CN104199509A - 一种用于带隙基准源的温度补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明模拟集成电路技术领域，具体涉及到一种用于带隙基准源的温度补偿电路。本发明的左半边部分为传统的带隙基准电路，在其与地电位VSS之间加入电阻R₃用来叠加温度补偿信号。右半边为跨导温度补偿电路，其中，MP3管镜像PTAT电流，并在电阻R4上产生PTAT电压用来检测温度的变化，电阻R₅,R₆,R₇对输出电压进行分压，产生用来判断温度补偿的高压阈值V_HT和低压阈值V_LT。本发明的有益效果为，MOS管的跨导特性，对基准源的输出端叠加补偿信号，使得基准源的输出产生高阶曲线的效果，从而大幅提高了基准源在全温度范围内的输出精度。本发明尤其适用于带隙基准源。

Description

一种用于带隙基准源的温度补偿电路

技术领域

本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及到一种用于带隙基准源的温度补偿电路。

背景技术

带隙基准电路是模拟集成电路设计中一种最常见和最重要的集成电路模块。其功能是产生一个稳定的电压源作为基准电压，供给其他模块作为参考电压使用，集成电路中对于参考电压的要求是输出精度高，并且输出电压不随温度、工艺等条件变化。由此可见，如何保证带隙基准电路的输出电压值精度高、大小恒定、随温度变化特性小是带隙基准电路的设计关键所在。

带隙基准电路的基本原理是利用两个三极管基极和发射极的压差ΔV_BE产生一项与温度成正比例的电压(PTAT电压)，再与负温度特性的V_BE结电压加权叠加，产生在一定温度范围内近似零温特性的基准电压。因为该电压值通常近似等于禁带带隙电压(1.2V)，所以通常称其为带隙基准电压。

传统的带隙基准电压源由于三极管的VBE结的非线性温度特性，导致基准源输出电压的负温特性随着温度的升高而逐渐增大，从而使得输出电压呈现出一阶特性曲线，但由于ADC、DAC等模块对于基准源的精度要求越来越高，而传统的一阶特性带隙基准电路被结构限制，在全温度范围内输出电压变化范围相对较大，这使得传统的带隙基准很难满足全温度范围内的高精度要求。

发明内容

本发明的目的，就是针对传统带隙基准电路温度特性差，全温度范围内输出精度低的问题，提出了一种基于跨导放大器的带隙基准源温度补偿电路，这种补偿电路可以有效改善带隙基准的输出精度。

本发明的技术方案：一种用于带隙基准源的温度补偿电路，包括带隙基准核心电路，其特征在于，还包括基于跨导放大器的温度补偿电路；

所述带隙基准核心电路由PMOS管MP1、MP2，第一运算放大器A1，电阻R1、R2，三极管QP1、QP2构成；其中，MP1的源极接电源VCC，其栅极接MP2的栅极和第一运算放大器A1的输出端，其漏极接第一运算放大器A1的负输入端和QP1的发射极；QP1的集电极和基极互连，其集电极接QP2的集电极；QP2的集电极和基极互连，其发射极依次通过R2和R1后接MP2的漏极；R2与R1的连接点接第一运算放大器A1的正输入端；MP2的源极接电源VCC；

所述基于跨导放大器的温度补偿电路由PMOS管MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10，电阻R3、R4、R5、R6、R7，第二运算放大器A2，电流源；其中，MP3的源极接电源VCC，其栅极接MP2的栅极，其漏极通过R4接地VSS；第二运算放大器A2的正输入端接MP2漏极与R1的连接点，其负输入端与输出端互连，其输出端接基准电压VREF；第二运算放大器输出端与基准电压VREF的连接点依次通过R5、R6、R7后接地VSS；R5与R6的连接点接MP7的栅极；MP7的源极接MP4的漏极，其漏极通过R3后接地VSS；QP1的基极和集电极通过R3后接地；QP2的基极和集电极通过R3后接地；MP4的源极接电源VCC，其栅极接MP5的栅极和MP6的栅极，其漏极接MP7和MP8的源极；MP8的栅极和MP9的栅极接MP3漏极与R4的连接点；MP8的漏极接地VSS；MP5的源极接电源VCC，其漏极接MP9的源极和MP10的源极；MP9的漏极通过R3后接地；MP10的栅极接R6与R7的连接点，其漏极接地VSS；MP6的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接电流源的正极；电流源的负极接地VSS。

