CN1061489C - 直接变频调谐器 - Google Patents

Abstract

用于对模拟或数字电视信号调谐的直接变频调谐器包括第一和第二通道，每个通道具有被连接在RF输入端和输出组合单元之间的第一和第二混频器以及插入滤波器级。第一混频器接收各自的具有相同频率但有正交相位关系的第一本振信号。第一本振信号的频率按照所选定的频道被控制，以使它位于各自的RF信号的频谱范围内。第二混频器接收各自的具有相同频率但有正交相位关系的第二本振信号。第二本振信号的频率位于滤波器级的通带以上。数字增益和相位均衡网络被包括在一个通道中，用于调整两个通道的相对增益和相移，并且由微计算机根据在第一和第二通道内的各自的点处采样的信号进行自动控制，以减小相对增益和相移。结果，对不想要的分量的几乎完全的抵消可出现在输出组合单元中。

Description

直接变频调谐器

技术领域

本发明涉及对电视接收机特别有用的所谓的直接变频调谐器。

发明背景

被称为调谐式射频调谐器(TRF)的早先类型的调谐器包括几个射频(RF)放大器，它们都调谐在所要传输信道的射频信号的频率，紧接在后面的是检波部分，它没有在后来的调谐器中所用的相干涉的混频器。这样的调谐器由于没有混频器，能提供相当好的无失真性能。然而，TRF调谐器趋向于尺寸较大且由于需要大量射频放大器，存在稳定性和增益控制的问题。而且，TRF调谐器不能提供一致的和足够的信号选择性。

今天主要使用的调谐器类型是被称作为“外差式”或“超外差式”的调谐器。在其称作为“单变频”调谐器的最简单的形式中，它包括可调谐的射频放大器，其后是包括混频器和本地振荡器在内的变频级。变频级产生中频(IF)信号，它相应于所接收的射频信号，但具有较低的频率。IF信号被IF滤波器部分滤波，其最终给出的信号被加到检波部分。变频级和其后面的IF滤波器部分的组合比起TRF调谐器给出了好得多的选择特性。本地振荡器频率与所想要的射频信号频率相差为(通常是高于)所想要的IF信号的频率。在电视接收机中，本振信号被控制成使相当于射频图像载频的IF图像载频处在标称频率上，例如美国定在45．75MHz，而欧洲定在38．9MHz。

单变频调谐器可被做得相当小和相对较便宜。然而，由于变频级中所包括的混频器信号传输特性的三阶和高阶分量，它产生不想要的相互调制和交叉调制产物。各个不想要的变频产物，在调谐器领域内被称为“镜象”、“半个中频”和“中频差拍”，仍旧是个问题。IF滤波器被设计得能使不想要的变频产物为最小，以及也使得对相邻频道响应的抑制(选择性)。这样，对IF频率的选择是一种折衷。结果，调谐器的对不想要的变频产物的抑制和选择性可能是不够的。

由于在大的有线电视系统中现在可提供的“邻接”的频道的不断增加的数目，单变频调谐器的低效变得特别麻烦。随着数字电视传输系统的来临，例如高清晰度电视(HDTV)，问题变得更为困难，因为这些系统充分利用了可供使用的频道频谱，且在频道之间只存在很小的几百千赫(KHz)的防护频带。另外，用于调谐数字电视信号的调谐器的总的频率响应必须一直保持平坦到频道边缘，但是无论如何，为了适当的对邻近频道的抑制在边缘处它要有很陡峭的“滚降”(衰减)。这就使得设计合适的IF滤波器更复杂，因为趋向于使IF滤波器容易设计的Nyquist斜率和声阱不能在数字系统中使用。另外，可以期望，模拟的和数字的电视信号都在过滤期间被发射。在这种情况下，为了更好地接收数字信号，甚至需要更高的邻近频道选择性，因为数字电视信号将以比模拟电视信号小得多的功率发射。

超外差调谐器的“双变频”变更方案被开发以克服单变频调谐器的缺点。在这种调谐器中，第一变频级后面接有第一IF滤波器部分，第二变频级和第二IF滤波器部分。第一IF部分有很高的频率范围，典型地数量级为620MHz。第二IF部分有低得多的频率范围，典型地和单变频调谐器的唯一的IF滤波器部分相同。第二IF部分后面接有检波部分。

