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CN105515413B - 一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路与方法 - Google Patents

一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路与方法 Download PDF

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CN105515413B
CN105515413B CN201510895297.7A CN201510895297A CN105515413B CN 105515413 B CN105515413 B CN 105515413B CN 201510895297 A CN201510895297 A CN 201510895297A CN 105515413 B CN105515413 B CN 105515413B
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Abstract

本发明涉及一种基于交流‑直流转换器的输出电压采样电路与方法，该电路包括：输出电压检测电路、误差放大器、脉宽调制控制器、去磁时间检测电路和计时器；输出电压检测电路用于采样和保持FB信号，输出反馈电压；误差放大器将反馈电压与参考电压进行比较，输出第一电压；去磁时间检测电路对FB信号的去磁时间进行检测，输出第一检测结果；计时器根据第一检测结果对脉宽调制控制器进行控制，输出控制值；脉宽调制控制器根据控制值与第一电压调节脉宽调制信号的脉宽，输出门信号。本发明在输出恒定电压的情况下，通过脉宽调制PWM控制器、去磁时间检测电路和计时器的共同作用对Gate信号开启时间进行调制，实现了在任何情况下都能准确的对FB波形进行采集。

Description

一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路与方法
技术领域
本发明涉及集成电路设计领域，具体涉及一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路与方法。
背景技术
在交流-直流转换器电路中，对输出电压的检测可以通过采样变压器电感的电压来实现，而主级电感电压可以通过变压器辅助绕组传输给脉冲调制控制器。图1为现有技术中的一种交流-直流转换器中的输出电压采样电路的结构示意图。如图1所示，电阻R1表示次级绕组的串联寄生电阻与输出引线的串联寄生电阻的和。在输入相同的市电电压下，不同输出负载的负载电流不同，此时次级绕组的输出电压是有区别的。
在输出负载较重时，各个节点的电压或电流波形如图2所示。输出电压通过辅助绕组和分压电阻网络R2、R3后的反馈信号FB的波形采样得到。在电感去磁时间(Tdmg)内，FB电压与输出电压成正比，即FB＝k*Vout，比例参数k为：其中，Ns为变压器次级绕组匝数，Na为变压器辅助绕组匝数。由于变压器漏感的存在，在去磁时间开始的瞬间，FB的电压波形会产生一个衰减震荡,在此期间对FB波形进行检测会出现检测误差。因此有效的检测时间需要在去磁时间开始一段时间以后(前端消隐时间LEB)才能开始。当输出负载较轻时，如图3所示相对于负载阻值较大时的门信号Gate，此时的Gate的开启时间减小，主级电感的峰值电流相应减小，这就会使去磁时间也减小。当负载变到足够小时，去磁时间会减小到FB波形没有有效的采样时间，此时无法检测输出电压。
发明内容
为了解决上述问题，一方面，本发明提供了一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路，该电路包括：输出电压检测电路、误差放大器、脉宽调制控制器、去磁时间检测电路和计时器，输出电压检测电路用于采样和保持FB信号，输出反馈电压；误差放大器用于将反馈电压与参考电压进行比较，输出第一电压；去磁时间检测电路用于对FB信号的去磁时间进行检测，输出第一检测结果；计时器用于根据第一检测结果对脉宽调制控制器进行控制，输出控制值；脉宽调制控制器用于根据控制值与第一电压，调节脉宽调制信号的脉宽，输出门信号。
进一步的，去磁时间检测电路对FB信号进行检测，具体为；当去磁时间大于前端消隐时间时，去磁时间检测电路输出的第一检测结果为第一电平，则计时器输出的控制值为第一电平；当去磁时间小于前端消隐时间时，去磁时间检测电路输出的第一检测结果为第二电平，则计时器输出的控制值为第二电平。