本发明的有益效果为，MOS管的跨导特性，对基准源的输出端叠加补偿信号，使得基准源的输出产生高阶曲线的效果，从而大幅提高了基准源在全温度范围内的输出精度。

附图说明

图1传统的带隙基准电压电路；

图2为带有本发明跨导放大器补偿电路的高精度基准电压电路；

图3为加入温度补偿电路前后输出曲线随温度变化的对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述

现有的传统带隙基准产生电路原理，如图1所示，运算放大器A1的作用是箝位M，N两点的电位，使得V_M＝V_N，并通过三极管QPA和QPB产生PTAT电流，其产生的PTAT电流在电阻R_A上产生正温度系数的电压，与pnp管QPA上负温度系数的V_BE电压叠加，产生常规的带隙基准输出电压，可得：

V_ebQPA＝V_ebQPB+I_QPB×R_B

$V_T\ln \frac{I_{\mathrm{QPA}}}{I_S}=V_T\ln \frac{I_{\mathrm{QPB}}}{{\mathrm{nI}}_S}+I_{\mathrm{QPB}}\×R_B$

∵I_QPA≈I_QPB

∴ $V_T\ln \frac{I_{\mathrm{QPA}}}{I_S}-V_T\ln \frac{I_{\mathrm{QPB}}}{{\mathrm{nI}}_S}=V_T\ln \frac{{\mathrm{nI}}_{\mathrm{QPA}}\×I_S}{I_S\×I_{\mathrm{QPB}}}\≈V_T\ln n=I_{\mathrm{QPB}}\×R_B---\left(1\right)$

∴ $I_{\mathrm{QPB}}=\frac{V_T\ln n}{R_B}=\frac{\mathrm{kT}\×\ln n}{{\mathrm{qR}}_B}$

∴V_REF1＝I_QPB×R_A+V_ebQPA

∵I_PB＝I_PA＝I_QPB＝I_QPA

∴ $V_{\mathrm{REF}1}\≈\frac{\mathrm{kT}\×\ln n}{{\mathrm{qR}}_B}\×R_A+V_{\mathrm{ebQPA}}$

其中，V_ebQPA与V_ebQPB分别为三极管QPA和QPB的发射极-基极电压，I_QPA、I_QPB分别为QPA和QPB的发射极电流，I_S为三极管反向饱和电流，I_PA为MPA的电流，I_PB为MPB的电流，n为QPB的发射极面积与QPA的发射结面积的比例。

由半导体物理知识可知，将三极管的V_BE电压对温度求导数后可得V_REF关于温度的导数为：

$\frac{{\∂V}_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{V_{\mathrm{BE}}-(4+m)V_T-E_g/q}{T}$ (2)

∴ $\frac{{\∂V}_{\mathrm{REF}1}}{\∂T}\≈\frac{{\mathrm{kR}}_A\ln n}{{\mathrm{qR}}_B}+\frac{V_{\mathrm{BE}}-(4+m)V_T-E_g/q}{T}$

式中，V_BE为三极管的基极-发射极电压(对于pnp管来说为V_EB)，E_g为硅的带隙能量，m为载流子迁移率的温度系数。由(2)式可得，只要设置合适的R_A/R_B的值，就可以使得V_REF1在T₀时为零温特性的电压。

由以上分析可知，这种最基本结构的缺陷非常明显：当选择合适的电阻比值R_A/R_B时，使得输出电压V_REF1的温度系数在T₀温度近似为零，但其只能保证在T₀附近的温度下有较好的精度。当考虑全温度范围时，在低温范围内，输出电压随温度升高而上升，在高温范围内，输出电压随温度升高而下降，所以带隙基准源在全温度范围内的整体精度较差，且输出精度不可控。

针对这个问题，本发明提出，利用跨导误差放大器的原理，对输出端采样后进行分段补偿，从而在全温度范围内的输出电压曲线上产生四阶温度补偿效果，这样便极大地提高了全温度范围内输出电压的精度和温度系数。

如图2所示，本发明的左半边部分为传统的带隙基准电路，在其与地电位VSS之间加入电阻R₃用来叠加温度补偿信号。右半边为跨导温度补偿电路，其中，MP3管镜像PTAT电流，并在电阻R4上产生PTAT电压用来检测温度的变化，电阻R₅,R₆,R₇对输出电压进行分压，产生用来判断温度补偿的高压阈值V_HT和低压阈值V_LT。

