CN104618283B - 通信装置及提高数字预失真线性化的方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 52
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 35
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 108
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 78
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 45
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 28
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 20
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 19
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims description 13
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 238000012795 verification Methods 0.000 claims description 10
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 8
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 10
- 238000012952 Resampling Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000009022 nonlinear effect Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
一种提高数字预失真(Digital Pre‑Distortion，DPD)线性化的方法及通信装置，获取预失真处理后的传输信号及处理后的回馈信号，对比两个信号的差异并对信号进行处理，以抑制反射信号及通道所带来的线性失真，为后续的非线性化处理做准备。通过使用这种提高数字预失真线性化的方法及通信装置，可以有效提高信号的质量，便于对信号的后续处理。
Description
技术领域
本发明涉及信号处理系统，尤其涉及一种通信装置及提高数字预失真线性化的方法。
背景技术
在无线通信中，通常利用功率放大器(Power Amplifier，PA)传输多载波信号。在大多数通信系统的无线发射放大器对输入信号线性度皆有一定要求。放大器会对输入信号进行压缩或进行非线性输入输出处理，从而避免输出信号对临近通道的信号造成干扰，维持临近通道功率比率(Adjacent Channel Power Ratio，ACPR)。
预失真为一种改善无线发射放大器非线性效果及ACPR的技术。在传输系统中应用数字预失真技术，对比传输信号与反馈信号，压缩内部失真，使得高效传输信号的同时也维持了较高的ACPR，从而符合相关频谱发射的要求。
然而，在传输信号的过程中，除了放大器的失真以外，在通道间的失真也会存在。这些失真会严重影响数字预失真线性化的效果。由于多重反射的存在，不同相位的信号将产生不同的波峰和波谷，振幅幅度的变化和群延迟的变化将更加厉害。加之环境因素的影响，带有自适应修正上述影响的功能很有必要。
同时，不同通道信号传输中的其他因素，如：放大器的输入传输线及放大器与回馈信号接收器的连接线等也会引入显著延迟的反射信号，也会导致回馈通道中的信号失真。
发明内容
有鉴于此，需提供一种通信装置及提高数字预失真线性化的方法，以更好地抑制信号失真。
本发明实施方式所提供的提高数字预失真线性化的方法，适用于通信装置中，所述提高数字预失真线性化的方法包括：在减小波峰因子处理阶段，通信装置的减小波峰因子处理单元接收多载波信号并对多载波信号进行信号处理；在传输滤波补偿阶段，通信装置的传输滤波补偿单元对减小波峰因子处理单元处理后的信号进行信号处理；在上采样阶段，通信装置的上采样单元对传输滤波补偿单元处理后的信号进行上采样，使得上采样后的信号具有能进行内部失真信号处理的带宽；在数字预失真处理阶段，位于上采样单元和功率放大器间的第一数字预失真单元对上采样处理后的信号进行数字预失真处理，使得数字预失真处理后的传输信号具有抑制功率放大器非线性失真的特性；在信号转换阶段，数字模拟信号转换单元将数字预失真处理后的传输信号转换为模拟预失真信号；在信号放大阶段，将模拟预失真信号传输到功率放大器中进行处理；在预失真算法阶段，根据数字预失真处理后的传输信号和功率放大器放大输出的回馈信号，预失真算法单元输出多项式系数，抑制回馈信号的多通道失真并向第一数字预失真单元输出多项式系数，使得第一数字预失真单元可以完成预失真运算规则的处理进程。