进一步的，脉宽调制控制器包括模拟累加器电路；模拟累加器电路的一输入端接收误差放大器电路输出的第一电压，另一输入端接收计数器输出的控制值，输出端输出第二电压；脉宽调制控制器用于根据控制值与第一电压，调节脉宽调制信号的脉宽，输出门信号；根据第二电压对脉宽调制控制器的调制信号进行调制，输出门信号。
进一步的，模拟累加器电路包括：运算放大器、电阻、可变电流源电路和异步计时器电路；其中，可变电流源电路中每条支路均由一个开关与一个电流源串联组成；异步计时器电路的一输入端接收计数器输出的控制值，另一输入端接收调制信号，输出端输出控制可变电流源电路的控制信号；可变电流源电路的每个支路上的开关受控于异步计时器电路输出的控制信号，可变电流源电路的一端通过电流源接地，可变电流源电路的另一端通过开关与电阻的一端相连；电阻的另一端与运算放大器的输出端相连；运算放大器一输入端接收第一电压，另一输入端接收电阻与可变电流源电路的节点电压，输出端输出第二电压。
进一步的，异步计时器电路包括：与可变电流源电路中各支路相对应的触发器、或非门和与门。
进一步的，可变电流源电路中各支路的电流源按一定编码方式进行排列。
进一步的，脉宽调制控制器包括延时电路；延时电路包括反相器电路和异步计时器电路；反相器电路包括：模拟反相器、反相器以及由电容与开关组成的并联电路；其中，模拟反相器用于控制延时时间；并联电路中每条支路包括一个开关与一个电容，并联电路的一端通过开关连接至反相器的输入端，并联电路的另一端通过电容接地；反相器的输出端作为延时电路的输出端；模拟反相器的输入端作为延时电路的输入端，模拟反相器的输出端连接至反相器的输入端；
异步计时器电路一输入端接收计时器输出的控制值，输出控制信号，用于控制并联电路中支路的通断；反相器电路通过并联电路中电容的充电时间控制延时电路的延时时间；通过控制延时电路的延时时间，对脉宽调制控制器的调制信号进行调制，输出门信号。
进一步的，模拟反相器包括电流源和开关管，开关管的栅极作为延时电路的输入端，源极接地，漏极与电流源的输出端的交点连接至反相器的输入端，电流源的输入端接电源；当开关管导通时，开关管与电流源的交点输出低电平；当开关管截止时，电流源通过开关管的漏极向并联电路中相应的电容充电，开关管与电流源的的交点输出高电平。
进一步的，异步计时器电路包括：与反相器电路中并联电路的各支路相对应的触发器、或非门和与门。
另一方面，本发明提供了一种基于交流-直流转换器的输出电压采样方法，该方法包括：
采样和保持FB信号，输出反馈电压；将反馈电压与参考电压进行比较，输出第一电压；对FB信号的去磁时间进行检测，输出第一检测结果；根据第一检测结果对脉宽调制控制器进行控制，输出控制值；根据控制值与第一电压，调节脉宽调制信号的脉宽，输出门信号。
进一步的，对FB信号进行检测，具体为；当去磁时间大于前端消隐时间时，第一检测结果为第一电平，则控制值为第一电平；当去磁时间小于前端消隐时间时，第一检测结果为第二电平，则控制值为第二电平。
本发明实施例使该电路在输出恒定电压的情况下，通过脉宽调制PWM控制器、去磁时间检测电路和计时器的共同作用，对Gate信号开启时间进行调制，实现了该电路在任何情况下都能准确的对FB波性进行采集工作。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为现有技术中的一种交流-直流转换器中的输出电压采样电路的结构示意图；
图2为图1在输出负载阻值较大时各个节点的电压或电流波形示意图；
图3为图1在输出负载阻值较小时各个节点的电压或电流波形示意图；
图4为本发明实施例提供的一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路结构示意图；
图5为图4中采集电路的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的去磁时间检测电路输出信号与计时器输出信号的波形示意图；
图7为本发明实施例提供的FB信号、去磁时间检测电路输出信号与计时器输出信号的波形示意图；
图8a为图5所示电路中一种PWM控制器电路的具体实现结构示意图；
图8b为图8a中一种模拟加法器电路的具体实现结构示意图；
图9为图8b所示电路中PWM信号与运算放大器输出信号的波形示意图；
图10为图5所示电路中另一种PWM控制器电路的具体实现结构示意图；
图11为本发明实施例提供的一种基于交流-直流转换器的输出电压采样的方法流程图。
具体实施方式
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