PMOS管MP7和MP8构成高温补偿电路。当MP8的栅端电压V_PTAT>V_HT+V_OV时，其中V_OV为MP8流过的电流等于MP4上电流时的过驱动电压，流过MP7的电流开始摆脱零电流状态，随着温度的升高，V_PTAT逐渐增大，流过MP7的电流也逐渐增大，最终稳定在流经MP4上的电流值大小，从而使输出电压V_REF出现先随着温度升高而增大，当温度进一步升高时，pnp三极管V_EB结的负温度系数又开始起主要作用，输出电压V_REF开始随温度的升高而减小，因此基准输出在高温范围内不再是随温度升高单调下降，而是先上升后下降。

PMOS管MP9和MP10构成低温补偿电路。同理，对于低温补偿电路，因为V_PTAT随温度升高而增大，所以当温度从最低温逐渐升高时，流过MP9的电流随温度升高而逐渐减小，直至零电流状态，从而使输出电压V_REF在低温时先出现随温度升高而减小的趋势，当温度进一步升高时，带隙基准核心电路中的PTAT电压正温度系数开始起主要作用，输出随着温度升高而增大，因此基准输出在低温范围内不再是随温度升高单调上升，而是先下降后升高。

加入温度补偿电路后基准源输出电压随温度升高的变化趋势与传统基准源输出电压的对比图如图3所示，图3中实线代表传统基准源随温度变化的输出曲线，虚线表示带有本发明温度补偿电路的基准源输出曲线。

下面对带有本发明的跨导温度补偿电路的带隙基准源进行具体的定量分析：

由(1)式中分析可得，基准电压源的输出为：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{REF}}=\frac{\mathrm{kT}\×\ln n}{{\mathrm{qR}}_2}\×R_1+V_{\mathrm{ebQP}1}+(I_{P1}+I_{P2}+I_{\mathrm{comp}})\×R_3\\ =\frac{\mathrm{kT}\×\ln n}{{\mathrm{qR}}_2}\×(R_1+2R_3)+V_{\mathrm{ebQP}1}+I_{\mathrm{comp}}\×R_3\end{array}---\left(3\right)$

其中，V_ebQP1为三极管QP1的发射-基极电压，I_P1，I_P2为MP1和MP2的电流，n为QP2的发射极面积与QP1的发射结面积的比例，k为玻尔兹曼常数，I_comp为温度补偿电流。由差分对管的放大特性可得，I_comp为：

$I_{\mathrm{comp}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2}{I}_{P5}+\frac{1}{2}{g}_{\mathrm{mP}\mathrm{9,10}}(V_{\mathrm{LT}}-V_{\mathrm{PTAT}})=\frac{1}{2}{I}_{P5}+\frac{1}{2}\sqrt{I_{P5}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P\mathrm{9,10}}{K}_p}(V_{\mathrm{LT}}-V_{\mathrm{PTAT}}),\\ \mathrm{when}|V_{\mathrm{PTAT}}-V_{\mathrm{LT}}|\≤\sqrt{\frac{{2I}_{P5}}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P\mathrm{9,10}}{K}_p}}=V_{\mathrm{OV}}\\ \frac{1}{2}{I}_{P4}+\frac{1}{2}{g}_{\mathrm{mP}\mathrm{7,8}}(V_{\mathrm{PTAT}}-V_{\mathrm{HT}})=\frac{1}{2}{I}_{P4}+\frac{1}{2}\sqrt{I_{P4}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P\mathrm{7,8}}{K}_P}(V_{\mathrm{PTAT}}-V_{\mathrm{HT}}),\\ \mathrm{when}|V_{\mathrm{PTAT}}-V_{\mathrm{HT}}|\≤\sqrt{\frac{2I_{P4}}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P\mathrm{7,8}}{K}_p}}=V_{\mathrm{OV}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，I_P4，I_P5分别为PMOS管MP4和MP5的电流，其与恒定电流I_B成比例，g_mP7,8为差分对管MP7，MP8的跨导，g_mP9,10为差分对管MP7，MP8的跨导，V_LT为输出分压的低温补偿阈值，V_HT为输出分压的高温补偿阈值，且有V_HT>V_LT，V_PTAT为PMOS管MP3上的PTAT电流I_P3在电阻R₄上产生的PTAT电压，(W/L)_P9,10为差分对管MP9，MP10的宽长比，(W/L)_P7,8为差分对管MP7，MP8的宽长比，K_P为PMOS管的沟道导通常数，且I_comp≤[I_P4,I_P5]_max。

由以上分析，结合(3),(4)式可得，在低温段、中温段、高温段基准源输出电压分别为：

$V_{\mathrm{REF}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{kT}\&times;\ln n}{{\mathrm{qR}}_2}\&times;(R_1+{2R}_3)+V_{\mathrm{ebQP}1}+[\frac{1}{2}{I}_{P5}+\frac{1}{2}{g}_{\mathrm{mP}\mathrm{9,10}}(V_{\mathrm{LT}}-V_{\mathrm{PTAT}})]\&times;R_3,V_{\mathrm{LT}}-V_{\mathrm{OV}}<V_{\mathrm{PTAT}}\&le;V_{\mathrm{LT}}+V_{\mathrm{OV}}\\ \frac{\mathrm{kT}\&times;\ln n}{{\mathrm{qR}}_2}\&times;(R_1+{2R}_3)+V_{\mathrm{ebQP}1},V_{\mathrm{LT}}+V_{\mathrm{OV}}<V_{\mathrm{PTAT}}<V_{\mathrm{HT}}-V_{\mathrm{OV}}\\ \frac{\mathrm{kT}\&times;\ln n}{{\mathrm{qR}}_2}\&times;(R_1+{2R}_3)+V_{\mathrm{ebQP}1}+[\frac{1}{2}{I}_{P4}+\frac{1}{2}{g}_{\mathrm{mP}\mathrm{7,8}}(V_{\mathrm{PTAT}}-V_{\mathrm{HT}})]\&times;R_3,V_{\mathrm{HT}}-V_{\mathrm{OV}}\&le;V_{\mathrm{PTAT}}<V_{\mathrm{HT}}+V_{\mathrm{OV}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，V_PTAT≤V_LT+V_OV表示低温段输出电压，V_LT+V_OV≤V_PTAT≤V_HT-V_OV表示中温段输出电压，V_PTAT≥V_HT-V_OV表示高温段输出电压。由以上分析可得，由于补偿电流I_comp的变化范围随温度的变化有限，因此带有本发明温度补偿的带隙基准电路的输出电压在全温度范围内随着温度变化有四个拐点，呈现出五段式的特点，因此保证了基准源的输出在全温度范围内都有极高的输出精度。

Claims (1)

1.一种用于带隙基准源的温度补偿电路，包括带隙基准核心电路，其特征在于，还包括基于跨导放大器的温度补偿电路；

所述带隙基准核心电路由PMOS管MP1、MP2，第一运算放大器A1，电阻R1、R2，三极管QP1、QP2构成；其中，MP1的源极接电源VCC，其栅极接MP2的栅极和第一运算放大器A1的输出端，其漏极接第一运算放大器A1的负输入端和QP1的发射极；QP1的集电极和基极互连，其集电极接QP2的集电极；QP2的集电极和基极互连，其发射极依次通过R2和R1后接MP2的漏极；R2与R1的连接点接第一运算放大器A1的正输入端；MP2的源极接电源VCC；

所述基于跨导放大器的温度补偿电路由PMOS管MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10，电阻R3、R4、R5、R6、R7，第二运算放大器A2，电流源；其中，MP3的源极接电源VCC，其栅极接MP2的栅极，其漏极通过R4接地VSS；第二运算放大器A2的正输入端接MP2漏极与R1的连接点，其负输入端与输出端互连，其输出端接基准电压VREF；第二运算放大器输出端与基准电压VREF的连接点依次通过R5、R6、R7后接地VSS；R5与R6的连接点接MP7的栅极；MP7的源极接MP4的漏极，其漏极通过R3后接地VSS；QP1的基极和集电极通过R3后接地；QP2的基极和集电极通过R3后接地；MP4的源极接电源VCC，其栅极接MP5的栅极和MP6的栅极，其漏极接MP7和MP8的源极；MP8的栅极和MP9的栅极接MP3漏极与R4的连接点；MP8的漏极接地VSS；MP5的源极接电源VCC，其漏极接MP9的源极和MP10的源极；MP9的漏极通过R3后接地；MP10的栅极接R6与R7的连接点，其漏极接地VSS；MP6的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接电流源的正极；电流源的负极接地VSS。