优选地，预失真算法阶段还包括：根据信噪比率和临近通道功率比率，从多个多项式系数中选出最佳多项式系数。
优选地，预失真算法阶段还包括：应用回馈信号的多通道失真补偿滤波进程，抑制多通道失真。
优选地，多通道失真补偿滤波进程，还包括使用数字有限脉冲响应滤波器抑制多通道失真。
优选地，提高数字预失真线性化的方法还包括：数字预失真系数估算单元产生多项式系数；将多项式系数传送到第二数字预失真单元；根据多项式系数，第二数字预失真单元进行数字预失真处理，产生第一预失真信号；根据第一预失真信号，数字预失真效果估算单元计算出第一信噪比率和第一临近通道功率比率；验证单元将第一信噪比率和信噪比率门槛值进行比较，将第一临近通道功率比率和临近通道功率比率门槛值进行比较。
优选地，提高数字预失真线性化的方法还包括：根据从第一数字预失真单元输出端获取的传输信号及从功率放大器输出端采集的回馈信号，数字预失真系数估算单元产生多项式系数。
优选地，提高数字预失真线性化的方法还包括：关联单元判定传输信号和回馈信号间的第一时间偏移值；根据第一时间偏移值，延迟单元调整传输信号和回馈信号，使两信号同步。
优选地，提高数字预失真线性化的方法还包括：补偿优化单元判定传输信号和回馈信号间的第二时间偏移值；根据第二时间偏移值，延迟单元调整传输信号和回馈信号，使两者同步。
优选地，提高数字预失真线性化的方法还包括：补偿优化单元提供多通道补偿滤波系数给多通道补偿滤波单元；根据多通道补偿滤波系数，多通道补偿滤波单元抑制回馈信号的多通道失真。
本发明实施方式所提供的通信装置，包括减小波峰因子处理单元、传输滤波补偿单元、上采样单元、第一数字预失真单元、数字模拟信号转换单元、功率放大器、预失真算法单元，其中减小波峰因子处理单元用于接收多载波信号并对多载波信号进行信号处理；传输滤波补偿单元用于对减小波峰因子处理单元处理后的传输信号进行信号处理；上采样单元用于对传输滤波补偿单元处理后的传输信号进行上采样，使得上采样后的传输信号具有能进行内部失真信号处理的带宽；第一数字预失真单元位于上采样单元和功率放大器间，用于对上采样处理后的传输信号进行数字预失真处理，使得数字预失真后的传输信号具有抑制功率放大器非线性失真的特性；数字模拟信号转换单元用于将传输信号转换为模拟预失真信号；功率放大器用于放大模拟预失真信号；预失真算法单元用于根据数字预失真处理后的传输信号和功率放大器放大输出的回馈信号，输出多项式系数，抑制回馈信号的多通道失真并向第一数字预失真单元输出多项式系数，使得第一数字预失真单元可以完成预失真运算规则的处理进程。
优选地，其中传输滤波补偿单元用于抑制传输链路中上采样单元、第一数字预失真单元、数字模拟信号转换单元以及功率放大器的线性失真。
优选地，预失真算法单元用于根据信噪比率和临近通道功率比率，从多个多项式系数中选出最佳多项式系数。
优选地，通信装置还包括多通道失真补偿滤波单元，用于对回馈信号进行滤波。
优选地，多通道失真补偿滤波单元还包括：数字有限脉冲响应滤波器，用于对回馈信号进行数字有限脉冲响应滤波，以抑制回馈信号的多通道失真。
优选地，通信装置还包括数字预失真系数估算单元、第二数字预失真单元、数字预失真效果估算单元、验证单元，其中数字预失真系数估算单元用于产生多项式系数；第二数字预失真单元用于根据多项式系数进行数字预失真处理，产生第一预失真信号；数字预失真效果估算单元用于根据第一预失真信号，计算出第一信噪比率和第一临近通道功率比率；验证单元用于将第一信噪比率和信噪比率门槛值进行比较，将第一临近通道功率比率和临近通道功率比率门槛值进行比较。
优选地，其中预失真算法单元用于根据从第一数字预失真单元输出端获取的传输信号及从功率放大器输出端采集的回馈信号，产生多项式系数。
优选地，通信装置还包括关联单元及延迟单元，其中关联单元用于判定传输信号和回馈信号间的第一时间偏移值；延迟单元用于根据第一时间偏移值，调整传输信号和回馈信号，使两信号同步。
优选地，通信装置还包括补偿优化单元及多通道补偿滤波单元，其中补偿优化单元用于判定传输信号和回馈信号间的第二时间偏移值，提供多通道补偿滤波系数；多通道补偿滤波单元用于根据多通道补偿滤波系数，抑制回馈信号的多通道失真；其中，延迟单元，还用于根据第二时间偏移值，调整传输信号和回馈信号，使两信号同步。
通过使用这种提高数字预失真线性化的方法及通信装置，可以有效提高信号的质量，便于对信号的后续处理。
附图说明
图1为本发明一多载波功率放大器(Multi Carrier Power Amplifier，MCPA)传输系统实施例的架构图。
图2为本发明另一MCPA传输系统实施例的架构图。