图4为本发明实施例提供的一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路结构示意图。如图4所示，该电路包括：恒流控制电路和辅助绕组电路；其中，恒流控制电路包括桥式整流器、电容C1、变压器T1、功率开关管M1、整流二极管D1、电阻R1、电容C2和负载RL；辅助绕组电路包括电阻R2、电阻R3和采样电路401。
图5为图4中采集电路的结构示意图。如图5所示，该采样电路401包括：输出电压检测电路501、误差放大器502、脉宽调制PWM控制器503、去磁时间检测电路504和计时器505。
输出电压检测电路501，用于采样和保持反馈FB信号，输出反馈电压VFB，其输入端接收反馈FB信号，输出端与误差放大器502的同相输入端连接；
误差放大器502，用于将反馈电压VFB与参考电压Vref进行比较，输出直流电平信号EAout，其反相输入端接入参考电压Vref，输出端与WM控制器503的一输入端相连，
PWM控制器503的另一输入端与计时器505的输出端相连，用于根据误差放大器502输出的直流信号EAout调整PWM信号的脉冲宽度，其输出端输出Gate信号；
去磁时间检测电路504的输入端与输出电压检测电路501的输入端相连，输出端与计时器505的输入端相连，用于对反馈FB波形的去磁时间进行检测，输出SnHOK电平信号。
进一步的，由于负载不同，FB波形可能会产生衰减震荡，在去磁时间内形成LEB时间段，去磁时间检测电路504对该FB波形的去磁时间进行检测。
计时器505用于对去磁时间检测电路504的输出信号进行检测，输出控制信号Tdmg。
图5所示电路的工作过程如下：
输出电压检测电路501对FB信号进行采样，检测并保持该信号，输出FB信号的电压VFB，并将该电压输出至误差放大器502的同相输入端，将电压VFB与参考电压Vref进行比较，输出直流电平信号EAout；去磁时间检测电路504对FB信号进行去磁时间检测：如果去磁时间大于LEB时间段，去磁时间检测电路504输出高电平SnHOK＝1，计时器505输出高电平Tdmg＝1，此时PWM控制器503输出的Gate信号触发功率开关管M1的开启时间完全由输入的EAout决定；如果去磁时间小于LEB时间段，去磁时间检测电路501输出为低电平SnHOK＝0，计时器505启动延时功能使Tdmg＝1持续tf时间段，tf时间段由计时器505的内部结构决定，可以是10-100个PWM周期也可以是1-2mS，在tf时间段内Gate信号触发功率开关管M1的开启时间仍由EAout信号决定，在tf时间段之后计时器505输出变为低电平Tdmg＝0，波形变化如图6所示。
在tf时间段之后计时器505输出变为低电平Tdmg＝0，PWM控制器503的输出Gate信号触发功率开关管M1的开启时间在由EAout信号决定的基础上逐渐增加，直到Tdmg＝1为止。
进一步的，当去磁时间小于LEB时间段时，输出电压检测电路501不能对FB信号进行采样，其输出SnHOK＝0，持续tf时间段后计时器505的输出Tdmg＝0，PWM控制器503强制使Gate信号的开启时间逐渐加长，一直增加到使去磁时间足够长，以至于输出电压检测电路501可以对FB信号进行采样后，Gate信号的开启时间恢复到由环路内误差放大器决定的状态，如此周而复始，波形如图7所示。
在Tdmg＝0时，Gate信号开启时间逐渐增加的方案如下：
图8a为图5所示电路中一种PWM控制器电路的具体实现结构示意图。如图8a所示，该PWM控制器电路包括：锯齿波发生器801、比较器802、与门803、RS触发器804、驱动器805和延时电路806和模拟累加电路807
比较器802的同相输入端连接至锯齿波发生器801的输出端，反相输入端连接至模拟累加电路807的输出端；模拟累加电路807的一输入端接收误差放大器502输出的EAout，另一输入端接收计数器505输出的Tdmg，
比较器802的输出端连接至与门803的一输入端；与门803的输出端连接至RS触发器804的R端，RS触发器804的S端与系统内其他控制电路连接，RS触发器804的输出端分别与驱动器805的输入端和延时电路806的输入端相连，延时电路806的输出端连接至与门803的另一输入端，驱动器805的输出端输出Gate信号。
模拟累加电路807用于提高误差放大器输出的EAout信号的平均电压，转化为EAout2信号；RS触发器804用于输出PWM信号；延时电路806控制Gate信号的最小开启时间，Gate信号的关断时间由S端信号决定。其中，根据不同的控制机理，S端信号的产生可以是固定时间的，也可以是由外部信号决定的。