第一IF滤波器部分的非常高的频率使相应于不想要的变频响应，例如“镜象”响应的RF信号处在容易被在第一变频级之前的可调谐RF级所抑制的频率上。低频率的第二IF提供了为现代电视接收所需要的相邻频道的选择性。不幸地，双变频调谐器系统比起单变频调谐器来说，需要附加的RF和IF电路，且附加电路的很大一部分必须工作在需要大量屏蔽的相当高的频率上。结果，双变频调谐器尺寸相当大，且较昂贵。

被称作为“直接变频”调谐器的另一类型的调谐器比起TRF和外差式调谐器来说，改善了对不想要的变频产物的抑制和选择特性。直接变频调谐器按照第三种调谐方法工作，其中第一变频级的本振信号的频率被设置为所想要的信道的频带的中点。第一变频级的产物为相当低的频率。因为第一变频级的频率位于所要的RF信号的频谱内，所以没有镜象响应。另外，在第一变频级输出端所产生的信号的非常低的频率范围使得有可能很容易提供能抑制相邻频道信号的滤波器。

不幸地，由于第一本振信号被定在所要的频道的频带的中心，所以所要频道的上边带和下边带都将被变频为第一IF信号的频带，这样在第一IF信号的频谱中，下边带(LSB)实际上被折叠到上边带(USB)上。由于LSB和USB占用相同的频带，因此必须在检波以前再次把LSB和USB分离开。为完成这一任务，直接变频调谐器被做成如图1所示的那样。

基本上，直接变频调谐器包括两个通道，每个通道有两个变频级。所接收的RF信号通过调谐的RF放大器被加到两个混频器M1A和M1B中的每一个上，该RF放大器可提供增益和一定的选择性。所希望地，RF放大器的增益可根据自动增益控制信号(AGC)(图上未示出)被自动地控制。由第一本地振荡器L01产生的本振信号被调谐到下边带(LSB)和上边带(USB)之间的所希望的频道的频带的中心频率ω₀上，如图2a所示。第一本振信号藉移相电路PS1被分割为用来驱动混频器M1A和M1B的两个正交分量。混频器M1A和M1B的各自的IF输出信号被两个低通滤波器LPFA和LPFB滤波。低通滤波器LPFA和LPFB提供必要的选择性以抑制相邻频道的响应和混频器M1A和M1B的高阶产物。

混频器M1A和M1B的每个输出信号包括相应于所接收的RF信号下边带(LSB)和上边带(USB)部分的下边带部分和上边带部分。然而，如前面所述，LSB部分被折叠，这样它就重迭在USB部分，并占用相同的频率范围，如图2b所示。低通滤波器LPF A和LPF B的输出信号被加到第二对混频器M2A和M2B的各自的一个混频器。混频器M2A和M2B由第二本地振荡器L02和第二移相电路PS2所产生的第二对正交本振信号的各自的一个信号所驱动。各个第二本振信号具有的频率ωN位于低通滤波器LPF A和LPF B的截止频率以上，以满足Nyquist准则。混频器M2A和M2B的输出信号被加到一个加法单元SV以产生具有包括分离的下边带和上边带部分的频谱的输出信号，如图2c所示。该输出信号被加到能对此信号进行解调的解调器(图上未示出)，解调后的结果被加到更进一步的信号处理部分。

图1所示的直接变频调谐器的工作可藉非常简单的例子从数学上被充分理解，在此例中所接收的RF信号被假定为包括sin(ω₀+ω₁)的正弦上边带分量和sin(ω₀-ω₂)的正弦下边带分量，如图3a所示。也假定两个通道的增益和相移是相同的。在直接变频调谐器的各个不同点处所产生的信号分量的相位由图1中的矢量箭头所表示。而且，相应于信号分量的各个不同的数学因子的系数在以下的描述中已被归一化。