图3为一数字预失真(Digital Pre-Distortion,DPD)算法单元及多通道补偿处理单元实施例的架构图。
主要元件符号说明
MCPA传输系统 10
无线传输通信系统 10A
多载波混合单元 11
CFR处理单元 12，110
DPD处理单元 13
模拟信号传输通道 14
功率放大器 15
传输滤波单元 16
天线 17
射频开关 18，800
模拟信号回馈单元 19
TFC单元 100
上采样单元 200
第一数字预失真单元 300
滤波单元 350
DAC 400
模拟信号传输通道 500
功率放大器 600
传输滤波单元 700
模拟信号回馈接收器 900
ADC 1000
DPD算法单元 1100
传输信号捕获单元 1110
回馈信号捕获单元 1120
重采样单元 1130
关联单元 1140
多通道补偿滤波单元 1150
DPD系数估算单元 1160
第二数字预失真单元 1170
DPD效果估算单元 1180
补偿优化单元 1190
验证单元 1195
如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
本发明揭露了一种对多通道信号、反射信号及其他因素导致的失真进行补偿的方法，以提高DPD线性化的性能。与本发明相适应的无线通信装置包括MCPA传输系统。在实施例中所公开的通信装置可以为独立的装置、各种整合的网络网关装置或网络终端设备。各种网络网关装置包括无线网络中的基站、网桥、路由器、交换机、热点或集线器。网络终端设备包括机顶盒、移动电话、个人平板计算机、桌上计算机、媒体播放器、数码相机、个人数字助手(Personal Digital Assistants，PDAs)、导航装置或可移动网络装置(MobileInternet Devices，MID)等。
图1为带有DPD处理单元13的MCPA传输系统10的实施例架构图，其中DPD处理单元13具有回馈闭环自适应的功能。如图1所示，回馈通道包括射频开关18和模拟信号回馈单元19。射频开关18用于从功率放大器15输出端或传输滤波单元16输出端选择回馈信号。被捕获的回馈信号经由射频开关18及模拟信号回馈单元19输入DPD处理单元13中进行信号回馈。多载波混合单元11传输多载波信号到减小波峰因子(Crest Factor Reduction，CFR)处理单元12。多载波信号被定义为一个关于变量t的函数x(t)。多载波混合单元11，用于把常用频谱中的多个独立载波组合在一起以产生复合信号y(t),其中每个独立载波皆有各自的增益γi和频率fi(变量i为整数)，则复合信号y(t)的表达式为：
式中j代表虚数，Ny为独立载波的总数，第i个载波信号以xi(t)表示。
CFR处理单元12对多载波信号进行处理，使得多载波的峰值对平均值比率(Peakto Average Ratio，PAR)减小，多载波最终能以接近饱和放大器输出功率的有效值进行传输。CFR处理单元12输出的信号先输入到DPD处理单元13进行处理后，再经由依次连接在DPD处理单元13后的模拟信号传输通道14、功率放大器15及传输滤波单元16输出。
DPD算法单元1100将捕获的传输信号与回馈信号进行处理，获得抑制功率放大器15非线性的特性，以抑制内部失真(Inter-Modulation Distortion，IMD)。然后把抑制功率放大器15非线性的特性作为DPD处理单元13的反传递函数对放大器非线性进行处理。
DPD处理单元13应用线性化处理进程以修正失真及改善ACPR。然而，这一进程是以回馈通道的观测数据为前提的，正如观测图1所示的天线输出一样。在传输信号过程中信号质量会变差，捕获到的回馈信号与天线输出信号不一致。当有多射频信号传输的时候，模拟信号容易受到其他通道信号的干扰。虽然，其他通道上的信号与本通道的传输信号有着相同的特性，但他们之间的振幅幅度、时间延迟以及相位存在差异。这样，使得回馈信号中既带有用信号也带有导致回馈信号失真的无用信号，DPD线性化的性能有所降低。
导致信号振幅幅度变化及群延迟产生的原因，可能是由多通道间的信号相互作用引起。不同振幅幅度及相位的信号相互作用，将导致信号的振幅幅度变化及时间延迟，从而限制了DPD线性化的效果。特别在多通道间信号延迟及振幅幅度较大的时候，限制就更为明显。
图2展示了一种无线传输通信系统10A的架构图。如图2所示，CFR输出端通过依次连接在其后的传输滤波补偿(Transmission Filter Compensation，TFC)单元100、上采样单元200、第一数字预失真单元300、滤波单元350、数字模拟信号转换单元DAC(Digital toAnalog Converter)400、模拟信号传输通道500、功率放大器600及传输滤波单元700与天线17连接。此外，功率放大器600的输出端及传输滤波单元700的输出端依次经由射频开关800、模拟信号回馈接收器900、模拟数字信号转换单元ADC(Analog to DigitalConverter)1000、DPD算法单元1100与第一数字预失真单元300连接。