在一个例子中，PWM的具体实现方式如下：
设RS触发器804的初始输出状态为0，输入状态为Set＝0，Reset＝0。当系统内的其他控制电路触发S＝1时，PWM信号被置位为1，锯齿波发生器801被立即放电到最低电平并且从最低电平开始充电。
当锯齿波发生器801被放电的最低电平小于或等于EAout2电平时，比较器802输出低电平，控制系统内的其他电路触发S＝0，RS触发器的输出信号PWM保持为1；当锯齿波发生器801的输出信号充电到比EAout2高时，比较器802输出高电平，此时与门803输出高电平，RS触发器804的R端输入为1，PWM信号被重置，PWM＝0。当下一次S被触发为1时，RS触发器804的输出的PWM信号再次被置位为1，锯齿波发生器801再次被立即放电到最低电平且从最低电平开始充电，上述过程再次重复。也就是说，增大EAout到EAout2，使锯齿波发生器被放电的最低电平小于或等于EAout2电平时，PWM信号的宽度会增大。其中，S端信号周期性的触发RS触发器804，上述过程周期性的重复，决定了每个周期中PWM信号的宽度，该过程中延时电路806不起作用。
当PWM＝0时，无论比较器802的输出电平是1还是0，与门803的输出为低电平RS触发器804的R端输入0，此时保持PWM＝0。之后当S＝1时，PWM从0翻转到1，延时电路806会在S＝1之后的一个时间段(延迟时间)内保持输出为0。
在上述的延迟时间内，如果比较器802的输出电平在上述延迟时间内输出低电平，那么延时电路对整个PWM的工作过程没有影响；如果比较器802的输出为高电平，也就是说，锯齿波发生器801的输出比EAout2高，那么触发RS触发器804的R＝0，PWM输出为高电平。过了上述延时时间之后，延时电路的输出电平为高电平，RS触发器804的R＝1，此时PWM才被置位为零。上述延迟时间决定了PWM的最小开启时间，因此，延时电路806控制Gate信号的最小开启时间。
图8b为图8a中一种模拟累加电路的具体实现结构示意图，如图8b所示，该模拟加法电路807包括运算放大器op1、电阻R1、可变电流源电路和异步计时器电路。其中，可变电流源电路中每条支路均由一个开关与一个电流源串联组成。
异步计时器电路的一输入端接收计数器505输出的Tdmg，另一输入端接收RS触发器804输出的PWM信号，输出端输出控制可变电流源电路的控制信号；可变电流源电路的一端通过电流源接地，另一端通过开关与电阻的一端相连，电阻R1的另一端连接至运算放大器op1的输出端；运算放大器op1的同相输入端接收EAout信号，反相输入端接收电阻R1与可变电流源电路的节点电压，输出EAout2信号。
可变电流源电路包括电流源I0-I4与开关SW0-SW4，该并联电路中每条支路中均由一个开关与一个电流源串联组成，开关的一端连接至电阻R1的一端，另一端与电流源串联后接地。其中,电流源I0-I4按照一定的编码方式进行排列，例如按照8421码排列，即I4＝2*I3＝4*I2＝8*I1＝16*I0。
异步计时器电路包括与可变电流源电路中各支路相对应D触发器DFF1-DFF5、或非门NOR和与门AND；DFF1-DFF5的反相输出端连接至自身输入端，DFF1-DFF4的反相输出端连接至下一级的时钟信号输入端，DFF1-DFF5的同相输出端输出控制可变电流源电路中开关SW0-SW4的控制信号，如控制信号为高电平开关闭合，控制信号为低电平开关断开，DFF1-DFF5的置位端R串联，用于接收Tdmg信号。与门AND的输入端接收DFF1-DFF5同相输出端输出的控制信号，其输出端连接至或非门NOR的一输入端，或非门NOR的另一输入端接收RS触发器804输出的PWM信号，输出端连接至DFF1的时钟信号输入端。其中，时钟信号输入端输入高电平有效。
下面将在一个例子中对模拟累加电路807的工作过程做详细论述。
运算放大器op1将误差放大器502输出的EAout和电阻R1与可变电流源电路的节点电压进行叠加处理，输出EAout2。
当Tdmg＝1时，表明去磁时间足够长FB信号被正确采样，此时异步计时器电路的R端处于高电平，DFF1-DFF5被重置，异步计时器电路不工作，同相输出端输出低电平的控制信号，控制可变电流源电路的开关SW0-SW4断开，电阻R1上没有电流通过无压降产生，此时EAout等于EAout2。