被加到第一混频器M1A和M1B上的正交第一本振信号分别被表示为sinω₀和cosω₀，而被加到第二混频器M2A和M2B的正交第二本地振荡信号被分别表示为sinωN和cosωN。在低通滤波器LPF A的输出端处产生以下信号：

    cosω₁+cosω₂在低通滤波器LPF B的输出端处产生以下信号：

    sinω₁-sinω₂低通滤波器LPF A和LPF B的输出端处的频谱示于图3b。

由混频器M2A进行的第二混频工作的结果产生以下的输出信号：

sin(ωN+ω1)+sin(ωN-ω1)+sin(ωN+ω2)+sin(ωN-ω2)由混频器M2B进行的第二混频工作的结果产生以下的输出信号：

sin(ωN+ω1)-sin(ωN-ω1)-sin(ωN+ω2)+sin(ωN-ω2)由加法器SU给出的混频器M2A和M2B的两路输出信号的相加导致了以下信号：

    sin(ωN+ω1)+sin(ωN-ω2)在加法器SU的输出端处的频谱示于图3c。

直接变频调谐器的工作取决于在两个通道中所产生的不想要的分量的抵消情况(比较上述的混频器M2A和M2B的包括sin(ωN-ω1)和sin(ωN+ω2)项的输出信号)。正如以上所述的，对至今为止所提供的直接变频调谐器的工作的描述假定两个通道的相应元件的增益和相移是相同的，导致了在两个通道的输出信号经加法器SU进行相加后不想要的分量可完全抵消。然而，实际上，两个信道的增益和相位特性不尽相同，且随温度和时间而改变。增益和相位特性影响了图1所示的矢量的相位和幅度。结果，对于不想要的分量的完全抵消不再发生，导致了由加法器SU所产生的输出信号中的不想要的分量的产生并降低了解调信号的质量。当所接收的RF信号相当复杂，例如是电视信号，它并不单纯地包括下边带正弦分量和上边带正弦分量时，像以上描述所假设的那样。

在电视信号被图1所示的那种直接变频调谐器调谐时不想要的寄生分量的产生在图4a、4b和4c中被说明。图4a显示了单个频道的电视信号的频谱。它包括图像载波(PIX)，彩色副载波(SC)和声音载波(SOUND)。第一本振信号的频率ω₀大体位于图像载波和声音载波之间的中部。图4b显示由第一混频工作造成的信号频谱。图4c显示了加法器SU的输出信号的频谱。对于加法器SU的输出信号的在第二本振信号频率ωN右面的每个所希望的分量，存在有在左面的不希望的“伴随分量”；以及对于加法器SU的输出信号的在频率ωN左面的每个所希望的分量，存在有在右面的不希望的“伴随分量”。例如，图像载波的“伴随分量”出现在彩色副载波和声音载波之间的频率ωN的右面。不想要的“伴随分量”的出现引起解调的视频信号中的讨厌的差拍图案也可能反过来影响所解调的视频信号。这样的不想要的分量应当希望被压缩45到50dB的量级以得到电视接收机的最佳性能。这就意味着，增益和相位误差应当希望分别被保持为小于0．05dB和0．5°，以得到电视接收机的最佳性能。用手工调整，并不能得到和保持这样的性能标准。

发明概述

本发明的目的在于提供一种用于对在RF输入端接收的多个RF信号中所选定的信号调谐并在输出端产生输出信号的调谐装置，其中数字增益和相位均衡网络被包括在一个通道中，用于调整两个通道的相对增益和相移，并且由微计算机根据在第一和第二通道内的各自的点处采样的信号进行自动控制，以减小相对增益和相移。结果，在输出组合单元中几乎完全抵消了不想要的分量。

本发明涉及用于自动减小直接变频调谐器的两个通道的增益和相位差误差以减小在输出信号中不想要的分量的产生的装置。按照本发明的一个方面，一个多频率参考信号被插入在两个通道的各自的插入处作为测试信号，然后在两个通道的各自的测量点处所产生的信号在幅度和相位上进行比较，以产生关系到例如由于IF低通滤波器引起的在两个信道之间的增益和相移差的所谓的“起伏”增益和相位差响应。按照本发明的另一方面，在两个测量点处产生的响应于所选频道的RF信号的信号也在幅度和相位上进行比较，以产生关系到一个或多个变频级的增益和相移差的所谓“直流”增益和相位差值。“起伏”增益和相位响应与“直流”增益和相位差值被用来控制增益和相位校正网络，以便两个通道的所测量的信号之间的幅度和相位差得以减小，优选地，装置以数字式实施例完成，其中模拟-数字变换器被包含在第一变频级之后的每个通道中，以及在第二变频级后，增益和相位校正单元包含数字滤波器。自动增益和相位均衡装置的工作在每次电视接收机被打开或选择新频道时可自动起始。