首先，CFR处理单元12接收及处理多载波信号以产生CFR处理的信号，其中CFR处理单元12，用于减小数字域中多载波信号的波峰因子或降低PAR。
CFR处理单元12输出的信号将被送到TFC单元100进行失真修正。然后，使用上采样单元200将信号上变频为采样率RTX的信号，使得经上采样单元200输出的信号比TFC单元100输出的信号具有更高的采样率及足够宽的带宽以进行内部失真信号处理。
第一数字预失真单元300接收上采样单元200输出的信号，应用数字预失真的方法对上采样单元200与功率放大器600间传输信号的非线性失真进行补偿，产生预失真信号，使得预失真信号有较好的抑制功率放大器600非线性的特性，从而使第一数字预失真单元300与功率放大器600间的链路达到内部失真被压缩的线性功率放大器的实际效果。频带外的残余内部失真信号将被传输到传输滤波单元700中滤除，其中传输滤波单元700可以为双工滤波器或单工滤波器。
DAC400把预失真信号转换成模拟预失真信号，并输入功率放大器600中。
如图3所示，DPD算法单元1100包括DPD系数估算单元1160及其它组件。为了达到最大线性化的效果，较为理想的是模拟信号传输通道500、功率放大器600及模拟回馈接收通道皆无线性失真，使得DPD系数估算单元1160可以估算出最佳的滤波系数。DPD算法单元1100向第一数字预失真单元300输出多项式系数W，使得第一数字预失真单元300得以完成DPD运算规则的处理进程。
根据第一数字预失真单元300产生的预失真信号和功率放大器600输出的回馈信号，DPD算法单元1100输出多项式系数W以抑制经放大的多通道回馈信号失真，其中功率放大器600输出的回馈信号经由射频开关800、模拟信号回馈接收器900和ADC1000组成的回馈接收通道输入DPD算法单元1100。
TFC单元100，用于抑制传输通道中的线性失真，以确保从源信号到传输滤波单元700之间的增益平坦度及一致的群延迟。传输通道中的线性失真包括传输信号的振幅纹波和群延迟失真。
TFC单元100是一个可编程的P分接头(p taps)复合有限脉冲响应(FiniteImpulse Response，FIR)滤波器，其输出信号yn的表达式如下：
其中，滤波系数vi从DPD算法单元1100获得，xn-i代表TFC单元100的输入信号。TFC单元100将CFR处理的信号输出为已TFC的信号，以抑制传输通道的失真，传输通道包括上采样单元200、第一数字预失真单元300、滤波单元350、DAC400、无模拟信号传输通道500、功率放大器600。
上采样单元200把TFC单元100输出信号的采样率提高到采样率为RTX，使得从上采样单元200输出信号的带宽足够大以覆盖修正信号内部失真所要求的频带。例如，假设TFC100的输出信号频率为100MHz，采样率为125Ms/s，IMD为5阶失真，则这100MHz的信号需要进行重新调整采样率以支持5阶IMD或500MHz带宽。这就需要进行4阶的上采样。
第一数字预失真单元300可以是基于多项式的线性化处理单元，也可以是其他DPD技术的处理单元，如基于查找表技术或其他非线性处理技术以抑制IMD的方法。本发明主要着重于抑制线性失真以改善DPD效果和修正非线性失真。
理论上，第一数字预失真单元300结合DPD算法单元1100提供的数据将输入的信号转换成具有抑制非线性特性的输出信号，以补偿放大器及其它因素引起的非线性失真。
z＝DPD(y)＝PA-1(y) (3)
其中，y是第一数字预失真单元300的输入信号，z是经第一数字预失真单元300处理后的输出信号。当DPD为放大器的反函数时，放大器输出的信号与第一数字预失真单元300的输入信号为相同的信号，以p代表功率放大器600的输出信号，有以下表达式：
p＝PA(z)＝PA(DPD(y))＝PA(PA-1(y))＝y (4)
当第一数字预失真单元300的输入信号y不含有频带外的内部失真时，则可以认为功率放大器600已抑制内部失真。
然而，当传输信号和回馈信号皆受到多通道信号和反射信号的干扰，第一数字预失真单元300的输入信号将不再是功率放大器600输出信号的反函数，因此功率放大器600的输出信号带有一定的IMD干扰。DPD算法单元1100应及时找到须修正的信号振幅及相位并送到回馈通道以获得尽可能好的线性化。
滤波单元350，使用NQ分接头(NQ taps)的FIR滤波器抑制传输通道和功率放大器的多通道信号或反射信号的影响，用以下表达式表示：
其中，j和o分别代表滤波单元350的输入和输出信号，Qn为滤波系数，NQ为滤波单元350的滤波分接头总数，当系统校准或DPD工作时，调整滤波系数Qn的值以达到源信号与回馈信号的最佳信噪比率(Signal to Noise Ratio，SNR)。
