DE3784717T2

DE3784717T2 - Phasen- und verstaerkungsregelung fuer einen empfaenger mit zwei zweigen.

Info

Publication number: DE3784717T2
Application number: DE8787201667T
Authority: DE
Inventors: Kah-Seng Chung
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1987-09-03
Filing date: 1987-09-03
Publication date: 1993-08-26
Anticipated expiration: 2007-09-04
Also published as: JP2603699B2; AU614702B2; DE3784717D1; DK484088A; CA1293302C; FI87711C; FI884019A0; DK484088D0; JPS6472624A; US4953182A; EP0305603B1; FI884019A; AU2180088A; EP0305603A1; FI87711B; KR890006006A; KR960015277B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Doppelzweigempfänger mit einer Signaleingangsklemme für ein Eingangssignal mit einer Trägerfrequenz (ωc), einem ersten Zweig mit einer ersten und dritten Mischstufe, einem zweiten Zweig mit einer zweiten und vierten Mischstufe, wobei die erste und zweite Mischstufe einen mit dem Signaleingang gekoppelten Signaleingang aufweisen, einem mit der ersten und zweiten Mischstufe gekoppelten ersten Ortsoszillator zum Erzeugen eines Ortsoszillatorsignals (ω&sub1;), einem in einer der Signalstrecken zu der zweiten Mischstufe vorgesehenen ersten 90º-Phasenschieber, wobei die dritte und vierte Mischstufe mit der ersten bzw. zweiten Mischstufe gekoppelt sind, zum davon Erhalten eines abwärtsverwandelten Signals, einem mit der dritten Mischstufe und über einen Quadraturphasenschieber mit der vierten Mischstufe gekoppelten zweiten Ortsoszillator, Summiermitteln zum Erhalten der Summe der Signale an dem Ausgang der dritten und der vierten Mischstufe, Differenziermitteln zum Erhalten der Differenz zwischen den Signalen an dem Ausgang der dritten und der vierten Mischstufe, und Mitteln zum Korrigieren von Verstärkungs- und Phasenfehlern in den Signalstrecken, wobei diese Korrekturmittel zur Umwandlung der Ausgangssignale der Summier- und Differenziermittel mit denselben gekoppelt sind.
Doppelzweigempfänger sind an sich bekannt und ein Ausführungsbeispiel ist in US Patentschrift 4633315 beschrieben. Fig. 1 der US Patentschrift 4633315 zeigt einen Doppelzweigempfänger für Fernsehsignale mit einem ersten und einem zweiten Zweig, die durch eine erste und dritte bzw. eine zweite und vierte Mischstufe gebildet ist, wobei mit der ersten und der zweiten Mischstufe eine Signaleingangsklemme, sowie ein phasengleicher und ein Quadraturphasenausgang eines HF-Ortsoszillatormittels gekoppelt ist. Die HF-Oszillatorfrequenz (ωo weicht um Δω von der Eingangsträgerfrequenz (ωc ab, wobei Δω einen möglichst niedrigen Wert hat, vorzugsweise kleiner als 2π · 100 rad/s aber nicht mehr als 2π · 200 rad/s. Das Eingangssignal wird auf ein Basisband zurückgemischt, tiefpaßgefiltert und in der dritten und vierten Mischstufe in der Frequenz hochgemischt unter Verwendung der quadraturbezogenen Ausgangssignale eines anderen ZF-Ortsoszillatormittels, wobei die phasengleichen und Quadratur- Phasensignale in dem ersten und zweiten Zweig einer Summierschaltung sowie einer Differenzierschaltung zugeführt werden, wodurch die Video- und Audio-Signale erhalten werden können. Das Aufteilen des Eingangssignals über zwei einzelne Strecken, die nicht völlig identisch sind, bedeutet, daß die betreffenden Signale durch die Effekte von Verstärkungs- und Phasenunterschieden zwischen den Strecken beeinträchtigt werden. Diese Unwucht führt zu Interferenz und Verzerrung.
In der US Patentschrift 4633315 wird Verstärkungs- und Phasenregelung durchgeführt zum Korrigieren der Unwucht zwischen den beiden Strecken. Fehlersignale zum Gebrauch bei der Regelung werden von Abweichungen in der Amplitude und Phase des Bildanteils in dem in der Frequenz aufgemischten (oder neumodulierten) Signal abgeleitet. Die spezifische Ausführungsform nach Fig. 1 dieser Patentschrift benutzt das Bild- (oder Video-) Trägersignal V als Bezugswert. Dieses Trägersignal wird einer schmalbandigen Phasenverriegelungsschleife (PLL) zugeführt, die als detektierte Träger einen phasengleichen Träger und einen 90º-phasenverschobenen Träger erzeugt. Diese zwei Detektionsträger werden betreffenden Synchrondemodulatoren zugeführt, die ebenfalls das Ausgangssignal V der Differenzierschaltung erhält. Die Ausgangssignale der Synchrondemodulatoren werden tiefpaßgefiltert zum Erhalten von Gleichstromspannungen. Die unter Verwendung des phasengleichen Trägers der phasenverriegelten Schleife abgeleitete Gleichstromspannung wird einer Amplitudenregelschaltung zugeführt, welche die Mischverstärkung der vierten Mischstufe durch Verstärkung des derselben zugeführten Oszillatormischsignals regelt. Die unter Verwendung des 90º-phasenverschobenen Phasenverriegelungsschleifensignals abgeleitete Gleichstromspannung wird benutzt zum Erhalten einer Phasenregelung durch Erzeugung einer Abweichung der Quadraturbeziehung zwischen den beiden ZF- Oszillator-Mischsignalen.
Eine mathematische Analyse dieses bekannten Doppelzweigempfängers zeigt, daß es in den Gleichstrom-Regelspannungen einen Welligkeitsanteil gibt, der unter den meisten Betriebsverhältnissen vernachlässigbar ist. Wenn aber in einer Situation, in der das Modulationssignal einen Anteil hat mit einer Frequenz, die der Offset-Frequenz Δω nahezu entspricht, tritt in dem Fehlersignal zur Korrektur der Verstärkungsabweichung wahrscheinlich ein sehr großer Welligkeitsanteil auf. Das Vorhandensein eines derartigen großen Welligkeitssignals kann eine Unstabilität in den Korrekturschleifen verursachen.
Die Verwendung einer schmalbandigen Phasenverriegelungsschleife führt dazu, daß der Empfänger eine relativ lange Zugriffszeit hat, was bei Fernsehempfängern erlaubt ist. Aber eine so lange Zugriffszeit ist in anderen Anwendungsbereichen mit dynamischer Kanalumschaltung, wie bei mobilen Rundfunkempfängern, nicht erlaubt.
Die Vorliegende Erfindung hat nun zur Aufgabe, die Gefahr vor Unstabilität in der Verstärkungskorrekturschleife eines Doppelzweigempfängers zu verringern.
Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die Erfindung einen Doppelzweigempfänger nach dem einleitenden Teil des Anspruchs 1, mit dem Kennzeichen, daß die Korrekturmittel erste Mittel aufweisen zum Multiplizieren des Summen- bzw. des Differenzsignals mit sich selbst zum Bilden eines ersten Produktes, erste Filtermittel zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme, wobei Δω dem Wert (ω&sub1;-ωc) entspricht, in dem ersten Produkt, zweite Mittel zum Multiplizieren des Differenzsignals mit dem Summensignal zum Bilden eines zweiten Produktes; zweite Filtermittel zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme in dem genannten zweiten Produkt, dritte Mittel zum miteinander Multiplizieren der um 2Δω zentrierten Terme in dem genannten ersten und zweiten Produkt zum Erzeugen eines dritten Produktes, das nach Tiefpaßfilterung ein Signal liefert zum Gebrauch in der Verstärkungskorrektur, einen weiteren Phasenschieber zur 90º-Phasenschiebung eines der Summen- oder Differenzsignale, vierte Mittel zum Multiplizieren der 90º-phasenverschobenen Version des Summen- oder Differenzsignals mit dem Differenz- bzw. Summensignal zum Bilden eines vierten Produktes, dritte Filtermittel zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme in dem genannten vierten Produkt, fünfte Multipliziermittel zum miteinander Multiplizieren der um 2Δω in dem ersten und vierten Produkt zentrierten Terme zum Bilden eines fünften Produktes, das nach Tiefpaßfilterung ein Signal bildet zum Gebrauch bei der Phasenkorrektur.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei dem in der US Patentschrift 4633315 beschriebenen Doppelzweigempfänger der unerwünschte Welligkeitsanteil verursacht wird durch das Produkt aus dem erwünschten Anteil (Sw) in dem Summensignal und dem erwünschten Anteil (Dw) in dem Differenzsignal. Der Welligkeitsanteil läßt sich dadurch vermeiden, daß dafür gesorgt wird, daß das Produkt SwDw nicht in dem Gleichstromregelsignal auftritt. Statt dessen werden das Summen- und das Differenzsignal derart umgewandelt, daß um 2Δω zentrierte Signale zum Schaffen von Verstärkungs- und Phasenkorrektursignalen benutzt werden.
Die 90º-Phasenverschiebung des Summen- oder Differenzsignals kann unter Verwendung einer breitbandigen Phasenverriegelungsschleife durchgeführt werden. Die Verwendung einer breitbandigen Phasenverriegelungsschleife ermöglicht es, daß eine kurze Zugriffszeit für Anwendungsbereiche mit dynamischer Kanalschaltung, wie bei mobilen Rundfunkempfängern, erreicht werden kann. Ein weiterer Vorteil der Verwendung einer Phasenverriegelungsschleife ist, daß diese als FM- Demodulator wirksam sein kann.
Das Verstärkungskorrektursignal wird einem in einem der Zweige vorgesehenen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung zugeführt, wobei der andere Zweig einen Verstärker mit fester Verstärkung aufweist. Das Phasenkorrektursignal wird dem Quadraturphasenschieber zugeführt, der die relative Phase zwischen den Ausgangssignalen in Antwort auf das zugeführte Signal einstellt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Doppelzweigempfängers der in der US Patentschrift 4633315 beschriebenen Art,
Fig. 2 und 3 eine Darstellung der Summen- und Differenzsignalumhüllenden,
Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Verfahrens zum Erhalten von Verstärkungs- und Phasenkorrektursignalen in dem Doppelzweigempfänger nach der Erfindung,
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Doppelzweig-Rundfunkempfängers nach der Erfindung.
In der Zeichnung sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger weist eine Eingangsklemme 10 zum Empfangen eines eintreffenden einem Träger aufmodulierten Signals auf. Die Art der Modulation kann Amplituden-Modulation (AM), Winkel-Modulation einschließlich Frequenz-Modulation (FM) und Phasen-Modulation (PM) oder Einseitenband-Modulation (SSB) sein. Deutlichkeitshalber beziehen sich die beschriebenen Ausführungsformen auf einen Doppelzweigempfänger für FM-Demodulation. Eine derartige Empfängerausgestaltung kann für AM-, PM- und SSB-Demodulation angepaßt werden.
Das eintreffende Signal wird in zwei einzelne Zweige 12, 14 aufgeteilt.
Der Zweig 12 weist eine erste Mischstufe 16, ein Tiefpaßfilter 18 und eine dritte Mischstufe 20 auf und der Zweig 14 weist eine zweite Mischstufe 17, ein Tiefpaßfilter 19 und eine vierte Mischstufe 21 auf. Eine Summierschaltung 22 und eine Differenzierschaltung (oder Subtrahierschaltung) 24 weisen je einen Eingang auf zum Empfangen von Signalen, die von der dritten und vierten Mischstufe 20 bzw. 21 geliefert werden.
Wie dies für Doppelzweigempfänger üblich ist, wird das eintreffende Signal in ein Paar senkrecht aufeinander stehende, als phasengleiches Signal I und als Quadraturphasensignal Q bezeichnete Basisbandsignale umgewandelt. Diese Umwandlung erfolgt in der ersten und zweiten Mischstufe 16, 17 dadurch, daß die Ausgangssignale eines Ortsoszillators 26 in Quadratur den Mischstufen 16, 17 zugeführt werden. Die Quadratur-Ausgangssignale werden von einem Phasenschieber 28 geliefert. Die Frequenz des Ortsoszillators 26 weicht um etwa 100 Hz von der Trägerfrequenz des eintreffenden Signals ab.
Eine nicht-dargestellte Alternative der beschriebenen Kopfanordnung ist, den Phasenschieber 28 mit der Eingangsklemme 10 zu verbinden und die Quadratur- Ausgangssignale den jeweiligen Zweigen 12, 14 zuzuführen. In dieser alternativen Ausführungsform ist der Ortsoszillator 26 unmittelbar mit den Mischstufen 16, 17 verbunden.
In Fig. 1 weisen die Produkte der Frequenz-Herabmischung in den Mischstufen 16, 17 Signale I1 und Q1 auf. Diese Signale werden den betreffenden Tiefpaßfiltern 18, 19 zugeführt, die im Grunde für Kanalselektivität funktionieren. Die gefilterten Signale I2, Q2 werden aufmoduliert (oder frequenz-heraufgemisch) zu einer geeignet niedrigen Zwischenfrequenz (IF) von beispielsweise 100 kHz in der quadraturbezogenen dritten und vierten Mischstufe 20, 21. Ein zweiter Ortsoszillator 30 erzeugt die ZF-Trägerfrequenz, die einem 90º-Phasenschieber 32 zugeführt wird. Die neumodulierten Signale I3, Q3 werden nach Verstärkung in den Verstärkern 34, 35 den Summier- und Differenzierschaltungen 22, 24 zugeführt. Ein Ausgangssignal zum Zuführen zu einem FM-Detektor wird einer Klemme 36 entnommen, die in dem dargestellten Empfängerkreis mit dem Ausgang der Differenzierschaltung 24 verbunden ist.
Das Neu-Heraufmodulieren der Signale I2, Q2 ermöglicht die Verwendung herkömmlicher Mischstufen statt richtiger Multiplizierer. Derartige Multiplizierer, die erforderlich sind, wenn die gefilterten I2-, Q2-Signale unmittelbar zur Demodulation benutzt werden, lassen sich schwer realisieren, insbesondere wenn sie einen hohen dynamischen Bereich haben sollen. Außerdem ist ein (nicht dargestellter) Begrenzer zur FM-Demodulation verwendbar zum Unterdrücken unerwünschter Amplitudenmodulation. Dies ist insbesondere wichtig für den Anwendungsbereich im mobilen Rundfunk. Zum Schluß lassen sich Fehlersignale zur Korrektur von Verstärkungs- und Phasenabweichungen, die durch Bearbeitung des eintreffenden Signals in zwei einzelnen Zweigen verursacht werden, auf einfache Weise von dem neu-modulierten Signal ableiten.
Die Effekte dieser Verstärkungs- und Phasenabweichungen auf ein FM- Signal wird untenstehend mathematisch untersucht.
Fig. 1 zeigt die Signale an unterschiedlichen Stellen in der Empfängerarchitektur. Es wird vorausgesetzt, daß das eintreffende FM-Signal durch
Vi = Ecos(ωct + Φ(t)) (1)
dargestellt wird, wobei:
ωc die Winkelfrequenz des übertragenen Trägersignals ist und
Φ(t) die informationstragende Phasenfunktion ist, die gegeben wird durch:
Φ(t) = Y etwa f(t)dt
wobei Y die Spitzenfrequenzabweichung und f(t) das Modulationssignal ist.
Durch zufällige reaktive Komponenten an den Eingängen der ersten Quadratur-Mischstufe und der Spaltstelle ist das Eingangssignal an der ersten Mischstufe 16 eine verzögerte Version des Signals an der zweiten Mischstufe 17, so daß
V'i = Ecos(ωc(t-γ+Φ(t-γ)
Ecos(ωct+Φ(t)-α) (2)
wobei γ die Verzögerung zwischen den beiden Zweigen ist, und α = ωcγ die durch die Verzögerung γ verursachte exzessive Phase ist und wobei α von der Trägerfrequenz abhängig ist.
Die beiden den Mischstufen 16, 17 zugeführten Signale des Ortsoszillators 26 lassen sich nun wie folgt ausdrücken:
V L01I = cos(ωot+δ) (3)
V L01Q = sin(ωot) (4)
wobei ωo die Winkelfrequenz des Ortsoszillators 26 ist und δ die Phasenabweichung von der Orthogonalität des 90º-Phasenschiebers 28.
Nach dem Mischvorgang in den Mischstufen 16, 17 sind die Ausgangssignale wie folgt:
I1 = E/2 [os((ωo-ωct-Φ(t) + α + δ) + cos((ωo-ωt)t+ Φ(t)-α+δ)] (5)
Q1 = E/2 [sin((ωo-ωct-Φ(t)+sin((ωo-ωct+Φ(t)] (6)
Nach Filterung durch die Kanalselektivitäts-Tiefpaßfilter 18 und 19, werden die Ausgangssignale:
I2 = GIE/2 [cos(Δωt-Φ(t)+R))] (7)
Q2 = GQE/2 [sin(Δωt-Φ(t))] (8)
wobei Δω = ωo-ωc die Offset-Frequenz ist, GI und GQ die Verstärkungsfaktoren der I- bzw. Q-Kanäle sind, und R = α+δ die durch die Phasenabweichungen verursachte exzessive Phase ist.
Danach werden die Signale I2 und Q2 in der dritten und vierten Mischstufe 20, 21 derart auf eine Winkel-Zwischenfrequenz von ω&sub1; neu-heraufmoduliert, daß die Ausgangssignale der Mischstufen 20 bzw. 21 wie folgt ausgedrückt werden:
I3 = GIE/4 [cos((ω&sub1;-Δω)t+ Φ(t)-β-R+cos((ω&sub1;+Δω)t-Φ(t)-β+R] (9)
Q3 = GQ4 [cos((ω&sub1;-Δω)t+Φ(t))-cos((ω&sub1;+Δω)t-Φ(t))] (10)
wobei β die Phasenabweichung von der Orthogonalität des 90º-Phasenschiebers 32 in dem zweiten Quadraturmodulator ist.
Zum Regenerieren des modulierten FM-Signals mit der Zwischenfrequenz ω&sub1;, werden die beiden Signale I3 und Q3 entweder durch Summierung oder Subtrahierung dieser beiden Signale in der Schaltungsanordnung 22 oder 24 derart kombiniert, daß
wobei Gn=GQ/GI der normalisierte Verstärkungsfaktor in bezug auf G&sub1; ist.
Die SUM- und DIFF-Signale der Gleichungen (11) und (12) lassen sich ebenfalls wie folgt transformieren:
Durch die Tatsache, daß es Verstärkungs- und Phasenabweichungen gibt, sind in dem SUM- und DIFF-Signal unerwünschte Bildsignale erzeugt, wie dies durch das zweite Glied in der Gleichung (13) bzw. (14) dargestellt ist. Die Gleichungen (13) und (14) lassen sich wie in den Fig. 2 und 3 dargestellt, schematisch erläutern, wobei Fig. 2 das SUM-Signal und Fig. 3 das Differenz-Signal (DIFF) darstellt. Die unerwünschten Bildsignale sind gestrichelt dargestellt.
Das Vorhandensein des durch die Verstärkungs- und Phasenabweichungen verursachten unerwünschten Bildsignals führt zu Verzerrung und Pfeiftönen in dem wiedergegebenen Audio-Ausgangssignal. Bei fehlender Modulation entspricht die Frequenz des Pfeiftons der doppelten Offset-Frequenz Δω. Dieser Pfeifton wird vom Benutzer als äußerst störend erfahren und soll daher auf einen sehr niedrigen Pegel zurückgebracht werden, beispielsweise auf weniger als -50dB gegenüber 600 Hz bei Maximalabweichung.
Das Problem eines Pfeiftones wird nicht auftreten, wenn es zwischen der Frequenz des übertragenen Trägersignals und der Frequenz des Ortsoszillatorsignals keinen Frequenz-Offset gibt, d. h. wenn Δω=0 ist. Aber in einer praktischen Ausführungsform dieses Empfängers soll zur Vermeidung einer Akkumulation von Gleichstrom-Offset-Spannungen, die die dynamischen Bereiche der jeweiligen Schaltungsanordnungen verringern, Wechselstromkopplung in die zwei Signalstrecken 12, 14 eingeführt werden. Weiterhin kann Wechselstromkopplung in einem Doppelzweigempfänger mit direkter Umwandlung eine wesentliche Audio-Verzerrung verursachen. Eine Art und Weise, die durch Wechselstromkopplung verursachte Audio-Verzerrung zu verringern, ist die absichtliche Einführung einer niedrigen Offset-Frequenz, beispielsweise um 100 Hz herum. Der Wert der Offset-Frequenz wird aus zwei Gründen möglichst niedrig gehalten: (i) die Unempfindlichkeit für einen Ton einer sehr niedrigen Frequenz in der menschlichen Gehörkurve, und (ii) die Minimalisierung der Bandbreitenvergrößerung notwendig zur Anpassung dieser Offset-Frequenz durch die Selektivitätsfilter 18 und 19.
Wie in den Gleichungen (13) und (14) dargelegt, schafft die Amplitude des dem SUM- oder DIFF-Signal zugeordneten unerwünschten Bildes ein Maß der Verstärkungs- und Phasenabweichungen. Mit anderen Worten, wenn das unerwünschte Bildsignal unterdrückt wird, ist die Verstärkungs- und Phasenabweichung korrigiert. Fig. 1 zeigt ein bekanntes Verfahren der Anwendung des Bildpegels als Maß zum Korrigieren der Verstärkungs- und Phasenabweichungen.
Vor der eingehenden Beschreibung des Verfahrens werden die betreffenden Schaltungselemente beschrieben. Das SUM-Signal von der Summierschaltung 22 wird einer schmalbandigen Phasenverriegelungsschleife 38 zugeführt, die eine Doppelfunktion hat, indem sie eine Trägerfrequenz selektiert zum Gebrauch als Detektionsträger und indem sie einen phasengleichen Detektionsträger schafft zum Gebrauch bei der Verstärkungskorrektur sowie einen quadratur-phasenverschobenen Detektionsträger zum Gebrauch bei der Phasenkorrektur.
Das Ausgangssignal der Differenzschaltung 24 wird Synchrondemodulatoren 40, 41 zugeführt. Der phasenrichtige Detektionsträger wird dem Demodulator 40 zugeführt und der Quadratur-Phasendetektionsträger wird dem Demodulator 41 zugeführt. Die Ausgangssignale der Demodulatoren 40, 41 werden entsprechenden Tiefpaßfiltern 42, 43 zugeführt zum Erhalten von Korrektursignalen, die nach Verstärkung in entsprechenden Verstärkern 44, 45 dem Verstärker 34 zugeführt werden zur Änderung seiner Verstärkung und dem Phasenschieber 32 zur Änderung der relativen Phase des ZF-Trägers an den Ausgängen desselben.
Die Basis des Verfahrens ist, das SUM- und das DIFF-Signal miteinander zu multiplizieren, so daß:
SUM · DIFF = (SwDu + SuDw) + (SwDw + SuDu) (15)
wobei:
Sw = erwünschte Signalkomponente in SUM,
Su = unerwünschte Signalkomponente in SUM,
Dw = erwünschte Signalkomponente in DIFF,
Du = unerwünschte Signalkomponente in DIFF.
Die Terme in dem ersten eingeklammerten Gleichungsglied (15) werden ein derartiges Gleichstrom-Signal erzeugen, daß:
Die durch die Gleichung (16) gegebene Gleichstromspannung lieferten Regelsignal zur Korrektur der Verstärkungsabweichungen durch Einstellung der Verstärkung des Verstärkers 34, wobei die Verstärkung des Verstärkers 35 fest ist. Aber nebst diesem erwünschten Gleichstrom-Fehlersignal ist ein unerwünschtes Welligkeitssignal vorhanden, wie durch die Terme in dem zweiten eingeklammerten Gleichungsglied (15) angegeben. In der Praxis ist das durch den SuDu-Term eingeführte Welligkeitssignal klein, und läßt sich folglich vernachlässigen. Dadurch wird das Welligkeitssignal gegeben durch:
Aus der Gleichung (17) dürfte es einleuchten, daß wenn das Modulationssignal Φ(t) eine Komponente hat mit einer Frequenz etwa entsprechend der Offset- Frequenz Δω, wahrscheinlich in dem Fehlersignal zur Korrektur der Verstärkungsabweichung eine sehr große Welligkeit auftritt. Dieses große Welligkeitssignal kann eine Unstabilität in der Korrekturschleife verursachen, und ist als solches einer der Nachteile dieses Verfahrens zum Ableiten des Regelsignals zur Verstärkungskorrektur.
Es kann ebenfalls auf ähnliche Weise ein Regelsignal zur Korrektur der Phasenabweichung abgeleitet werden, aber in dem Fall soll entweder das SUM-Signal oder das DIFF-Signal um 90º phasenverschoben werden. Es wird nun vorausgesetzt, daß das SUM-Signal um 90º phasenverschoben ist, wie in Fig. 1 dargestellt, so daß
SUM 90 · DIFF = (S90wDu + S90uDw) + (S90wDw + S90uDu) (18)
wobei SUM 90 das um 90º phasenverschobene SUM-Signal ist.
Wie bei der Gleichung (15) werden die Terme der Gleichung (18) in dem ersten eingeklammerten Glied das Gleichstrom-Regelsignal erzeugen, während die Terme in dem zweiten eingeklammerten Glied zu unerwünschten Welligkeitssignalen führen werden. Eine nähere Betrachtung der Terme wird Folgendes enthüllen:
Die Gleichungen (19) und (20) zeigen, daß die Polaritäten der beiden Gleichstromsignale einander entgegengesetzt sind, wodurch das resultierende Regelsignal nahezu Null ist. Um dies zu vermeiden, soll einer der beiden Terme in dem ersten eingeklammerten Glied der Gleichung (18) herausgefiltert werden. Dies erfolgt auf geeignetere Art und Weise durch Filterung des SUM-Signals unter Verwendung der schmalbandigen Phasenverriegelungsschleife PLL 38, wie in Fig. 1 dargestellt. Diese PLL-Schleife ist auch als 90º-Phasenschieber für das SUM-Signal verwendbar. Aber, die Notwendigkeit einer schmalbandigen PLL wird eine zusätzliche Zugriffszeit für die Phasenkorrekturschleife herbeiführen, insbesondere wenn eine niedrige Offset-Frequenz gewählt worden ist.
In den Fig. 4 und 5 wird mit der erfindungsgemäßen Empfängerschaltung beabsichtigt, den Welligkeitspegel des Regelsignals beim Vorhandensein einer Modulation im Vergleich zu der anhand der Fig. 1 beschriebenen Empfängerschaltung, in der das Produkt aus Sw und Dw in dem Regelsignal erscheint, wesentlich zu verringern.
Das Bildsignal in dem SUM- oder DIFF-Signal wäre als Maß der Amplitude der Abweichungen der Verstärkung und der Phase verwendbar. Zur Erläuterung ist das DIFF-Signal dazu gewählt worden. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, daß das DIFF-Signal in einem ersten Multiplizierer 46 mit sich selbst und in einem zweiten Multiplizierer 49 mit dem SUM-Signal multipliziert wird. Die Ergebnisse dieser Multiplizierungen sind wie folgt:
(i) DIFF · DIFF
DIFF · DIFF = (DuDu + DwDw) + (DuDw + DwDu) (21)
Die Terme in dem ersten eingeklammerten Glied der Gleichung (21) wird Gleichstromsignale und um 2ω&sub1; zentrierte Signale erzeugen, derart, daß:
Die Terme in dem zweiten eingeklammerten Glied der Gleichung (21) erzeugen ein um 2Δω zentriertes und ein um 2ω&sub1; zentriertes Signal, derart, daß
Die in den Gleichungen (22) und (23) ausgedrückten großen Gleichstromsignale werden durch ein Hochpaßfilter 47 gesperrt, während die um 2ω&sub1; zentrierten Signale durch ein Tiefpaßfilter 48, wie in Fig. 4 dargestellt, weggefiltert werden. In der Praxis werden die Filter 47 und 48 als RC-Hochpaßnetzwerke bzw. RC- Tiefpaßnetzwerke (RC=Resistance-Capacitance) ausgebildet. Das um 2Δω zentrierte Signal in der Gleichung (24) wird dazu benutzt, das erforderliche Regelsignal abzuleiten, wie dies in den nachfolgenden Paragraphen noch näher erläutert wird.
(ii) DIFF · SUM
DIFF · SUM = (SwDu + SuDw) + (SwDw + SuDu) (25)
Die Terme in dem ersten eingeklammerten Glied der Gleichung (25) erzeugen ein Gleichstromsignal und ein um 2ω&sub1; zentriertes Signal. Das Gleichstromsignal wird wieder durch ein Hochpaßfilter 50 gesperrt und die 2ω&sub1;-Terme werden durch ein Tiefpaßfilter 51, wie in Fig. 4 dargestellt, weggefiltert.
Die Terme in dem zweiten eingeklammerten Glied der Gleichung (25) werden um 2Δω und 2ω&sub1; zentrierte Signale erzeugen, wobei Terme so weggefiltert werden, daß nur die 2Δω-Terme übrigbleiben. Wenn weiterhin vorausgesetzt wird, daß das Signal (SwDw) viel größer ist als (SuDu), wird das um 2Δω resultierende Signal durch die folgende Gleichung angenähert:
Wenn die um 2Δω zentrierten Signale aus dem gefilterten Glied (DIFF x DIFF) und dem gefilterten Glied (DIFF · SUM), wie durch die Gleichung (24) bzw. (26) gegeben, in einem Multiplizierer 52 multipliziert werden, wird das resultierende Signal:
Aus der Gleichung (27) ist ersichtlich, daß der Gleichstrom-Term denselben Spitzenwert hat wie der um 4Δω zentrierte Welligkeits-Term. Das erwünschte Gleichstrom-Signal der Gleichung (27) läßt sich weiterhin wie folgt vereinfachen zu:
Das Gleichstrom-Signal der Gleichung (28) ist nach Tiefpaßfilterung durch ein Tiefpaßfilter 53 als Regelsignal verwendbar zur Korrektur der Verstärkungsabweichung. Wie aus der Gleichung (28) hervorgeht, ist Gn eins, wenn es zwischen dem I- und dem Q-Kanal keine Unbalance gibt, und das Regelsignal EG wird Null.
Zur Phasenkorrektur ist es erforderlich, daß entweder das SUM-Signal oder das DIFF-Signal um 90º phasenverschoben wird vor der Multiplizierung (DIFF · SUM). Ein geeignetes Mittel zum Durchführen dieser Phasenverschiebung ist die Verwendung einer breitbandigen PLL 54. Weiterhin wird bevorzugt, diese Phasenverschiebung an demselben Signal durchzuführen, das für (SUM · SUM) oder (DIFF · DIFF) benutzt wurde. In dem Fall ist die breitbandige PLL 54 ebenfalls als der FM- Demodulator verwendbar, und zwar dadurch, daß von dem Eingang des spannungsgeregelten Oszillators (VCO) in der PLL 54 mit einem nachfolgenden geeigneten Tiefpaßfilter 66 das demodulierte Signal dem Ausgang zugeführt wird, wodurch die schaltungsmäßige Ausgestaltung vereinfacht wird. Im Gegensatz zu dem Gebrauch einer schmalbandigen PLL in dem bekannten, anhand der Fig. 1 beschriebenen Empfänger, bedeutet die Verwendung der breitbandigen PLL 54 nicht die Einführung einer wesentlichen Zugriffsverzögerung in der Phasenkorrekturschleife.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird das DIFF-Signal um 90º verschoben, so daß:
DIFF90 · SUM = (SwD90u + SuD90w) + SwD90w + SuD90u) (29)
Wie obenstehend, werden die Terme in dem ersten eingeklammerten Glied der Gleichung (29) ein Gleichstrom-Signal und ein um 2ω&sub1; zentriertes Signal erzeugen. Diese Signale werden nicht verwendet und werden durch eine Kombination aus einem Hochpaßfilter 56 und einem Tiefpaßfilter 57 weggefiltert. Das erwünschte um 2Δ zentrierte Signal wird aus den Termen in dem zweiten eingeklammerten Glied der Gleichung (29) erzeugt. Und auch hier gilt wieder, daß wenn der (SuD90u)-Term vernachlässigt wird, wird (SwD90w):
Wenn nun der gefilterte Term (SwD90w) in einem Multiplizierer 58 mit dem gefilterten Glied (DIFF · DIFF) multipliziert wird, wird das resultierende Signal wie folgt sein:
Aus der Gleichung (31) ist ersichtlich, daß die Spitzenamplitude des erwünschten Gleichstrom-Signals dieselbe ist wie die des unerwünschten Welligkeitssignals. Nach einigen trigonometrischen Bearbeitungen zeigt sich das Fehlersignal EPH für die Phasenabweichung wie folgt:
Die Gleichung (32) zeigt, daß wenn γd Null ist, das Regelsignal für die Phasenkorrektur, wie durch die Gleichung (32) gegeben, dann auch Null wird.
Es sei bemerkt, daß γd wie folgt definiert ist:
γd = β - R = β - (α + δ) (33)
Aus diesem Grund könnte jede Phasenabweichung (δ), die durch den ersten Phasenschieber 28 eingeführt worden ist und die exzessive Phase in der Signalstrecke (α) durch eine geeignete Einstellung des zweiten Phasenschiebers 32 korrigiert werden zum Schaffen eines derartigen Wertes von β, daß γd gleich Null wird, wie in dem vollständigen Blockschaltbild in Fig. 5 dargestellt ist.
Der Kürze wegen wird Fig. 5 nicht detailliert beschrieben, weil die Basiskonstruktion und ihre Wirkungsweise aus der Fig. 1 und 4 hervorgehen dürfte.
Aber der in Fig. 5 dargestellte Empfänger weist eine Anzahl zusätzlicher Schaltungselemente auf. Die Ausgänge der Summier- und Differenzierschaltung 22 bzw. 24 werden mit den Bandpaßfiltern 60, 61 verbunden. In der Signalstrecke zwischen dem Bandpaßfilter 60 und der Mischstufe 46 ist ein Verstärker 62 mit veränderlicher Verstärkung vorgesehen. Mit den betreffenden Bandpaßfiltern 60, 61 sind Signalformmittel oder Signalbegrenzer 63, 64 verbunden. Der Ausgang der Formmittel 62 ist mit der PLL 54 und der Ausgang der Formmittel 64 ist mit den Mischstufen 49, 55 verbunden.
Von dem Ausgang der Mischstufe 46 wird ein Regelsignal für den Verstärker 62 mit veränderlicher Verstärkung abgeleitet und in dem Tiefpaßfilter 65 gefiltert. Die Anforderung einer zusätzlichen Verstärkungsregelung entsteht durch die Tatsache, daß die Regelsignale zum Korrigieren der Verstärkungs- und der Phasenabweichungen empfindlich sind für Änderungen in der Amplitude des empfangenen Signals, das den Wert für K (=(GIE/4)²) in den Gleichungen (28) und (32) regelt. Das Einführen einer zusätzlichen automatischen Verstärkungsregelung (AVR = AGC) mittels des Verstärkers 62 macht, daß die Regelsignale unabhängig bleiben von Änderungen in der Amplitude des empfangenen Signals. In der dargestellten Ausführungsform wird das Fehlersignal für die AVR auf einfache Weise von dem Gleichstrom-Signal des Gliedes (DwDw + DuDu) der Gleichung (21) abgeleitet. Nach Filterung in dem Tiefpaßfilter 65 ist dieses Gleichstrom-Signal zur Regelung der Verstärkung des Verstärkers 62 verwendbar. Andererseits ist dieses AVR-Regelsignal auch zur Regelung der Amplitudenpegel des I- und Q-Kanals entsprechend der Amplitudenänderung in dem eintreffenden Signal verwendbar, d. h. daß ein (nicht dargestellter) Verstärker mit veränderlicher Verstärkung mit der Eingangsklemme 10 verbunden werden kann, bevor die Signalstrecke aufgeteilt wird oder an einer geeigneten Stelle in der I- und Q-Strecke.
Das Verfahren, Regelsignale zur Korrektur von Verstärkungs- und Phasenabweichungen in einem Doppelzweigempfänger abzuleiten, erfordert nicht die Verwendung einer schmalbandigen PLL zur Signalfilterung, und als solches wird es nicht durch Ungewißheit des Signalzugriffs beeinträchtigt.
Auch die Amplituden der bei vorhandener Modulation mit den Regelsignalen einhergehenden unerwünschten Welligkeitssignale sind viel geringer als die bei dem bekannten anhand der Fig. 1 beschriebenen Empfänger. Aus diesem Grund können die Zeitkonstanten der zur Tiefpaßfilterung dieser Regelsignale verwendeten Filter viel kleiner gemacht werden, wodurch die Geschwindigkeit der Korrekturschleifen gesteigert wird.
Das Verfahren Regelsignale abzuleiten ist ebenfalls flexibler als das bekannte Verfahren, weil die in dem Empfänger verwendeten Hoch- und Tiefpaßfilter des erfindungsgemäßen Empfängers optimiert werden können zur Verbesserung der Verringerung des unerwünschten Welligkeitssignals ohne Einführung zusätzlicher Zugriffszeit.
Obschon Multiplizierfunktionen zur Erläuterung des Prinzips der vorliegenden Erfindung angewandt wurden, lassen sich diese unter Verwendung herkömmlicher Schaltmischstufen, z. B. Gegentakt-Mischstufen verwirklichen.

Claims

1. Doppelzweigempfänger mit einer Signaleingangsklemme für ein Eingangssignal mit einer Trägerfrequenz (ωc), einem ersten Zweig (12) mit einer ersten und dritten Mischstufe (16; 20), einem zweiten Zweig (14) mit einer zweiten und vierten Mischstufe (17; 21), wobei die erste und zweite Mischstufe einen mit dem Signaleingang gekoppelten Signaleingang aufweisen, einem mit der ersten und zweiten Mischstufe gekoppelten ersten Ortsoszillator (26) zum Erzeugen eines Ortsoszillatorsignals (ω&sub1;), einem in einer der Signalstrecken zu der zweiten Mischstufe vorgesehenen ersten 90º- Phasenschieber (28), wobei die dritte und vierte Mischstufe mit der ersten bzw. zweiten Mischstufe gekoppelt sind, zum davon Erhalten eines abwärtsverwandelten Signals, einem mit der dritten Mischstufe und über einen Quadraturphasenschieber (32) mit der vierten Mischstufe gekoppelten zweiten Ortsoszillator (30), Summiermitteln (22) zum Erhalten der Summe der Signale an dem Ausgang der dritten und der vierten Mischstufe, Differenziermitteln (24) zum Erhalten der Differenz zwischen den Signalen an dem Ausgang der dritten und der vierten Mischstufe, und Mitteln zum Korrigieren von Verstärkungsfehlern (34) und Phasenfehlern (32) in den Signalstrecken, wobei diese Korrekturmittel zur Umwandlung der Ausgangssignale der Summier- und Differenziermittel mit denselben gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturmittel erste Mittel (46) aufweisen zum Multiplizieren des Summen- bzw. Differenzsignals mit sich selbst zum Bilden eines ersten Produktes, erste Filtermittel (47; 48) zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme, wobei Δω dem Wert ω&sub1; - ωc entspricht, in dem ersten Produkt, zweite Mittel (49) zum Multiplizieren des Differenzsignals mit dem Summensignal zum Bilden eines zweiten Produktes; zweite Filtermittel (50; 51) zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme in dem genannten zweiten Produkt, dritte Mittel (52) zum miteinander Multiplizieren der um 2Δω zentrierten Terme in dem genannten ersten und zweiten Produkt zum Erzeugen eines dritten Produktes, das nach Tiefpaßfilterung ein Signal liefert zum Gebrauch in der Verstärkungskorrektur, einen weiteren Phasenschieber (54) zur 90º-Phasenschiebung eines der Summen- oder Differenzsignale, vierte Mittel (55) zum Multiplizieren der 90º-phasenverschobenen Version des Summen- oder Differenzsignals mit dem Differenz- bzw. Summensignal zum Bilden eines vierten Produktes, dritte Filtermittel (56,57) zum Ableiten um 2Δω zentrierter Terme in dem genannten vierten Produkt, fünfte Multipliziermittel (58) zum miteinander Multiplizieren der um 2Δω in dem ersten und vierten Produkt zentrierten Terme zum Bilden eines fünften Produktes, das nach Tiefpaßfilterung ein Signal bildet zum Gebrauch bei der Phasenkorrektur.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei dem in der US Patentschrift 4633315 beschriebenen Doppelzweigempfänger der unerwünschte Welligkeitsanteil verursacht wird durch das Produkt aus dem erwünschten Anteil (Sw) in dem Summensignal und dem erwünschten Anteil (Dw) in dem Differenzsignal. Der Welligkeitsanteil läßt sich dadurch vermeiden, daß dafür gesorgt wird, daß das Produkt SwDw nicht in dem Gleichstromregelsignal auftritt. Statt dessen werden das Summen- und das Differenzsignal derart umgewandelt, daß um 2Δω zentrierte Signale zum Schaffen von Verstärkungs- und Phasenkorrektursignalen benutzt werden.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten und dritten Filtermittel je ein mit einem Tiefpaßfilter in Reihe geschaltetes Hochpaßfilter aufweisen.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Phasenschieber (54) eine breitbandige Phasenverriegelungsschleife aufweist.

4. Empfänger nach Anspruch 3, wobei die breitbandige Phasenverriegelungsschleife auch als Demodulator wirksam ist.

5. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 4, weiterhin mit einem Verstärker (35) mit fester Verstärkung in einem der zwei Strecken und mit einem Verstärker (34) mit einstellbarer Verstärkung in der anderen Strecke, wobei dieser letztere einen Regeleingang hat zum Erhalten des Verstärkungskorrektursignals.

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Quadratur-Phasenschieber (32) einen Regeleingang aufweist zum Erhalten des Phasenkorrektursignals.

7. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 6, weiterhin mit einem weiteren zwischen der Differenzierschaltung (24) und den ersten Multipliziermitteln (46) vorgesehenen Verstärker (62) mit einstellbarer Verstärkung, wobei ein Tiefpaßfilter (65) mit dem Ausgang der ersten Multipliziermittel sowie einem Eingang des anderen Verstärkers mit einstellbarer Verstärkung verbunden ist.