的电压，并对逆变器电路4进行设定，使得起动时的送电电力充分低。即，将逆变器电源部18的电压控制得低于来自商用电源1的电压。具体来说，调整为送电电力成为约100W以下较为理想。

在逆变器控制工序中，送电控制电路13从送电控制电路13内所具备的起动频率存储部44中选择受电侧ID和适合电池电压的逆变器电路4的起动频率，然后基于给定的周期和控制量，将驱动频率降低至下限驱动频率。

图10(a)中示出电池电压低的情况下的气隙小时(线45)和气隙大时(线46)的受电电力的频率特性，图10(b)中示出电池电压高的情况下的气隙小时(线47)和气隙大时(线48)的受电电力的频率特性。

在本实施方式中，成为f1a＞f1b的关系，如图10(a)以及图10(b)所示，受电电力极大频率根据气隙和电池电压而变化。例如，若对线45的情况进行说明，则从起动频率存储部44中选择起动时的受电电力Ps为给定值(在本实施方式中为Ps＝100W)以下的起动频率fs1a。起动后，逆变器电路4将驱动频率降低至下限驱动频率f1a_limit。

由于气隙根据车辆装载重量等而变化，因此从非接触充电装置无法进行检测。但是，即使在气隙大(线46)时以气隙小时(线45)的起动频率fs1a进行起动，受电电力也成为Ps以下，因此不成问题。

在此，图11中示出起动频率存储部44的存储内容。如图11所示，起动频率存储部44存储有与受电侧ID和电池电压对应的起动频率。例如，在受电侧ID＝1并且电池电压＝100V(低)的情况下，起动频率＝fs1a被选择。因此，还能够根据电池电压来使起动频率变化，还能够对应电池的老化所引起的特性变化等。

另外，也可以搭载检测气隙的传感器，起动频率存储部44存储与受电侧ID、电池电压、和气隙相对应的起动频率。在此情况下，能够进一步缩短达到下限驱动频率的时间。

若驱动频率达到f1a_limit，则接下来转移到升降压电路控制工序。送电控制电路13基于给定的周期和控制量来逐渐提高地设定逆变器电源部18的电压，并对升降压电路15进行控制，使得受电电力探测部10的探测结果与要求充电电力相等。

像本实施方式这样，送电控制电路13通过根据受电侧ID和电池电压来选择逆变器电路4的起动频率，能够缩短达到受电电力极大频率为止的时间。此外，通过可靠地降低不稳定的起动时的受电电力(或送电电力)，能够使逆变器电路4、升降压电路15等不发生故障地安全起动。

此外，在未存储在起动频率存储部44中的受电侧ID的情况下，送电控制电路13向驾驶者确认是否进行充电，在驾驶者选择了进行充电的情况下，在起动频率决定工序中执行动作。

在起动频率决定工序中，送电控制电路13以给定的频率来起动逆变器电路4，在逆变器电路4起动后，基于给定的周期和间隔(或者控制量)，将频率设定得较低。此外，送电控制电路13将达到了起动时的受电电力Ps(在本实施方式中为约100W)的频率存储到起动频率存储部44中。

像这样，在起动频率存储部44中追加受电侧ID，使得能够将受电侧ID、电池电压、和起动频率建立对应地进行存储，由此能够应对各种各样的车辆，能够使使用方便性提高。

另外，起动频率决定工序的起动频率，应由在本系统的动作保证范围内成为受电电力Ps的驱动频率最高的、气隙和电池电压来决定。

此外，送电控制电路13在使逆变器电路4以存储在起动频率存储部44中的起动频率而起动时，若检测出受电电力为Ps以上则在起动频率决定工序中执行动作，再次选定起动频率。这样一来，能够避免在逆变器电路4起动时成为过电力，能够防止电路的故障等。

工业实用性

本发明所涉及的非接触充电装置能够应用于电动车辆用的非接触充电系统等。此外，在以电动车辆用以外的送电线圈和受电线圈为对的非接触充电装置中，通过对逆变器电路应用本发明的控制方法，能够获得同样的效果。

Claims

1.一种非接触送电装置，具备：

送电线圈，其向受电线圈送出电力；

逆变器电路，其将送电电力向所述送电线圈输出；和

逆变器电源部，其与所述逆变器电路的输入端连接，

所述逆变器电路包括半导体开关和缓冲电路，该缓冲电路包括与所述半导体开关并联连接的缓冲电容器，

所述非接触送电装置的特征在于，还具备：

送电控制电路，其以比受电电力成为1个或2个极大值的受电电力极大频率更高的频率来驱动所述逆变器电路，

所述送电控制电路在所述半导体开关断开时，以能够使所述缓冲电容器充电至所述逆变器电源部的电压为止或者放电至零为止的下限驱动频率来驱动所述逆变器电路，

在所述受电电力极大频率发生变化的情况下，所述送电控制电路进行控制而使得所述下限驱动频率追随变化后的所述受电电力极大频率。

2.根据权利要求1所述的非接触送电装置，其中，

还具备向所述逆变器电源部输出任意的电压的升降压电路，

所述送电控制电路以所述下限驱动频率来驱动所述逆变器电路，并使所述升降压电路的输出电压大小变化，由此来控制所述送电电力。

3.根据权利要求2所述的非接触送电装置，其中，

所述送电控制电路将所述逆变器电源部的电压设定得低于来自商用电源的电压。

4.根据权利要求3所述的非接触送电装置，其中，

所述送电控制电路在所述逆变器电源部的电压低于来自所述商用电源的电压的状态下，基于给定的周期和控制量，将所述逆变器电路的驱动频率降低至所述下限驱动频率。

5.根据权利要求1所述的非接触送电装置，其中，

所述下限驱动频率是在以下范围内最低的频率，该范围是：根据将所述半导体开关断开时的电流值而算出的所述送电线圈的积累能量成为能够将所述缓冲电容器充电至所述逆变器电源部的电压为止或者放电至零电压为止的能量以上的范围。

6.根据权利要求2所述的非接触送电装置，其中，

还具备连接在商用电源与所述升降压电路之间的输入电力探测部，

所述下限驱动频率是在以下范围内最低的频率，该范围是：使所述逆变器电路的驱动频率发生变化前后的所述输入电力探测部所检测出的输入电力的变化量为给定值以上的范围。

7.根据权利要求1所述的非接触送电装置，其中，

所述送电控制电路根据受电侧ID和电池电压来选择所述逆变器电路的起动频率。

8.一种非接触送电装置，具备：

送电线圈，其向受电线圈送出电力；

逆变器电路，其将送电电力向所述送电线圈输出；和

逆变器电源部，其与所述逆变器电路的输入端连接，

所述非接触送电装置的特征在于，还具备：

送电控制电路，其以所述电力的电力传输效率成为最大的频率来驱动所述逆变器电路，

在所述电力的电力传输效率成为最大的频率发生变化的情况下，所述送电控制电路进行控制而使得所述下限驱动频率追随变化后的所述电力传输效率成为最大的频率。