DAC400，用于把滤波单元350输出的数字信号转换为模拟信号传输通道500的模拟输入信号。DAC400为高动态范围的转换器，避免DAC的量化噪声加大传输通道的系统噪声。
模拟信号传输通道500对DAC400输出的信号进行上变频，产生功率放大器600的射频输入信号。优选地，在预失真频带中保持模拟信号传输通道500的较小振幅增益及群延迟失真。
功率放大器600把功率较低的射频输入信号转换成便于传输的高功率射频信号，功率放大器600可能用到多级功率放大器，以接近放大器饱和功率的水平高效传输信号。
传输滤波单元700滤除频带外的残余的内部失真信号，防止此信号对上行接收通道的信号及美国联邦通信委员会所要求的信号造成干扰。传输滤波单元700可为频分双工(FDD)或时分双工(TDD)系统的一部份。
由于频带内振幅急剧变化的存在，传输滤波单元700会导致振幅幅度锐减(SharpAmplitude Roll-Off)和快速群延迟变化，使得误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)变差。因此，较难保持传输信号的最小失真。需由TFC单元100对传输信号的信号失真进行修正。
射频开关800，用于选择功率放大器600的输出信号或者传输滤波单元700的输出信号作为回馈信号输入接收通道中。射频开关800以两种模式工作：
(1)放大器的DPD线性化模式：射频开关800获取功率放大器600的输出信号进行DPD线性化处理；
(2)传输滤波补偿模式：此模式用于传输滤波变化及群延迟的均衡化，射频开关800获取传输滤波单元700的输出信号或天线的输入信号进行传输滤波补偿。
多数时间，射频开关800采用放大器的DPD线性化模式，以快速更新DPD的多项式系数W。少数时间，射频开关800按需采用传输滤波补偿模式。
模拟信号回馈接收器900将功率放大器600的输出的射频信号下变频以获得能被ADC1000数字转换的中频信号或基带信号。优选地，在回馈信号的频带中保持模拟信号回馈接收器900的较小振幅增益变化及群延迟变化失真。
ADC1000，用于把功率放大器600或传输滤波单元700输出的模拟信号转换为DPD算法单元1100的数字输入信号。ADC1000的动态范围足够大，避免ADC1000的量化噪声对信号处理产生影响。
如图3所示，图3展示了DPD算法单元1100的架构图。DPD算法单元1100的处理进程是先获取传输信号T的样本Ti及回馈信号F的样本Fi，再经过信号处理，为第一数字预失真单元300获取最佳的多项式系数W。
第一数字预失真单元300的输出信号已经过预失真处理，有了较宽的信号带宽。NTX个基带IQ信号样本被DPD算法单元1100以采样率RTX获取并存储在传输信号捕获单元1110中。
当ADC1000的输入信号为中频信号时，被转换为基带IQ信号。ADC1000输出的信号为数字回馈信号，NFB个基带IQ信号样本被DPD算法单元1100以采样率RFB获取并存储在回馈信号捕获单元1120中，以便后续线性化处理或传输补偿处理。
重采样单元1130包括插值滤波器及与抽取滤波器(Decimation Filter图中未注明)连接的延迟单元。插值滤波器对回馈信号捕获单元1120存储的回馈信号进行采样率为K·RTX的重采样，其中RTX为第一数字预失真单元300的采样率，K为一个适度大的整数，如4、6或8。随后，被重采样的信号送到延迟单元中调整相关位置。
抽取滤波器以采样率RTX接收并抽取延迟单元的回馈信号。插值滤波器接收时间延迟n并以分辨率使延迟单元调整信号。
经过插值滤波器处理的信号使重采样单元1130调整指针以获得最佳的时间延迟，从而获得最好的DPD效果。
关联单元1140，用于搜索经插值滤波器处理后的回馈信号和传输信号捕获单元1110输出信号之间的最佳时间偏移值t1(第一时间偏移值)。这个处理过程可以通过搜索峰值信号的SNRn来完成。
其中，L指的是积分长度，Ui指的是第二数字预失真单元1170的输出样本(变量i指1至L间的一个整数)，Ti指的是传输信号捕获单元1110输出信号(变量i指1至L间的一个整数)，Ui’和Ti’分别为Ui和Ti的共轭复数。
在搜索最大SNR值的过程中，时间延迟n可用于重采样单元1130中以调整时间延迟。根据最佳的时间偏移值和时间延迟n，重采样单元1130的延迟单元调整获取的传输信号及回馈信号，使两信号同步。
多通道补偿滤波单元1150，用于抑制使回馈信号失真的多通道信号或反射信号，从而使得DPD算法单元1100为第一数字预失真单元300提供最佳的多项式系数W。多通道补偿滤波单元1150使用FIR滤波器对回馈信号的失真进行抑制，此滤波器用以下表达式表示：
其中，Np为分接头数量，Pi为滤波系数，G和H分别为多通道补偿滤波单元1150的输入信号和输出信号，Gn-i和Hn分别为G和H的样本。
补偿优化单元1190搜索优化的滤波系数并应用到多通道补偿滤波单元1150中。