当Tdmg＝0时，表明去磁时间较短FB信号不能被正确采样，此时异步计时器电路的R端处于低电平，DFF1-DFF5组成的异步计时器开始工作。该异步计时器电路的时钟信号为PWM信号，且下降沿有效，即每经过一个PWM的下降沿，电阻R1上的压降会增加。由于可变电流源电路中电流源I0-I4按照I4＝2*I3＝4*I2＝8*I1＝16*I0的顺序排列，因此当异步计时器电路中DFF1-DFF5的输出由00000到11111变化过程中，EAout2的平均电压不断升高。当DFF1-DFF5输出的控制信号全部为高电平时，即同相输出端输出均为1时，此时不论PWM信号为高电平或低电平，经或非门NOR处理后将输出低电平，异步计时器电路溢出，此时DFF1-DFF5的输出的控制信号保持全部为高电平，直到Tdmg＝1时，DFF1-DFF5被重置，再重复上述工作过程。
图9为图8b所示电路中PWM信号与运算放大器输出信号的波形示意图。如图9所示，PWM信号的下降沿有效，水平虚线代表运算放大器op1输出的EAout信号，与之相交的实线代表EAout2信号。在初始时刻，即A点，EAout与EAout2的电压波形相同；在A-B时刻内，PWM信号的下降沿第一次来临时，EAout2的电压波形在EAout的电压波形的基础上增加一定幅度，之后每次PWM信号的下降沿来临，EAout2的电压波形都会在前一时刻EAout2电压波形的基础上增加一定幅值，其中，该幅值的大小由电阻R1上的压降决定；在B时刻起，EAout2的电压波形保持不变，此时异步计时器电路溢出，电阻R1上的压降为其所能达到的最大值。
模拟累加电路807通过可变电流源电路与异步计时器电路共同作用，强制使误差放大器电路输出的EAout的平均电压增大为EAout2，EAout2一直增大到异步计时器电路溢出，当电阻R1上的压降为其最大值时，运算放大器op1输出值累加EAout2也达到其最大值。在EAout2从EAout增加到其最大值的过程中，PWM的脉冲宽度在逐步增加，即Gate信号的开启时间增加，致使去磁时间的宽度也在相应的逐步增加。在这一过程中，如果去磁时间增加到可以满足对FB信号的采样Tdmg＝1时，异步计数器被重置，所有电流源停止工作，电阻R1上的压降为零，运算放大器op1的输出电压恢复到其输入电压EAout。因此，电阻R1上的压降能够达到的最大值决定了系统能够调节的程度，根据应用环境的不同，比如输入电压范围、输出电压、输出电流范围和变压器匝数比等等，需要调整异步计数器的位数、R1的阻值和电流源I0-I4的大小。当Tdmg信号再次处于低电平时，异步计时器电路再次触发可变电流源电路与进行工作，如此周而复始。
图10为图5所示电路中另一种PWM控制器电路的具体实现结构示意图。如图10所示，该PWM控制器电路包括：锯齿波发生器1001、比较器1002、与门1003、RS触发器1004、驱动器1005和延时电路1006；延时电路1006包括异步计时器电路和反相器电路1060。其中，反相器电路1060用于向与门1003输送PWM信号。
锯齿波发生器1001、比较器1002、与门1003、RS触发器1004与驱动器1005的连接方式与工作过程与上文相同，这里不再赘诉。
异步计时器电路一输入端接收计数器505输出的Tdmg，另一输入端接收RS触发器1004输出的PWM信号，输出端输出控制反相器电路1060的控制信号；
反相器电路1060包括反相器1061、模拟反相器以及由电容C0-C4与开关SW0-SW4组成的并联电路。其中，模拟反相器包括电流源1062和开关管1063，用于控制延时时间，需要说明的是，本实施例中延时时间的最小值或初始值可以由电流源1062自身的寄生电容决定，也可以通过并联的电容决定。
该并联电路中每条支路包括一个开关与一个电容，开关的一端通过电容接地，另一端连接至反相器1061的输入端。反相器1061的输出端连接至与门1003的一个输入端，模拟反相器中的开关管1063的栅极连接至RS触发器1004的输出端，源极接至地，漏极与电流源1062的输出端的相交，该交点连接至反相器1061的输入端，电流源1062的输入端接至电源VDD，其中，模拟反相器的工作过程为：
当开关管1063接收到的PWM信号为高电平时，开关管1063漏极与源极间导通，由于开关管1063的导通电阻很小，因此其漏极输出低电平，同时由于1063的导通电阻很小，其对电容C0-C4的放电速度很快，因此开关管1063的漏极从高电平翻转到低电平的时间可以忽略不计；
当开关管1063接收到的PWM信号为低电平时，开关管1063的漏极与源极间截止，因此电流源1062通过开关管1063的漏极向电容充电，漏极输出高电平。电流源1062向电容充电需要一段时间，一段延迟时间后达到反相器1061的翻转电平，反相器1061对输入电平进行翻转输出。
异步计时器电路中DFF1-DFF5的同相输出端输出的控制信号控制反相器电路1060中开关SW0-SW4的断开与闭合；异步计时器电路的连接方式与工作过程与上文相同，在此不再赘诉。
延时电路1006的工作过程如下：
当Tdmg＝0时，异步计时器电路正常工作，输出从00000到11111的电平信号，控制反相器电路中的开关SW0-SW4；反相器电路中开关管1063将RS触发器1004输出的PWM信号送至反相器1061的输入端，此时电流源1062对并联电路中开关闭合的所在支路上的电容进行充电，充电过程中被充电的电容电压升高，当反相器电路中的并联电路的电压达到翻转电平时，如1/2VDD，反相器1061将其输入信号的电平取反，并输出至与门1003；
延时电路通过异步计时器和反相器电路1060改变延迟时间，以至于PWM信号的脉宽增大，即Gate信号的开启时间增加，致使去磁时间的宽度也在相应的逐步增加。在这一过程中，如果去磁时间增加到可以满足对FB信号的采样时Tdmg＝1，异步计数器被重置，电容C0-C4断开，模拟反相器的延迟时间被恢复到最小值或初始值。因此，电容充电的时间长短决定了系统能够调节的程度，根据应用环境的不同，如输入电压范围、输出电压、输出电流范围和变压器匝数比等等，需要调整异步计数器的位数、电容C0-C4的容值及排列方式和电流源的大小。当Tdmg信号再次处于低电平时，异步计时器电路再次触发反相器电路进行工作，如此周而复始。
图11为本发明实施例提供的一种基于交流-直流转换器的输出电压采样的方法流程图。由于FB信号与输出电压成正比，从而可得到输出电压，因此如图11所示，该采样方法包括：
步骤S111、接收FB信号，对FB信号进行采样，输出电压VFB；
步骤S112、将电压VFB与参考电压进行比较，输出EAout；
步骤S113、接收FB信号，对FB信号的去磁时间进行检测，输出SnHOK；
具体为，由于电路负载不同，FB波形可能会产生衰减震荡，在去磁时间内形成LEB时间段，去磁时间检测电路对该FB波形的去磁时间进行检测。
步骤S114、根据SnHOK的信号电平，输出控制信号；
具体为，当去磁时间大于LEB时间段时，SnHOK为高电平，则控制信号的电平为高电平；当去磁时间小于LEB时间段时，SnHOK为低电平，则控制信号的电平为低电平。
步骤S115、根据控制信号与EAout，调节PWM信号的脉宽，输出Gate信号。
本发明实施例使该电路在输出恒定电压的情况下，通过脉宽调制PWM控制器、去磁时间检测电路和计时器的共同作用，对Gate信号开启时间进行调制，实现了该电路在任何情况下都能准确的对FB波性进行采集工作。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于交流-直流转换器的输出电压采样电路，所述电路包括：输出电压检测电路(501)、误差放大器(502)，其特征在于，脉宽调制控制器(503)、去磁时间检测电路(504)和计时器(505)，
所述输出电压检测电路(501)，用于采样和保持输出电压反馈信号，输出反馈电压(VFB)；
所述误差放大器(502)，用于将所述反馈电压(VFB)与参考电压(Vref)进行比较，输出第一电压(EAout)；
所述去磁时间检测电路(504)，用于对所述输出电压反馈信号的去磁时间进行检测，输出第一检测结果(SnHOK)；
所述计时器(505)，用于根据所述第一检测结果对所述脉宽调制控制器(503)进行控制，输出控制值(Tdmg)；当去磁时间小于前端消隐时间段，所述计时器(505)输出的控制值(Tdmg)将持续预定延时(tf)时间段；
所述脉宽调制控制器(503)包括模拟累加器电路(807)；所述模拟累加器电路(807)的一输入端接收所述误差放大器(502)输出的所述第一电压(EAout)，另一输入端接收所述计时器(505)输出的所述控制值(Tdmg)，输出端输出第二电压(EAout2)；
所述脉宽调制控制器(503)，用于根据所述控制值(Tdmg)与所述第一电压，调节脉宽调制信号的脉宽；
根据所述第二电压(EAout2)对所述脉宽调制控制器(503)的调制信号进行调制，输出门信号(Gate)。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述去磁时间检测电路(504)对所述输出电压反馈信号进行检测，具体为；