本发明的这些和其它方面将参照附图予以描述。

附图的简要描述

附图中，图1、2a-2c、3a-3c和4a-4c涉及本发明的背景情况，并已在前面被描述。概略地：

图1是如在现有技术熟知的直接变频调谐器的方框图；

图2a、2b和2c是图1所示的直接变频调谐器的各个不同点处的信号频谱的图形表示；

图3a、3b和3c是假定输入信号由两个正弦分量组成的条件下，图1所示的直接变频调谐器的各个不同点处的信号频谱的图形表示；

图4a、4b和4c是在输入信号包含模拟电视信号时，图1所示的直接变频调谐器的各个不同点处的信号频谱的图形表示。

附图中剩余的图关系到本发明的实施例。概要地：

图5是按照本发明的一个方面所构成的包括自动增益和相位均衡装置的直接变频调谐器的方框图；

图6是对于理解增益和相位误差是如何由自动增益和相位均衡装置进行测量的是很有用的矢量图；

图7a和7b，8a和8b，以及9a和9b对于理解自动增益和相位均衡装置所使用的相位和增益校正信息是如何得到的是很有用的相位和增益误差频谱的图形表示；

图10是对于理解自动增益和相位均衡装置所使用的相位和增益校正信息是如何得到的很有用的矢量图；

图11a和11b是对相位和增益均衡所需要的且由图7a和7b，8a和8b，9a平9b，以及10中所说明的工作给出的相位和增益校正响应的频谱的图形表示；

图12是表示自动增益和相位均衡装置的总的运行的流程图。

附图的详细描述

图5所示直接变频调谐器总体上类似于图1所示的直接变频调谐器，但它包括附加的元件，这包括按照本发明的一个方面所构成的自动增益和相位均衡装置以及某些相关元件。图5所示的直接变频调谐器中的某些元件与图1所示直接变频调谐器的相应元件具有相同的或类似的功能，这些元件用相同的或类似的参考标号来代表且将不再予以详细描述。

自动增益和相位均衡装置包括增益和相位校正网络，它包括标以GC的第一增益控制单元和实际上用于相位校正的、因而标以PC的第二增益控制单元。增益和相位校正网络被插入在LPFA和输出加法器SU2之间的通道A中。增益校正单元GC和相位校正单元PC包含各自的可编程数字滤波器，它们可由微机MC控制以调整通道A的增益和相位特性，以便通道A和B的相位特性的增益几乎是相同的。增益校正单元GC和相位校正单元PC，例如包括有限冲击响应(FIR)滤波器。微计算机MC根据测试信号对恰好在第二混频器M2A和M2B之前的点A和B处所产生的信号进行采样。然后确定采样信号的相对幅度和相位以产生用于增益校正单元GC和相位校正单元PC的滤波系数控制信号。为此，微计算机MC产生标记为ω_REF的参考信号，它通过，例如，电阻RA和RB，作为测试信号被插入在恰好是第一混频器M1A和M1B之后。微计算机MC根据所选择的频道的接收的RF信号也对在点A和B处所产生的信号进行采样，然后确定采样信号的相对幅度和相位以产生滤波系数控制信号。滤波系数控制信号将在下面予以详细描述。微计算机可包含用来控制电视接收机其它功能的相同的微计算机。

图5所示的本发明的实施例中，增益和相位校正可藉把两个成正交相位关系的信号相加来完成，将参照图10所示的矢量图在下面予以更详细的描述。为此，增益校正单元GC和相位校正单元PC(实际上它是另一个增益控制单元)被包括在各个路径中，在这些路径上各个信号成正交相位关系。更具体地，增益校正单元GC接收在第二混频器M2A的输出端的点C处产生的信号，而相位校正单元PC接收在附加混频器M3的输出端的点F处产生的信号。加到通道B的第二混频器M2B的相同的本振信号被加到附加混频器M3，以便使加到混频器M2A和M3的振荡信号成正交相位关系(分别为sinωN和cosωN)。结果，在点C和F处产生的信号成正交相位关系。在点C′处产生的增益控制单元GC的输出信号藉助于附加的加法单元SU2与在点F′处产生的相位校正单元PC的输出信号相加。在附加的加法单元SU2的输出端的点G处产生的信号藉助于相应于图1所示直接变频调谐器的加法单元SU的加法单元SU1与混频器M2B的输出端的点D处产生的信号相组合。加法器SU1的输出端的在点E处产生的信号被加到解调器部分(图上未示出)。

由于增益和相位均衡装置在图5所示的直接变频调谐器中是以数字信号形式来完成的，所以模拟-数字转换器ADC A和ADC B被加到第二变频级之前的各自的通道A和B。ADC A和ADC B接收来自各自的放大器AMP A和AMP B的对LPF A和LPF B的输出信号放大后的信号。放大器AMP A和AMP B的输出信号通过各自的电容CA和CB被电容耦合到ADC A和ADC B的输入端，以避免直流漂移问题。与LPF A和LPF B的输出信号具有足够的幅度时，放大器可以省去，以允许可靠的模拟-数字转换。在图5所示的直接变频调谐器中，第二混频器M2A和M2B包括数字乘法器而不是模拟混频器，且加法器SU1和SU2是数字加法器。

在详细描述增益和相位均衡的操作之前，先描述增益和相位误差的特性是有帮助的。增益和相位误差可被分为“起伏”和“直流”误差。“起伏”误差是由低通滤波器LPF A和LPF B的增益和相位响应之间的差值造成的。它作为IF的频率的函数而变化，但对于所有接收的电视频道来说是恒定的。“直流”误差是由第一混频器M1A和M2B之间的正交误差和增益差值造成的。它对于所选择的频道来说是恒定的，但随第一本地振荡器的频率而变化。如果第二混频器M2A和M2B以数字信号形式来完成的，就像在图5所示的直流变频调谐器中的情况那样，那么它们并不引入附加误差。

当第一混频器M1A和M1B以双平衡混频器来完成时会出现可被称为“非对称”误差的附加误差。使用双平衡混频器是所希望的，因为由于它的平衡结构它趋向于减小RF信号和本振信号耦合到混频器的输出端。然而，双平衡混频器并不是完全平衡的，这就导致了对于具有低于第一本振信号频率ω₀的频率的RF信号分量和对于具有高于第一本振信号频率ω₀的频率的RF信号分量的略微不同的增益和相位特性。“非对称”误差是很小的，在大多数情况下可忽略不计。但是如果希望的话，它也可被校正，这将在下面子以描述。

有可能利用连接到天线输入端并“扫描”所选择的频道的频率范围的“扫描”发生器来测量增益和相位误差。此方法相当复杂和昂贵。分别测量起伏误差和直流误差是较简单的。

起伏误差可利用一个多频率参考信号，在图5上标记以ω_REF，予以测量。参考信号具有较低的频率范围，它只需要充分宽到能覆盖IF频率范围。实验证明八到十个离散的测试频率就足以得到满意的结果。参考信号可由在微计算机MC控制下的振荡器(图上未示出)或直接由微计算机利用查表方式来产生。在起伏误差测试期间，必须使调谐器失去对接收的RF信号作出响应的能力。这可以藉关断第一本地振荡器(L01)或使RF级失去工作能力来完成。起伏误差可在每次电视机开启时或当选择新频道时被测量。一旦起伏误差已被测量，调谐器的正常工作再次开始。

混频器M1A和M1B的直流误差依赖于本地振荡器或频道，但在其它方面它在每个频道的频率范围内是恒定的。因此，直流误差对于每个所选定的频道，可利用单频测试信号进行测量。然而，有利地，所接收的电视信号的图像和声音载波可被用来测量直流误差。两个载波的频率都是已知的，而且有很高的能量，这使得测量是可信的。对图像和声音载波的利用允许校正非对称误差，因为，如图4a所示，图像载波的频率低于第一本振信号的频率ω₀，而声音载波的频率高于第一本振信号的频率。当图像载波具有其最高的能量但没有用视频信息被调制时，在宽的垂直的均衡脉冲出现期间，在ADC A和ADC B的输出端的点A和B处测量这些载波。然而，因为图像和声音载波都存在，需要分离开这些载波。此分离可在测量后由微计算机按照软件滤波程序来完成。例如，低通和高通滤波响应可藉利用由MATHWORKS，Inc．of Massachusetts商业化提供的Matlab^TM程序来得到。低通和高通滤波响应可被用来分开测量值的图像载波和声音载波的响应部分。可选地，微计算机MC可包含包括有数字滤波器的数字信号处理(DSP)单元，且微处理器可有利地被使用。在那种情况下，数字滤波器可被用来分离开图像和声音载波。

对于特定测试的相位误差可藉助于把代表在点A和B处测量的数字信号的矢量“a”和“b”以及代表它们差值的矢量“c”当作为三角形的三条边，如图6所示，并利用几何余弦定理以求出矢量“a”和“b”之间夹角γ，来进行计算。增益误差是矢量“a”和“b”的幅度的比值。这仅对均方根(RMS)值是正确的，这样就需要很多样本。更具体地，对于每个样本，在点A和B处的信号电平(A和B)被微计算机MC进行测量和平方(A²和B²)。此外，对于每个样本，在点A和B处的信号电平之间的差值(A-B)被计算和平方((A-B)²)。所有样本的平方值被相加在一起。三角形的第三边“c”的幅度平方与差值的平方值的和(∑(A-B)²)有关。信号平方值的总和的比值的平方根 $\left({(\mathrm{\Σ}{A}^2/\mathrm{\Σ}{B}^2)}^{\frac{1}{2}}\right)$ 正比于两个通道的相对增益。图6中所表示的正弦定理被用来从平方值的适当和值计算相对相位角g。因为在点A和B处所测量的信号的幅度连续地改变，特别是在直流误差和非对称误差测量期间当被测信号响应于所接收的RF信号的载波，就需要相当大数目的样本，例如，量级为500个或更多个样本。此方法在8-比特环境下可提高足够的精度。

在上述状况下使用余弦定理对于非常小的相位差角的情况并不能给出可靠的结果。此问题可由软件藉助于在点A和B处所测量的信号的相位加上一个相移的方法来解决。在后来把此相移从所计算出的相位差中减去。

增益和相位误差值一旦被测出和被存储到微计算机MC中，用来校正滤波器的必要的系数就可被算出。图7a和7b显示了对于一半的接收频谱的所测量的起伏相位和增益误差的例子。对于另一半的接收频谱的相位和增益误差可藉助于构成现有相位误差对于零点的镜象和现有增益误差相对于垂直轴的镜象的方法来得到。起伏相位和增益误差的最终的全部频谱示于图8a和8b。

起伏相位和增益误差响应必须与直流相位和增益误差响应相组合。更具体地，直流相位误差被加到图8a所示的起伏相位误差响应。直流增益误差被用来与图8b所示的起伏增益误差响应相乘。

如果存在非对称误差，可藉助于使用由利用图像和声音载波，如前面所述的，测量出的非对称误差的方法得以补偿。更具体地，图像载波的非对称误差被加到图8a所示的起伏相位误差响应的左边而声音载波的非对称误差被加到右边。图像载波的非对称增益误差被用与图8b所示的起伏增益误差响应的左边相乘而声音载波的非对称增益误差被用来与右边相乘。由于非对称误差和起伏误差相结合，可以出现响应的中间的一个步骤。在许多情况下，非对称误差很小并可被忽略，因此只需要对于图像载波的向应。在本例中，假定了非对称误差很小因此已予以忽略。

最后的相位和增益响应示于图9a和9b。示于图9a和9b的相位和增益响应本身不能被用来计算用于增益校正单元GC和相位校正单元PC的误差校正滤波系数。当然，图9a和9b所示的响应必须按照逐个频率点被转换到图11a和11b所示的相位和增益校正响应。完成这一过程的方式由图10所示的矢量图来说明。在图10中，矢量相当于在图5所示的直流变频调谐器上的各个标记出的点上产生的信号。参考图10，图9a和9b所示的响应的每个频率点处的相位(d)和增益误差被用来计算用于改变矢量C的幅度的系数以及用于改变正交矢量F的幅度的系数，这样当合成矢量C′和F′被结合时，就可构成在幅度上等于矢量D而相位上与矢量D相反的矢量G，因而当它和矢量D相加时就可造成抵消。图11a和11b所示的所希望的相位和增益校正补偿响应相当于对矢量C和F所需要的相乘因子以便对频率轴的每个采样频率产生矢量C′和F′。图11a和11b所示的响应由于增益和相位之间的相互作用而是不对称的。

相位校正单元PC和增益校正单元GC的系数可藉利用MatLab^TMFIR2程序根据图11a和11b所示的响应来计算。应当注意到，对于低于第二本振频率ωN的频率的系数和对于高于第二本振频率ωN的频率所需要的系数由于希望的分量和不希望的分量之间的相反的位置关系，各自对应于图11a和11b所示的响应的相反侧。藉助于把点D处产生的信号进行倒相，如图5所示的倒相器I所表示的那样，或从点G处产生的信号中减去点D处产生的信号的方法很容易把该因子结合到硬件中。

所选定的频道的滤波系数一旦被计算出来就把它们存储起来，用来在同一频道被再次选用时可重新得到这些系数。结果，当新的频道被选用时，接收机已准备好接收而不用首先计算“新”的滤波系数。温度影响了IF滤波器中元件(例如电感和电容)的漂移，因而影向了增益和相位误差响应。然而，已发现除了当接收机首次被接通或者也许当新频道被初次选用时之外，没有必要进行增益和相位误差测量。因此，没有必要中断接收节目。由于所接收的电视信号可被持续地监视而不影向调谐器的正常工作，对直流增益和相位误差的测量并不成问题。

已发现，把第一本振信号的频率ω₀设置在RF信号频谱范围内可用来使直流变频调谐器的工作最优化。例如，第一本振信号频率希望被设在(对于NTSC电视信号)为比图像载波高1．7和2MHz之间(见图4a)，对于PAL电视信号，为比图像载波高2和2．8MHz之间。第一本振信号频率可根据频道数，例如，藉锁相环调谐控制系统(有时称之为“频率合成器”)来设置。在这种情况下，微计算机MC可被用来控制锁相环的确定频率的可编程分频器的频率。向应于图像载波频率的自动细调谐(AFT)装置可被用来把第一本振信号频率保持在所希望的频率上。在进行直流误差测量期间当对在点A和B处产生的信号采样时，图像载波频率可由微计算机MC进行测量。

至今为止，已就对模拟电视信号的调谐而描述了图1所示的直接变频调谐器，其中图像、声音和彩色副载波信号按照传统的电视标准，诸如NTSC、PAL或SECAM被调制在RF载波上。无论如何，对于数字电视信号的调谐，诸如HDTV(高清晰度电视)信号的调谐，直接变频调谐器也是有用的，且事实上甚至可能是更有用的。如前所述，HDTV系统充分利用了可供使用的频道频谱，在频道之间只有几百KHz的很小的防护频带，因而需要调谐器的响应为一直平坦到频道边缘且在边缘处是非常陡峭的，以给出合适的相邻频道的抑制。直接变频调谐器特别适合于这种HDTV系统环境，因为它有一个很低的IF频率范围，可允许使用简单的和有效的滤波器。在低频率比起在传统的IF频率(38MHz或更高)更容易得多得到带有陡峭的“截止”和大的“阻带”范围的IF滤波器。

尽管至此所描述的直接变频调谐器很适合于调谐数字电视信号，但仍需要进行一定的修改，因为可用来测量直流增益和相位误差的离散载波通常不能在数字电视系统中传送。然而，已发现数字电视信号的频谱，典型地是平坦的并类似于随机噪声，可被用来精确测量直流误差。使用数字电视信号的频谱来测量直流误差可能需要比使用图像或声音载波时更多的样本。例如，可能需要在10到20条电视线路上采样。在用于调谐数字电视信号的直接变频调谐器中，使用了前面关于用于调谐模拟电视信号的直接变频调谐器所描述的利用多个频率参考信号测量起伏增益和相位误差的同样的方法。

即使所接收的数字电视信号的频谱对于特定的数字电视系统并不是平坦的，该频谱仍可被用来测量直流增益和相位差误差，只要以该频谱形状修改滤波系数。

数字电视信号比模拟电视信号更健全，因此对不想要的寄生频率分量的产生是较少苛求的，因此没有必要考虑小的非对称误差以及对于增益和相位误差的较大的公差是可接受的。

在能够处理模拟电视信号和数字电视信号的电视接收机中，一个单个直接变频调谐器可被用来调谐模拟和数字电视信号。图12所显示的流程图概述了前面已描述过的直接变频调谐器的工作，并且附加地表示了其在双模式电视接收机中的工作。正如流程图所表示的那样，在接收机加电以后或希望的频道被选定以后，以前所存储的对于所选频道的增益和相位均衡数据被从存储器中重新取出，并被加到增益校正单元GC和相位校正单元PC，并进行起伏误差测量。以后，检测图像载波的存在或不存在，导致分别选择程序的模拟电视信号分支或者是数字电视信号分支，以测量直流误差和计算滤波系数。

虽然已通过具体的实施例描述了本发明，但可以预料到对于本领域技术人员将会出现修改。例如尽管单独的增益和相位校正单元被使用在实施例中，但可以在单个数字滤波器同时提供增益校正和相位校正。这样的滤波器可被做成或者是FIR(有限冲击响应)或者是IIR(无限冲击响应)的形式。另外，尽管增益校正单元GC和相位校正单元PC被包括在实施例中的同一通道，但一个单元可被包括在一个通道而另一单元可被包括在另一个通道。而且尽管两个模拟-数字转换器被使用在实施例中，但有可能使用单个能对两个通道上的测量点处产生的信号进行多路采样的模拟-数字转换器(ADC)。更进一步地，尽管在用于调谐模拟电视信号的直接变频调谐器中对于直流和非对称误差测量来说已描述了图像和声音载波的使用，但也能利用其它分量。例如，在非对称误差测量时可以利用彩色副载波以代替声音载波。再进一步地，尽管本实施例中参考信号被插在第一混频器后面，但是参考信号可被插入在其它位置，例如在RF级。同样地，尽管实施例的测量点被定在第二混频器之前，因为第二混频器被做成数字形式，但可以使用不同的测量点，例如位于第二混频器之后的测量点。而且，尽管已经描述过的包括自动增益和相位均衡装置的直接变频调谐器特别适合于调谐电视信号，但它对调谐其它类型的通信信号也是很有用的。这些和其它修改被预期属于以下权利要求的范围之内。

Claims (4)

1．用于对在RF输入端接收的多个RF信号中所选定的信号调谐并在输出端产生输出信号的调谐装置，包括：

第一和第二通道，每个具有一个输入端和一个输出端，以及按次序命名的，在所述输入端和输出端之间耦合的第一混频器级、滤波器级和第二混频器级；

所述第一和第二通道的所述输入端被耦合到所述RF输入端；

加法单元具有第一和第二输入端和一个输出端，所述第一和第二通道的所述输出端被耦合到所述加法单元的各个输入端，且所述加法单元的所述输出端被耦合到所述调谐装置的输出端；

用于提供具有相同频率但与所述第一混频器级的各个信号成正交相位的第一本振信号的装置；所述第一本振信号的所述频率位于所述选定的RF信号的频谱范围内；

用于提供具有相同频率但与所述第二混频器级的各个信号成正交相位的第二本振信号的装置；所述第二本振信号的所述频率位于各个所述滤波器级的通带之上；

用于监测在所述第一和第二通道之内的各个点处产生的第一和第二信号的装置；

用于在所述第一和第二通道的所述输出在所述加法单元中相加之前调整所述第一和第二通道的相对增益和相移的装置；以及

控制装置，与所述监测和调节装置连接以便将参考信号插入两通道中，从而根据所述第一和第二信号的相对幅度和相位自动控制所述增益和相移调整装置，以减小所述第一和第二通道的相对幅度和相位之间的差值。

2．权利要求1中所述的调谐装置，其中：

所述参考信号具有多个频率，以及所述控制装置响应于受在所述多个频率中的每个频率上的所述参考信号影响的所述第一和第二信号。

3．权利要求1中所述的调谐装置，其中：

所述参考信号具有多个频率，以及所述自动控制装置响应于受在所述多个频率中的每个频率上的所述参考信号影响的所述第一和第二信号。

4．权利要求1中所述的调谐装置，其中：

所述增益调整装置与在所述第二混频级和所述一个通道的所述输出端之间的附加的加法单元相级联；

所述相移调整装置包括在所述滤波器级和所述一个通道的所述输出端之间相级联的附加的混频器和附加的增益调整装置，以及

所述附加混频级接收频率与所述一个通道的所述第二本机振荡器的频率相同但相移为90度的信号。

Images