DPD系数估算单元1160计算多项式系数W并向第二数字预失真单元1170提供多项式系数W。DPD系数估算单元1160提供多项式系数W作为一种DPD解决方案。
第二数字预失真单元1170应用这一多项式系数W产生预失真信号U并将其输入DPD效果估算单元1180。
DPD效果估算单元1180将信号U和获取的传输信号T进行比较，以决定多项式系数W的SNR或ACPR。根据表达式(5)，计算多项式系数W中的SNR。另外，ACPR的计算如以下表达式所示：
其中，fFUN指基础载波的频率，fIMD指观测边带的频率，B为载波带宽，F(x,f,B)指信号x带通滤波器，其中心频率为f、带宽为B。可以对传输信号及回馈信号进行数字信号处理以完成这一处理过程。
补偿优化单元1190搜索最佳的时间延迟n作为第二时间偏移，搜索补偿滤波系数P，作为表达式(6)的系数供多通道补偿滤波单元1150工作。这一搜索过程就是为了找到最佳的时间延迟n和滤波系数P，从而提供正如DPD效果估算单元1180计算的最佳SNR和ACPR。
补偿优化单元1190有两种模式：
模式1，强力搜索模式：
强力搜索模式搜索的是时间延迟n，及Pi的振幅ai、相位θi(i为1至Np中的一个整数)。以下相关举例将用括号“{}”标示。为了找到最大的SNR或ACPR，本搜索模式结合重采样单元1130、多通道补偿滤波单元1150、DPD系数估算单元1160、第二数字预失真单元1170和DPD效果估算单元1180使用。如以下步骤所示，完成这个搜索模式：
1.补偿优化单元1190设置n＝0，{ai}＝0，{θi}＝0；
2.重采样单元1130激活时间延迟n；
3.多通道补偿滤波单元1150激活{ai}和{θi}；
4.DPD系数估算单元1160计算多项式系数W，但只把多项式系数W送到第二数字预失真单元1170进行效能评估；
5.第二数字预失真单元1170计算Ui；
6.DPD效果估算单元1180计算SNR与/或ACPR；
7.补偿优化单元1190调整n,{ai}和{θi}；
8.重复步骤2-7知道找到最高的SNR与/或ACPR，确定n,{ai}和{θi}的最佳值。
模式2，直接计算Pi：
用表达式计算Pi
系数P通过以下方程得到：
(F’F)·P＝(F’T) (11)
其中，
F＝{fn}为获取的回馈信号样本，T＝{tn}为获取的传输信号样本，F’为F的共轭复数，NN为用于计算系数P数组的样本数。
计算以上方程，滤波系数Pi可表示为：
然后，在多通道补偿滤波单元1150应用滤波系数Pi。
根据提供多项式系数W，第二数字预失真单元1170提供已预失真处理的信号U给DPD效果估算单元1180，验证单元1195验证多项式系数W得出的第一信噪比率SNR与/或第一临近通道功率比率ACPR。SNR门槛值SNRT和ACPR门槛值ACPRT皆预先指定，举例说明，当SNR的某个值SNR1和ACPR的某个值ACPR1与第i个多项式系数W(以下用Wi表示第i个多项式系数W)相关时，则验证单元1195做出以下判定：
1.当SNR1>SNRT或ACPR1>ACPRT时，判定第i个多项式系数Wi可行；
2.否则，判定第i个多项式系数Wi不可行。
如果第i个多项式系数Wi可行，则验证单元1195将方案中的Wi传送到第一数字预失真单元300和第二数字预失真单元1170进行处理，从而在DPD及放大器线性化处理中获得较好的SNR及ACPR。如果第i个多项式系数Wi不可行，则验证单元1195忽略第i个多项式系数Wi，第一数字预失真单元300继续沿用先前的多项式系数W直到找到符合判定条件的多项式系数W。
在DPD处理过程中，抑制由反射信号、传输通道失真和回馈通道失真引起的线性失真，实现多通道补偿的方法，使得更多的线性化资源能用在放大器非线性和剩余失真的抑制处理进程中，DPD线性化变得更有效率。
无线传输通信系统10A中的架构，可以部份或全部集成在芯片在中。
可以理解的是，对于本领域的普通技术人员来说，可以根据本发明的技术构思做出其它各种相应的改变与变形，而所有这些改变与变形都应属于本发明权利要求的保护范围。
Claims (15)
1.一种提高数字预失真线性化的方法，适用于通信装置中，其特征在于，所述方法包括：
在减小波峰因子处理阶段，所述通信装置的减小波峰因子处理单元接收多载波信号并对所述多载波信号进行信号处理；
在传输滤波补偿阶段，所述通信装置的传输滤波补偿单元对所述减小波峰因子处理单元处理后的信号进行信号处理；
在上采样阶段，所述通信装置的上采样单元对所述传输滤波补偿单元处理后的信号进行上采样，使得上采样后的信号具有能进行内部失真信号处理的带宽；在数字预失真处理阶段，位于所述上采样单元和功率放大器间的第一数字预失真单元对所述上采样处理后的信号进行数字预失真处理，使得所述数字预失真处理后的传输信号具有抑制所述功率放大器非线性失真的特性；