当所述去磁时间大于前端消隐时间时，所述去磁时间检测电路(504)输出的所述第一检测结果(SnHOK)为第一电平，则所述计时器(505)输出的所述控制值(Tdmg)为所述第一电平；当所述去磁时间小于所述前端消隐时间时，所述去磁时间检测电路(504)输出的所述第一检测结果(SnHOK)为第二电平，则所述计时器(505)输出的所述控制值(Tdmg)为所述第二电平。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述模拟累加器电路包括：运算放大器、电阻、可变电流源电路和异步计时器电路；其中，所述可变电流源电路中每条支路均由一个开关与一个电流源串联组成；
所述异步计时器电路的一输入端接收所述计时器(505)输出的所述控制值(Tdmg)，另一输入端接收所述调制信号，输出端输出控制所述可变电流源电路的控制信号；所述可变电流源电路中每条支路上的所述开关受控于所述异步计时器电路输出的所述控制信号，所述可变电流源电路的一端通过所述电流源接地，所述可变电流源电路的另一端通过所述开关与所述电阻的一端相连；所述电阻的另一端与所述运算放大器的输出端相连；所述运算放大器一输入端接收所述第一电压(EAout)，另一输入端接收所述电阻与所述可变电流源电路的节点电压，输出端输出所述第二电压(EAout2)。
4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述异步计时器电路包括：与所述可变电流源电路中每条支路相对应的触发器、或非门和与门。
5.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述可变电流源电路中每条支路的所述电流源按一定编码方式进行排列。
6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述脉宽调制控制器(503)包括延时电路(1006)；所述延时电路(1006)包括反相器电路(1060)和异步计时器电路；
所述反相器电路包括：模拟反相器、反相器(1061)以及由电容与开关组成的并联电路；其中，所述模拟反相器用于控制延时时间；所述并联电路中每条支路包括一个开关与一个电容，所述并联电路的一端通过所述开关连接至所述反相器的输入端，所述并联电路的另一端通过所述电容接地；所述反相器的输出端作为所述延时电路(1006)的输出端；所述模拟反相器的输入端作为所述延时电路(1006)的输入端，所述模拟反相器的输出端连接至所述反相器的输入端；所述异步计时器电路一输入端接收所述计时器(505)输出的所述控制值，输出控制信号，用于控制所述并联电路中每条支路的通断；所述反相器电路(1060)通过所述并联电路中所述电容的充电时间控制所述延时电路(1006)的所述延时时间；
通过控制所述延时电路(1006)的所述延时时间，对所述脉宽调制控制器(503)的调制信号进行调制，输出所述门信号(Gate)。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述模拟反相器包括电流源(1062)和开关管(1063)，
所述开关管(1063)的栅极作为所述延时电路(1006)的输入端，源极接地，漏极与所述电流源(1062)的输出端的交点连接至所述反相器(1061)的输入端，所述电流源(1062)的输入端接电源；
当所述开关管(1063)导通时，所述开关管(1063)与所述电流源(1062)的交点输出低电平；当所述开关管(1063)截止时，所述电流源(1062)通过所述开关管(1063)的漏极向所述并联电路中相应的所述电容充电，所述开关管(1063)与所述电流源(1062)的交点输出高电平。
8.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述异步计时器电路包括：与所述反相器电路中所述并联电路的各所述支路相对应的触发器、或非门和与门。
9.一种基于交流-直流转换器的输出电压采样方法，应用于如权利要求1所述的电路，所述方法包括：
采样和保持输出电压反馈信号，输出反馈电压；
将所述反馈电压与参考电压进行比较，输出第一电压；
对所述输出电压反馈信号的去磁时间进行检测，输出第一检测结果；
根据所述第一检测结果，输出控制值；
根据所述控制值与所述第一电压，调节脉宽调制信号的脉宽，输出门信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述对所述输出电压反馈信号进行检测，具体为；
当所述去磁时间大于前端消隐时间时，所述第一检测结果为第一电平，则所述控制值为所述第一电平；当所述去磁时间小于所述前端消隐时间时，所述第一检测结果为第二电平，则所述控制值为所述第二电平。
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