在信号转换阶段，数字模拟信号转换单元将所述数字预失真处理后的传输信号转换为模拟预失真信号；
在信号放大阶段，将所述模拟预失真信号传输到所述功率放大器中进行处理；及
在预失真算法阶段，根据所述数字预失真处理后的传输信号和所述功率放大器放大输出的回馈信号，预失真算法单元输出多项式系数，抑制所述回馈信号的多通道失真并向所述第一数字预失真单元输出所述多项式系数，使得所述第一数字预失真单元可以完成预失真运算规则的处理进程。
2.如权利要求1所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，所述预失真算法阶段还包括：应用所述回馈信号的多通道失真补偿滤波进程，抑制所述多通道失真。
3.如权利要求2所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括使用数字有限脉冲响应滤波器抑制所述多通道失真。
4.如权利要求2所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括：
数字预失真系数估算单元产生所述多项式系数；
将所述多项式系数传送到第二数字预失真单元；
根据所述多项式系数，所述第二数字预失真单元进行数字预失真处理，产生第一预失真信号；
根据所述第一预失真信号，数字预失真效果估算单元计算出第一信噪比率和第一临近通道功率比率；
验证单元将所述第一信噪比率和信噪比率门槛值进行比较，将所述第一临近通道功率比率和临近通道功率比率门槛值进行比较。
5.如权利要求4所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括：根据从所述第一数字预失真单元输出端获取的所述传输信号及从所述功率放大器输出端采集的所述回馈信号，所述数字预失真系数估算单元产生所述多项式系数。
6.如权利要求5所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括：
关联单元判定所述传输信号和所述回馈信号间的第一时间偏移值；
根据所述第一时间偏移值，延迟单元调整所述传输信号和所述回馈信号，使所述两信号同步。
7.如权利要求6所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括：
补偿优化单元判定所述传输信号和所述回馈信号间的第二时间偏移值；
根据所述第二时间偏移值，所述延迟单元调整所述传输信号和所述回馈信号，使两者同步。
8.如权利要求7所述的提高数字预失真线性化的方法，其特征在于，还包括：
所述补偿优化单元提供多通道补偿滤波系数给多通道补偿滤波单元；
根据所述多通道补偿滤波系数，所述多通道补偿滤波单元抑制所述回馈信号的所述多通道失真。
9.一种通信装置，其特征在于，包括：
减小波峰因子处理单元，用于接收多载波信号并对所述多载波信号进行信号处理；
传输滤波补偿单元，用于对所述减小波峰因子处理单元处理后的传输信号进行信号处理；
上采样单元，用于对所述传输滤波补偿单元处理后的所述传输信号进行上采样，使得上采样后的所述传输信号具有能进行内部失真信号处理的带宽；
第一数字预失真单元，位于所述上采样单元和功率放大器间，用于对所述上采样处理后的所述传输信号进行数字预失真处理，使得数字预失真后的所述传输信号具有抑制所述功率放大器非线性失真的特性；
数字模拟信号转换单元，用于将所述传输信号转换为模拟预失真信号；
所述功率放大器，用于放大所述模拟预失真信号；及
预失真算法单元，用于根据数字预失真处理后的所述传输信号和所述功率放大器放大输出的回馈信号，输出多项式系数，抑制所述回馈信号的多通道失真并向所述第一数字预失真单元输出所述多项式系数，使得所述第一数字预失真单元可以完成预失真运算规则的处理进程。
10.如权利要求9所述的通信装置，其特征在于，所述传输滤波补偿单元还用于抑制传输链路中所述上采样单元、所述第一数字预失真单元、所述数字模拟信号转换单元以及所述功率放大器的线性失真。
11.如权利要求9所述的通信装置，其特征在于，还包括：多通道失真补偿滤波单元，用于对所述回馈信号进行滤波。
12.如权利要求11所述的通信装置，其特征在于，还包括：数字有限脉冲响应滤波器，用于对所述回馈信号进行数字有限脉冲响应滤波，以抑制所述回馈信号的所述多通道失真。
13.如权利要求12所述的通信装置，其特征在于，还包括：
数字预失真系数估算单元，用于产生所述多项式系数；
第二数字预失真单元，用于根据所述多项式系数，进行数字预失真处理，产生第一预失真信号；
数字预失真效果估算单元，用于根据所述第一预失真信号，计算出第一信噪比率和第一临近通道功率比率；及
验证单元，用于将所述第一信噪比率和信噪比率门槛值进行比较，将所述第一临近通道功率比率和临近通道功率比率门槛值进行比较。
14.如权利要求13所述的通信装置，其特征在于，还包括：
关联单元，用于判定所述传输信号和所述回馈信号间的第一时间偏移值；及延迟单元，用于根据所述第一时间偏移值，调整所述传输信号和所述回馈信号，使所述两信号同步。
15.如权利要求14所述的通信装置，其特征在于，还包括：
补偿优化单元，用于判定所述传输信号和所述回馈信号间的第二时间偏移值，提供多通道补偿滤波系数；及
多通道补偿滤波单元，用于根据所述多通道补偿滤波系数，抑制所述回馈信号的所述多通道失真；
其中，所述延迟单元还用于根据所述第二时间偏移值，调整所述传输信号和所述回馈信号，使所述两信号同步。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US14/071678 | 2013-11-05 | ||
| US14/071,678 US8982995B1 (en) | 2013-11-05 | 2013-11-05 | Communication device and method of multipath compensation for digital predistortion linearization |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104618283A CN104618283A (zh) | 2015-05-13 |
| CN104618283B true CN104618283B (zh) | 2019-10-11 |
Family
ID=52632305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410457744.6A Expired - Fee Related CN104618283B (zh) | 2013-11-05 | 2014-09-10 | 通信装置及提高数字预失真线性化的方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8982995B1 (zh) |
| CN (1) | CN104618283B (zh) |
| TW (1) | TWI516019B (zh) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103858337B (zh) * | 2011-09-22 | 2017-05-03 | 大力系统有限公司 | 用于增加多信道宽带通信系统中数字预失真的带宽的系统和方法 |
| US8913689B2 (en) | 2012-09-24 | 2014-12-16 | Dali Systems Co. Ltd. | Wide bandwidth digital predistortion system with reduced sampling rate |
| CN103974395B (zh) * | 2013-01-29 | 2018-04-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种基于低延时数字预失真前功率检测的功率调整方法及装置 |
| US9247543B2 (en) | 2013-07-23 | 2016-01-26 | Corning Optical Communications Wireless Ltd | Monitoring non-supported wireless spectrum within coverage areas of distributed antenna systems (DASs) |
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-
2013
- 2013-11-05 US US14/071,678 patent/US8982995B1/en active Active
-
2014
- 2014-07-18 TW TW103124682A patent/TWI516019B/zh active
- 2014-09-10 CN CN201410457744.6A patent/CN104618283B/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US8982995B1 (en) | 2015-03-17 |
| TWI516019B (zh) | 2016-01-01 |
| TW201521353A (zh) | 2015-06-01 |
| CN104618283A (zh) | 2015-05-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20191011 Termination date: 20210910 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |