Abbad

République Algérienne Démocratique et Populaire
Ministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique

Université de Bouira
Faculté des Sciences et des Sciences Appliquées

Département de Génie Electrique
Mémoire
Présentée par
GHERBI Allel
Et
ABBAD Abdellah
Pour l’obtention de diplôme MASTER

EN
Filière : Génie Electrique
Spécialité : Electromécanique
Thème
COMMANDE D’UN MOTEUR ASYNCHRONE PAR LA LOGIQUE

FLOUE ADAPTATIVE
Encadré par :
me
M BENSMAIL SAMIA
Année Universitaire : 2017/2018

Remerciement
En tout premier lieu, nous remercions Allah tout puissant de nous avoir
donné la force et la volonté pour pouvoir finir ce mémoire de Master.
On tient à exprimer nos vifs remerciements à notre promotrice Mme

Bensmail Samia qui a eu l’amabilité de nous proposer ce sujet et en suite pour
son encouragement permanent, pour les nombreux éclaircissements qu’elle
nous a apporté, ainsi que pour le temps qu’elle a consacré pour évalue et
critiquer ce travail et la confiance qu’elle nous a accordé tout au long de la
réalisation de se projet.
Nos remerciement s’adressent ensuite aux :
Membres du jury d’examen pour l’intérêt qu’ils on manifesté pour notre

travail.
On tient à remercier vivement toute personne qui nous a aidé de prés au de

loin à accomplir ce travail.
Enfin on tient à exprimer nos reconnaissance à tous nos amis et

particulièrement les plus intimes et collègues pour le soutient moral.
Dédicaces
Nous avons le grand plaisir de dédier ce travail à :
 Nos parents :
Pour tous les encouragements qu’ils nous ont fournis malgré leur lourde
responsabilité .Que dieu inchaa Allah les garde pour nous.
 A Nos sœurs et nos frères :
Nous vous dédions ce travail de témoignage des liens solides et intimes qui nous
unissent en vous souhaitant un avenir de succès et de bonheur.
 A notre encadreur (BENSMAIL Samia)
 A touts les enseignant du département génie électrique
 A toute la promotion d’électromécanique
A tous nos amis et particulièrement les plut intimes (FACI Younes) en témoignage
des moments inoubliables, des sentiments purs, et des liens solides qui nos unissent.
Veuillez accepter nos meilleurs vœux de réussite et de prospérité

Sommaire
Introduction générale…………………………………………………………………...1
CHAPITRE I : GENERALITES SUR LA MACHINE ASYNCHRONE
I.1 Introduction ........................................................................................................................... 3
I.2 Classification de machines électriques tournantes........................................................... 3
I.3 Constitution de la machine asynchrone .......................................................................... 5
I.3.1Le stator ........................................................................................................................... 5
I.3.2 Le rotor ........................................................................................................................... 6
I.3.3 L’entrefer ........................................................................................................................ 6
I.3.4 Les organes mécaniques ................................................................................................. 6
I.4 Principe de fonctionnement d’une machine asynchrone .................................................. 7
I.5 Bilan des puissances ............................................................................................................. 3
I.6 Plaque signalétique ............................................................................................................ 10
I.7Le bobinage d’un moteur asynchrone ........................................................................... 10
I.8 Plaque à bornes ................................................................................................................... 11
I.8.1Branchement étoile ou triangle ..................................................................................... 11
I.9 Caractéristiques électromécaniques ............................................................................ 11
I.9.1 Puissance nominale ...................................................................................................... 11
I.9.2 vitesse nominale ........................................................................................................... 11
I.9.3 Intensité nominale ........................................................................................................ 12
I.9.4 Facteur de puissance cos φ et rendement η .................................................................. 12
I.9.5 Le courant de démarrage .............................................................................................. 12
I.9.6 Le couple (C) ................................................................................................................ 13
I.10 Avantages et inconvénients de la machine asynchrone .............................................. 14
I.10.1 Avantages ................................................................................................................... 14
I.10.2 Inconvénients ............................................................................................................. 14
I.11 Conclusion…………………………….…………………………………………………………………………………….14
Sommaire
CHAPITRE II : MODELISATION DE LA MAS
II.1 Introduction ....................................................................................................................... 15
II.2 Modélisation de la machine asynchrone...................................................................... 15
II.2.1 Hypothèses simplificatrices ..................................................Erreur ! Signet non défini.
II.2.2 Equation générale de la machine asynchrone .......................Erreur ! Signet non défini.
II.2.3 Equations magnétiques ............................................................................................... 19
II.3 Le schéma bloc de la machine asynchrone .................................................................. 21
II.4 Les résultats de simulation ......................................................................................... 22
II.5 Interprétation des résultats ......................................................................................... 23
II.6 Conclusion…………………………………………………………………………….....23
CHAPITRE III : COMMANDE VECTORIELLE DE LA MACHINE ASYNCHRONE
III.1 Introduction ...................................................................................................................... 24
III.2 Commandes de la machine à induction ...................................................................... 24
III.2.1 Commande scalaire.................................................................................................... 24
III.2.2 Commande vectorielle ............................................................................................... 24
III.2.3 Commande directe du couple (DTC)......................................................................... 25
III.2.4 Commande par mode glissant.................................................................................... 25
III.2.5 Commande intelligente ............................................................................................. 25
III.3Principe de la commande vectorielle à flux orienté ..................................................... 26
III.4 Types de la commande vectorielle ............................................................................ 27
III.4.1 Commande vectorielle directe ................................................................................... 27
III. 4.2 Commande Vectorielle Indirect............................................................................... 28
III.5 Choix du référentiel.......................................................................................................... 28
III.6 Principe de la commande vectorielle par orientation du flux rotorique........................ 28
III.7 Découplage…………………………………………………………………………...….30
Sommaire
III.7.1 Découplage entré- sortie…………………………………………………………..31
III.7.2 Découplage par compensation………………………………………………….....31
III.8 Bloc de défluxage ............................................................................................................. 32
III.9. Calcule du régulateur de vitesse .............................................................................. 33
III.10 Modélisation du L’onduleur MLI ............................................................................ 35
III.11 Simulation de la commande vectorielle de la MAS .................................................. 36
III.12 Résulta de simulation ............................................................................................. 37
II.13 Conclusion ………………………………………………………………………...38
CHAPITRE IV : APPLICATION DE LA LOGIQUE FLOUE A LA COMMANDE DE

LA MAS
IV.1 Introduction……………………………………………………………………………...39
IV.2 Historique…………………………………………………………………..……………39
IV.3 Pourquoi la logique floue ?...............................................................................................39
IV.4 Principe De La Logique Floue ………………………………………………………….40
IV.5 Les éléments de base de la logique floue ……………………………………………….40
IV.5.1 Différente Formes Des Fonctions D’appartenances ……………………………….41
IV.5.2 Intervalles D’inférence ……………………………………………………………..41
IV.5.3 Variables linguistiques ……………………………………………………………..42

IV.5.4 Opérateurs De La Logique Floue…………………………………………………...43
IV.6 Système floue …………………………………………………………………...............45
IV.6.1 La fuzzification …………………………………………………………………….45
IV.6.2 L’inférence floue……………………………………………………………….......45
IV.6.3 La défuzzification ………………………………………………………...….......49
IV.7 Application de la logique floue à la commande de la MAS…………………………….50

Sommaire
IV .7.1 Commande à gain non adaptative floue ………………………………..…………50
IV.7.2 Les entrées floues …………………………………………………………………..51
IV.7.3 Les fonctions d’appartenances……………………………………………………...52
IV.7.4 Les règles d’inférence………………………………………………………………52

IV.7.5 Simulation de régulateur floue……………………………………………………...53
IV.8 Commande floue adaptative………………………………………………………….....53
IV.8.1 Simulation de régulateur floue……………………………………………............54
IV.9 Etude comparative entre les techniques de commande appliquées à la MAS…………..54
IV.9.1 Résultante de simulation…........................................................................................55
IV.9.2 Interprétations des résultats………………………………………………………...56
IV.10 conclusion …………..………………………………………………………………....57
Conclusion générale…………………………………………………………………………..58
Liste des tableaux
Liste des tableaux

Chapitre IV : Application de la logique floue à la commande de la MAS
Tableau IV.1 : Symbole de cinq intervalles ou sous ensembles flous……………………...42

Tableaux IV.2 : Matrice de décision pour le choix de la notation………………………….46
Tableau IV.3 : Règles floues relatives au contrôleur flou…………………………………..52
Notation et symbole
Notation et symbole
Acronymes
MAS Machine Asynchrone.
MCC Machine à Courant Continue.
DFOC Direct Field Oriented Control.
MLI Modulation par Largeur d’Impulsion.
MRAC Commande Adaptative Avec Modèle de Référence.
FC Fuzzy Controler.
CV Commande Vectorielle.
PI Correcteur Proportionnelle Intégrateur.
RLF Régulateur Logique Floue.
RLFA Régulateur Logique Floue Adaptative.
Symboles
a, b, c Indices correspondants aux trois phases.

s, r Indice relatif au stator et rotor respectivement.
d, q Axes correspondant au référentiel lie au champ tournant.
Position du rotor par rapport au stator [rad].
Angle électrique entre l'axe d et le stator (S) lié au stator [rad].
Angle électrique entre le rotor et l'axe «d» [rad].
f Coefficient de frottement [ N.m. / ra ].
Résistance statorique [ohm ( )].
Résistance rotorique [ohm ( )].
Inductance cyclique statorique [Henry (H)].
Inductance cyclique rotorique [Henry (H)].
Coefficient de dispersion.
 Pulsation statorique et rotorique [rad /s].
Vitesse de rotation mécanique [tr /min].
J Moment d'inertie [ Kg.m2 ].
Vitesse de rotation électrique [rad/s].
Inductance cyclique mutuelle [Henry (H)].
P()Matrice de transformation de Park.

Notation et symbole
C Couple électromécanique [Nm].

C Couple résistant [Nm].
P Nombre de pair de pôle.
T Constante de temps statorique[s].
T Constante de temps rotorique[s].
φ Flux rotorique [Wb].
φ Flux statorique [Wb].
V Tension statorique instantanée dans l'axe d [V].
V Tension statorique instantanée dans l'axe q [V].
I Courant statorique instantanée dans l'axe d [A].
I Courant statorique instantanée dans l'axe q [A].
φ∗ Flux rotorique de référence [Wb].
Ω∗ Vitesse rotorique de référence.
K Constante du gain intégrateur.
K Constante du gain intégrateur.
P Opérateur de Laplace.
T Coefficient du régulateur du courant sur l'axe d.
K T Coefficients du régulateur de vitesse dans le cas d'une commande indirecte.
T Retard dans la boucle de régulation de vitesse [s].
T Retard dû au filtre de vitesse [s].
xDegré d'appartenance.
Liste des figures
Chapitre I : Généralité sur la machine asynchrone

Figure I.1 : classifications des machines électriques alternatifs……………………………..04
Figure I.2 : constitution de la machine asynchrone………………………………….05
Figure I.3 : schéma présente l’enroulement du stator……………………………..…05
Figure I.4 : Vue d'un rotor à cage………………………………………………….…06
Figure I.5 : Vue d’un rotor bobiné…………………………………………………...06
Figure I.6 : Schéma désignant les éléments constituant une machine asynchrone….07
Figure I.7 : Schéma présent principe de fonctionnement d’un moteur asynchrone…………08
Figure I.8 : Diagramme et bilan de puissance d’une machine asynchrone……………..…....09
Figure I.9 : Plaque signalétique d’un moteur asynchrone…………………………………....10
Figure I.10 Branchements des bobines internes de la machines asynchrone………………..10
Figure I.11 : Les couplages des moteurs asynchrones (étoile et triangle)…………………...11
Figure I.12 : Évolution caractéristique du courant de démarrage d’un moteur triphasé
asynchrone…………………………………………………………………………….12
Figure I.13 : Courbe typique du couple en fonction de la vitesse d’un moteur asynchrone
triphasé de 1 KW……………………………………………………………………………...13
Chapitre II: Modélisation de la machine asynchrone
Figure II.1 : Représentation des enroulements de la machine asynchrone triphasée et
biphasée équivalente issue de la transformation de Park……………………………………..17
Figure II.2 : Disposition des enroulements suivant les axes d, q……………………………19
Figure II.3 : Schéma bloc de simulation de la machine asynchrone………………………...21
Figure II.4 : vitesse de rotation……………………………………………………..….22
Figure II.5 : Couple électromagnétique……………………………………………………...22
Figure II.6 : Courant statorique (Iabc)………………………………………………22
Chapitre III : Commande vectorielle de la MAS
Figure III.1: Principe de commande par orientation du flux………………………...26
Figure III.2 : Analogie de la MAS avec la MCC dans la commande vectorielle…………27
Figure III.3: Modèle de la machine………………………………………………………….30
Figure III.4 : Découplage par addition des termes de compensation………………………..32
Figure III.5 : Commande découplée…………………………………………………………32
Figure III.6 : Bloc dé fluxage………………………………………………………………..33
Figure .III.7 : Schéma bloc de la régulation de la vitesse…………………………….35
Figure III.8 : Schéma de l’onduleur MLI………………………………………………35
Liste des figures
Figure III.9 : schéma bloc de la commande vectorielle de la MAS…………………………36

Figure III.10. Vitesse de rotation…………………………………………………………….37
Figure III.11. Couple électromagnétique………………………………………………......37
Figure III.12 : Courants statorique (dq)……………………………………………………..37
Figure III.13 : Flux rotorique………………………………………………………………..38
Chapitre IV : Application de la logique floue à la commande de la MAS
Figure IV.1 : Niveaux d’appartenance en logique booléenne…………………………….40

Figure 4.2 : Niveaux d’appartenance en logique flou………………………….…………….41
Figure IV.3 : Différentes formes de la fonction d’appartenance…………………………….42
Figure IV.4 : Représentation des variables linguistiques……………………………………43
Figure IV.5 : Le raisonnement flou………………………………………………….45
Figure IV.6 : Fonction d’appartenance de variable ≪ Méthode ≫…………………………45
Figure IV.7 : Fonction d’appartenance de variable ≪Présentation≫……………………….45
Figure IV.8 : Fonction d’appartenance de variable ≪Notation ≫………………………….46
Figure IV.9 : Fonction d’appartenance de variable « présentation »………………………...47
Figure IV.10 : Fonction d’appartenance de variable ≪ Méthode ≫………………………...47
Figure IV.11 : Fonction d’appartenance de la conclusion de la règle R1…………………....49
Figure IV.12 : Agrégation après implication de type Mamdani……………………………..49
Figure IV.13 : La méthode du centre de gravité……………………………………………..50
Figure IV.14 : Schéma synoptique d’un contrôleur flou de vitesse à gain de commande
fixe……………………………………………………………………………………………50
Figure IV.15 : création d'entrées et sortie……………………………………………………51
Figure IV.16 : Fonctions d'appartenances du contrôleur flou (entrées, sorties)……………..52
Figure IV.17: Schéma bloc d'un régulateur flou de vitesse………………………………….52
Figure IV.18 : Structure générale d'un régulateur flou adaptative…………………………...52
Figure IV.19: Schéma bloc d'un régulateur flou adaptative de vitesse………………………54
Figure IV.20: Vitesse de rotation ………………………………………………………………...…55
Figure IV.21: Couple électromagnétique……………………………………………………..55
Figure IV.22:Flux rotorique (frd)……………………………………………………………………55
Figure IV.23:Courant statorique (isq)……………………………………………………………….55
Figure IV.24: Courant statorique (isd)………………………………………………………………56
Figure IV.25: Courant statorique (Ia)………………………………………………………………..56
Introduction générale
L’utilisation des machines à courant alternatif et plus particulièrement des machines

asynchrones est de plus en plus répondue dans les milieux industriels. Son faible coût, ses
performances et sa facilité d’entretien, justifie son intérêt particulier dans l’industrie moderne.
Elle est la plus utilisée comme moteur et tend à remplacer le moteur à courant continu dans
plusieurs applications [1] [2]. Leur dynamique non linéaire est un problème assez délicat car
elle rend la commande très difficile [4].
Plusieurs travaux de recherche proposent beaucoup de méthodes pour commander la

MAS citant à titre d’exemple. La commande vectorielle qui est parmi les commandes les plus
utilisée jusqu’aujourd’hui, elle fournit une dynamique plus rapide et des performances plus
importantes, elle assure un couple même en basses vitesses de la machine [2].
Dans ce contexte vient s’insérer notre travail qui est une contribution à l’amélioration de la
commande vectorielle par la logique floue : pour se faire on a subdivisé ce mémoire en quatre
chapitres.
Dans le premier chapitre nous allons présenter quelques généralités sur la machine
Asynchrone à savoir son principe de fonctionnements, ses différents constitutions ainsi les
différentes caractéristiques de cette machine.
Dans le deuxième chapitre on s’intéressera à la modélisation de la MAS en introduisent
des équations mathématique. Une transformation en deux axes sera utilisée a fin de simplifier
la difficulté de résolution des équations aussi pour gagné de temps de calcule.
Dans le troisième chapitre nous allons décrire le principe de la commande vectorielle,

Avec les développements récents de l'électronique de puissance, les techniques de la
commande vectorielle (CV) de la MAS ont, ces dernières années, largement gagné le terrain
des applications de hautes performances. Celles-ci sont similaires à celles obtenues par la
machine à courant continu à excitation séparée et elles demeurent fondamentalement les
raisons essentielles d’utilisation accrue de la MAS. Ainsi, la CV permet de transformer la
commande de la MAS en une commande linéaire en créant artificiellement deux axes
indépendants pour la commande du flux et du couple.
Des résultats de simulation montrant l’efficacité de se type de commande néanmoins il

présente quelques perturbation en régime transitoire ainsi un temps de réponse qui peut-être
Amélioré en utilisent des techniques d’intelligence artificielles, d’on l’idée de l’application de
la logique floue.
1
Introduction générale
L’objectif du le quatrième chapitre est la commande de la MAS en introduisent des

régulateurs floue, pour cela nous commencerons par une description de la théorie de la
logique floue.
Face aux limitations des régulateurs conventionnels L’objectif du le quatrième chapitre est
d’appliqué une commande basé sur l’intelligence artificielle qui pour but d’améliorer et
donner des meilleur performances face aux variations paramétriques et perturbations telles
que l'application de charges et changement de consignes. En contre partie, il demande un
calcul relativement plus complexe.
Les résultats de simulation appuis le chois des régulateurs floues notamment le floue
adaptatif, vue l’amélioration obtenu du coté temps de réponse et robustesse tout en gardent un
bon découplage entre le couple et le flux.
Des simulations ont été réalisées afin de valider l’ensemble de ce travail.
2
Chapitre I Généralités sur la machine asynchrone
I.1 Introduction
Le moteur asynchrone, ou moteur à induction, est le moteur le plus utilisé dans la

plupart des entrainements électrique. Son principal avantage réside dans l’absence de
contacts électriques glissants, ce qui conduit à une structure simple, robuste mécanique
et facile à construire, leur stator est relié directement au réseau industriel à tension et
fréquence constante, il tourne à vitesse peu différente de la vitesse de synchronisme;
c’est lui qui est utilisé pour la réalisation de la quasi-totalité des entraînements à
vitesse constante. Il permet aussi la réalisation d’entraînements à vitesse variable et la
place qu’il occupe dans ce domaine ne cesse de croître.[5]
Ce chapitre, débute par un rappel sur la constitution de la machine asynchrone ainsi que
le principe de fonctionnement ; vers les caractéristiques et les applications de la MAS arrivons
aux avantages et inconvénients.
I.2 Classification de machines électriques tournantes
Les moteurs électriques sont généralement classés selon le type du réseau électrique dans
Le quelle le moteur est relié: moteurs à courant continu (DC) et des moteurs à courant
alternatif (CA). Les moteurs avec alimentation AC sont subdivisés en deux synchrones et
asynchrones. La différence fondamentale entre une machine à induction et une machine
synchrone réside dans la vitesse du rotor de la machine à induction sous charge ne coïncide
pas (est asynchrone) avec la vitesse du champ magnétique, généré par la tension
d’alimentation.
Les moteurs à induction sont divisés en deux catégories principales: monophasé et
triphasé, le premier type de moteurs à induction n’est pas étudié dans ce travail. Les moteurs à
induction triphasés sont classés en fonction du type du rotor : rotor à cage et rotor bobiné. La
classification principale est illustrée à la figure (I.1) [6].
3
Figure I.1 : classifications de machines électriques alternatives [6].
I.3 Constitution de la machine asynchrone
La machine asynchrone est composée d’une partie fixe appelée stator et d’une partie
tournante appelée rotor (figure I.2). Contrairement aux machines synchrone et à courant
continu, seul les enroulements statoriques sont couplés à un réseau d’alimentation dont les
tensions (amplitude et fréquence) définissent l’état magnétique de l’entrefer. Les
enroulements du rotor sont raccordés sur eux mêmes. Le moteur asynchrone ne possède donc
ni enroulement d’excitation ni aimants permanents. Pour ce qui est du flux rotorique
nécessaire pour la formation du couple électromagnétique, il est produit à partir de
l’induction. La figure (I.2) représente la machine asynchrone. Du point de vue mécanique, la
machine asynchrone est subdivisée en trois parties distinctes :
 Le stator : partie immobile est la partie où est connectée l’alimentation électrique

 Le rotor : partie tournante, elle permet de mettre en rotation la charge magnétique
 Les paliers : organes de support, ces derniers constituent la partie mécanique
Permettant ainsi la mise en rotation de l’arbre moteur. [8]
 L’entrefer : Cette partie est amagnétique ( c’est le vide entre le rotor et le stator)
4
Figure I.2 : constitution de la machine asynchrone [8].
I.3.1Le stator
C’est la partie fixe du moteur. Une carcasse en fonte ou en alliage léger renferme une
couronne de tôles minces (de l'ordre de 0,5 mm d'épaisseur) en acier au silicium. Les tôles
sont isolées entre elles par oxydation ou par un vernis isolant. Le « feuilletage » du circuit
magnétique réduit les pertes par hystérésis et par courants de Foucault. Les tôles sont munies
d’encoches dans les quelles prennent place les enroulements statoriques destinés à produire le
champ tournant (trois enroulements dans le cas moteur triphasé). Chaque enroulement est
constitué de plusieurs bobines. Le mode de couplage de ces bobines entre elles définit le
nombre de paires de pôles du moteur, donc la vitesse de rotation. [9]
Figure I.3 : schéma présente l’enroulement du stator [9] .
5
I.3.2 Le rotor
C’est l’élément mobile du moteur. il est constitué d'un empilage de tôles minces isolées
entre elles et formant un cylindre claveté sur l'arbre du moteur. Cet élément, de par sa
technologie, permet de distinguer deux familles de moteurs asynchrone : ceux dont le rotor est
dit « à cage», et ceux dont le rotor bobiné est dit « à bagues ». [9]
Figure I.4 : Vue d'un rotor à cage [9].
Figure I.5 : Vue d’un rotor bobiné [9].
I.3.3 L’entrefer
Cette partie amagnétique (c’est un vide entre le stator et le rotor) est d’épaisseur la plus
faible (de l’ordre du millimètre), cette épaisseur réduite rend la taille de l’entrefer sensible
aux variations dues aux encoches statoriques. Ceci crée des harmoniques dites d’encoches,
pour les réduire, les encoches sont fermées par des cales magnétiques qui maintiennent le
bobinage. [8]
I.3.4 Les organes mécaniques

La carcasse sert de support, elle joue le rôle d’enveloppe et assure la protection contre
l’environnement extérieur. L’arbre est un organe de transmission. Il comprend une partie
6
centrale qui sert de support au corps du rotor il est supporté par un ou plusieurs paliers.ces
derniers soutiennent le rotor et assurent la libre rotation. le second palier est libre pour assurer
les dilatations thermiques de l’arbre.
Une isolation électrique de l’un des paliers assure l’élimination des courants dans l’arbre
dû aux dissymétries des réluctances du circuit magnétique. Ils sont généralement à roulements
[8].
Pour les machines de petite et moyenne puissance. Dans La plupart du temps on trouve aussi
un ventilateur de refroidissement [8].
Figure I.6 : Schéma désignant les éléments constituant une machine asynchrone [8].
I.4 Principe de fonctionnement d’une machine asynchrone

Le principe de fonctionnement de la machine asynchrone est basé entièrement sur la loi de
l’induction ; la machine asynchrone est considérée comme un transformateur à champ
magnétique tournant dont le stator étant comparable a l’enroulement primaire et le rotor a
l’enroulement secondaire en court circuit.
Ce fonctionnement repose sur le principe de l’interaction électromagnétique du champ
tournant, crée par les courants triphasés fournis à l’enroulement statoriques par le réseau, et
7
des courants induits dans l’enroulement rotorique lorsque les conducteurs de ce dernier sont
coupés par le champ tournant.
Lorsque le rotor tourne à une vitesse différente du synchronisme ,l’application de la loi
de FARADAY à un des enrouements rotorique montre que celui-ci devient le siège d’une
force électromotrice qui étant court-circuité sur les enroulements va donner naissance a un
courant dont l’intensité est limitée par l’impédance de ce dernier .l’interaction entre ce
courant et le champ glissent va donner naissance a des forces s’exerçant sur les brins du rotor
dont le moment par rapport à l’axe de rotation constituera le couple de la machine lorsque le
champ est sinusoïdales vitesse de rotation est :
= (I.1)
Ou’ : f : la fréquence d’alimentation.

P : représente le nombre de pair de pôles.
L’interaction électromagnétique des deux parties de la machine n’est possible que
lorsque la vitesse du champ tournant ( )diffère de celle du rotor (n), c’est-à-dire lorsque
n≠ , car dans le cas contraire,( n= ),le champ serait immobile par rapporte au rotor et
aucun courant ne serait induit dans l’enroulement rotorique.
Le rapport g= est appelé glissemente de la machine asynchrone [10].
Figure I.7 : Schéma présent principe de fonctionnement d’un moteur asynchrone [10].
8
I.5 Bilan des puissances

Le principe de MAS consiste a transmettre une puissance absorbée (électrique) vers une
puissance utile (mécanique) passe par quelques
quelque étapes comme sur la figure ci
ci-dessous [10] :
Figure 1.8 : Diagramme et bilan de puissance d’une machine asynchrone. [7]

Avec :
Ω : vitesse de synchronisme.
Ω’= :vitesse de rotor.
T= :couple transmis au rotor ou couple électromagnétique.
= :couple utile.
: Puissance électromécanique transmise au rotor.
: Puissance mécanique du rotor.
R : résistance entre phase du stator.
R : résistance d’un enroulement.
: perte mécanique.
Perte joule rotor : = * (Ω-- Ω’)= Ω [(Ω- Ω’)/ Ω]=g (I.2)
9
I.6 Plaque signalétique

Chaque machine électrique dispose d’une plaque signalétique qui constitue une sorte de
carte d’identité du moteur [12].
Figure I.9 : Plaque signalétique d’un moteur asynchrone [12].
I.7Le bobinage d’un moteur asynchrone

Les bobines sont logées dans les encoches du stator. Le branchement des bobines sur le
réseau se fait au niveau de la plaque à borne située au dessus du moteur. On dispose ainsi de 6
connexions, une pour chacune des extrémités des trois bobines. Les bornes sont reliées aux
bobines selon le schéma suivant [13].
Figure I.10 : Branchements des bobines internes de la machines asynchrone [13].
10
I.8 Plaque à bornes
I.8.1Branchement étoile ou triangle

Il y a deux possibilités de branchement du moteur au réseau électrique triphasé. Le
montage en étoile et le montage en triangle comme la figure ci-dessous montre [13].
Figure I.11 : Les couplages des moteurs asynchrones (étoile et triangle) [13].
I.9 Caractéristiques électromécaniques
I.9.1 Puissance nominale

La Puissance nominale est la Puissance mécanique disponible sur l’arbre moteur à sa
vitesse nominale elle s’exprime en kilowatt (kW). On l’appelle la puissance utile la puissance
d’un moteur électrique est liée à son dimensionnement et en particulier à sa hauteur d’axe en
relation avec la vitesse [14].
I.9.2 vitesse nominale

La vitesse nominale est la vitesse de l’arbre, il faut distinguer la vitesse du champ tournant
du stator, de la vitesse de synchronisme = (I.3)
n : vitesse de synchronisme, en [ ⁄ ].
f : fréquence de réseau Hz.
11
p : nombre de paires de pôles.

La vitesse de rotation du rotor est inférieure au celle du champ tournant [14].
I.9.3 Intensité nominale

L’intensité nominale est la valeur de l’intensité à puissance nominale donnée pour la
tension d’alimentation selon le couplage des enroulements [14].
I.9.4 Facteur de puissance cos φ et rendement η

Le rendement et le cos φ évoluent en fonction de la charge du moteur La puissance utile
sur l’arbre du moteur en triphasé est donné par la relation [14]:
=√3.U.I.cos φ .η (I.4)
I.9.5 Le courant de démarrage

Les moteurs triphasés asynchrones réclament un fort courant de démarrage direct .
En fonction du modèle utilisé ce courant peut atteindre une valeur de 3 à 15 fois supérieure à
celle du courant d’emploi assigné. Comme valeur de base on peut utiliser une valeur de 7 à 8
fois supérieure à celle du courant assigné du moteur, Ceci présente l’inconvénient. Ce qui
signifie que pendant le démarrage du moteur, le réseau d’alimentation doit être dimensionné
pour fournir cette plus forte intensité [15].
Figure I.12 : Évolution caractéristique du courant de démarrage d’un moteur triphasé

asynchrone.
12
I.9.6 Le couple (C)

Considérons un moteur à cage, alimenté par une source triphasée dont la tension et la fréquence
sont fixes. A mesure qu’on augmente la charge mécanique, la vitesse baisse progressivement.
Cependant, lorsque le couple atteint la valeur critique appelée point de décrochage, 1a vitesse chute
subitement et le moteur s’arrête.il existe donc une relation entre le couple développé par le moteur et
sa vitesse. Cette relation n’est pas simple; c’est pourquoi on préfère la présenter sous forme de courbe
plutôt que par une équation.
On montre à la (Fig. I.13) une courbe du couple en fonction de la vitesse pour un moteur de 1 kW,
de construction conventionnelle. Si C désigne la valeur du couple à pleine charge, on voit que le
couple de démarrage vaut 1,5 C. A mesure que la vitesse croit, le couple diminue, et passe par un
minimum avant d’augmenter de nouveau. Il atteint une valeur maximale de 2,5 C a 80 % de la vitesse
synchrone. Passé ce point, le couple diminue, tandis que la vitesse continue à augmenter. On passe
alors par le point d’opération normal (C, n) de pleine charge, avant d’atteindre la vitesse synchrone Ns,
ou le couple est nul.
Les moteurs de petite puissance (10 kW et moins) atteignent leur couple de décrochage à une vitesse
qui est d'environ 80 % de la vitesse synchrone ; les machines de grosse puissance (1000 kW et
plus) décrochent à une vitesse de l’ordre de 0,98 Ns.
La forme de la courbe couple/vitesse dépend donc de la grosseur du moteur et de ses
caractéristiques particulières [16].
Figure I.13 : Courbe typique du couple en fonction de la vitesse d’un moteur asynchrone
triphasé de 1 KW.
13
I.10 Avantages et inconvénients de la machine asynchrone

Comme les autres machines électriques, la MAS présente quelques avantages et
inconvénients qui sont liés à plusieurs facteurs : sa structure, sa stratégie de commande et ses
applications [17].
I.10.1 Avantages
Parmi les avantages de la machine asynchrone et notamment en fonctionnement
moteur, on peut Citer [17] :
 sa robustesse mécanique.
 son faible coût.
 l’absence d’entretien constant.
I.10.2 Inconvénients
 L’inconvénient majeur du moteur asynchrone est relié à l’absorption du réactif
qu’il faut parfois Compenser, à des pertes de glissement et surtout à la nécessité de
fonctionner pratiquement au Voisinage de la vitesse de synchronisme.
 Le courant de démarrage plus élevé (5 à 8 fois le courant nominal).
 Difficile de contrôler la vitesse [17].
I.11 Conclusion
Dans ce chapitre on a présenté quelques généralités sur la machine asynchrone ses
différents constituants ainsi que son principe de fonctionnement, ce qui va contribuer a
entamé les autre chapitres et mètre en évidence le modèle mathématique de la MAS qui
sera l’objectif de la deuxième chapitre.
14
Chapitre II Modélisation de la machine asynchrone
II.1 Introduction
Le modèle mathématique d’une machine électrique est un model de représentation de la
machine réelle permettent de restituer une image de ce que l’on peut observer
expérimentalement, elle apporte un aide appréciable dans la résolution des problèmes
techniques [6].
De plus, la conception d’une chaine de commande passe par une phase de modélisation afin
de dimensionner et valider les stratégies retenue. Mais, on ne peut parler de la commande de
la machine asynchrone, sans qu’on parle du convertisseur qui lui est associé, de son
alimentation et de sa commande [6].
Ce chapitre étudie la modélisation et la simulation d’une machine asynchrone, commencé
par les équations électrique et mécanique jusqu’un atteindre un model de simulation de la
machine asynchrone puis terminé par les résultats de simulation sur Matlab simulink.
II.2 Modélisation de la machine asynchrone

La modélisation de la machine asynchrone est un besoin indispensable pour observer et
analyser les déférentes évolutions de ses grandeurs électromécaniques, électriques et
magnétiques d’une part et d’autre part de prévoir le contrôle nécessaire.
Nous utiliserons un modèle de la machine asynchrone pour décrire le comportement
dynamique des différentes grandeurs concernées par le système de contrôle (couple
électromagnétique, flux magnétique, courants, tensions…… etc), pour se faire on doit tenir
compte de quelques hypothèses simplificatrices [33]
II.2.1 Hypothèses simplificatrices

Pour mener à bien la modélisation de la machine, certaines hypothèses simplificatrices ont
été faites [34].
 Entrefer constant ;
 Effet des encoches négligé ;
 Répartition sinusoïdale de l’induction dans l’entrefer ;
 Distribution spatiale sinusoïdale des forces magnétomotrices d’entrefer ;
 Pertes ferromagnétiques négligées (pas de courants de FOUCAULT ni
d’hystérésis) ;
 Pertes mécaniques négligées ;
 Influence de l’effet de peau négligée ;
15
 Les variations des caractéristiques dues à l’échauffement ne sont pas prises en

compte ;
II.2.2 Equation générale de la machine asynchrone
Les équations générales de la machine asynchrone à cage d’écureuil dans un repère

triphasé s'écrivent :
[ ]=[ ].[ ]+ [∅ ] (II.1)
[ ]=0=[ ]. [ ]+ [∅ ] (II.2)
On spécifie respectivement les vecteurs ou paramètres statoriques par l’indice s et

rotoriques par l'indice r. Les indices abc indiquent les phases triphasées. Les paramètres et
représentent respectivement les résistances statoriques et rotoriques par phase.
Les vecteurs [V], [i] et [ ] sont les vecteurs tensions, courants et flux de chacune des
armatures.
Avec :
∅
[ ]= , [ ]= , [ ]= , [ ]= , [∅ ]= ∅
∅
∅ 0 0 0 0
[∅ ]= ∅ , [ ]= 0 0 , [ ]= 0 0
∅ 0 0 0 0
Sachant que les différents flux de la machine s'expriment en fonction des inductances de la
manière suivante:
[φ ] = [L ]. [i ] + [M (θ)]. [i ] (II.3)
[φ ] = [L ]. [i ] + [M (θ)]. [i ] (II.4)
Avec :
[ ]= [ ]=
, : inductance propre du stator et du rotor .
16
⎡ cos( ) cos( + ) cos( − )⎤

⎢ ⎥
[ ]=[ ]= . ⎢cos( − ) cos( ) cos( + )⎥
⎢ ⎥
⎣cos( + ) cos( − ) cos( ) ⎦
[ ] : La matrice des inductances stator-rotor.
: La position absolue entre stator et rotor.
: représente la valeur maximale des coefficients d’inductance mutuelle stator-

rotor obtenue lorsque les bobinages sont en regard l’un de l’autre.
La modélisation de la MAS passe par la transformation d'un système triphasé au

système biphasé et inversement. Et pour des raisons de simplicité, il est classique d'exprimer
les différentes équations triphasées de la machine asynchrone dans un repère diphasé tournant
dqo.
Dans ce cas, on utilise la transformation de Park. Cette dernière, normée, assure
l'invariance de la puissance instantanée entre les repères triphasés et « dqo ».
En choisissant un repère « dqo » diphasé, l’axe d peut être repéré par :
∶ l'angle électrique par rapport à l’axe de la phase « a » du stator;
∶l'angle électrique par rapport à l'axe de la phase « a » du rotor ;
∶l'angle électrique entre l’axe rotorique et l'axe statorique.
Figure II.1 : Représentation des enroulements de la machine asynchrone triphasée et

biphasée équivalente issue de la transformation de Park [21].
17
Les deux angles sont liés par la relation suivante :
= − = p. Ɵ (II.5)
Où
Ɵ : est la position mécanique de l'axe rotorique par rapport à l'axe statorique,
p : nombre de paires de pôles.
La transformation de Park, est appliquée de manière identique au vecteur de tensions, de

courants et de flux.
Le vecteur x0 représente la composante homopolaire, normale au plan formé par les
vecteurs , , les vecteurs représentent les vecteurs diphasés qui
correspondent aux vecteurs , . La transformation de Park, est définie par :
[ ] = [ ( )] (II.6)
= [ ( )] [ ] (II.7)
Tel que :
[ ( )] [ ( )] Sont les matrices de passage direct et inverse, elles sont données par :
⎡ cos( ) cos( − ) cos( − ⎤

⎢−sin( ) −sin( − ) −sin( −
( )= ⎢ )⎥⎥ (II.8)
⎢ ⎥
⎣ √ √ √ ⎦
⎡ cos( ) −sin( )
√ ⎤
⎢ ⎥
[ ( )] = ⎢cos( − ) −sin( − ) √ ⎥ (II.9)
⎢ ⎥
⎣cos( − ) −sin( − ) √ ⎦
Les grandeurs (courants, tensions et flux) transformées, du système diphasé sont égales à la
matrice de Park multipliée par les grandeurs du système triphasé :
V = R .i − φ + (II.10)
V = R .i + φ + (II.11)
V = R .i + (II.12)
18
De même, en l'appliquant aux équations rotoriques avec un angle de on obtient les

équations rotoriques dans le repère dq:
V = 0 = R .i − φ + (II.13)
V = 0 = R .i + φ + (II.14)
V = R .i + (II.15)
II.2.3 Equations magnétiques
= (II.16)
= (II.17)
Avec :
Ls = ls +M: Inductance cyclique statorique.

Lr= lr+M : Inductance cyclique rotorique.
ls : Inductance de fuite statorique.
lr : Inductance de fuite rotorique.
M : Inductance mutuelle
Figure II.2 : Disposition des enroulements suivant les axes d, q.
19
Plusieurs solutions pour orienter le repère « dq » par rapport aux repères triphasés sont
possibles. Dans notre cas, on se fixe les axes d et q solidaires du champ tournant de la
machine. En régime permanent, cette solution fait correspondre des grandeurs continues aux
grandeurs sinusoïdales [33].
Dans cette configuration, en régime sinusoïdal permanent, on a :
= : La vitesse angulaire des axes d,q est égale à la pulsation statorique ;
= : La vitesse angulaire des axes d,q est égale à la pulsation rotorique ;
Ces deux pulsation sont reliées à la vitesse mécanique du rotor (Ω) par l'équation suivant :
− =p. (II.18)
Ainsi, en partant des équations (II.9), (II.10), (II.11), (II.12), et en utilisant la relation (II.16)
qui lie les flux aux courants, on obtient l'équation matricielle suivante qui en globe les
différentes équations électriques de la machine exprimées dans le repère d,q :
⎡ ⎤
− . 0 − . 0 0 ⎤⎢ ⎥
⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡
⎢ . . 0 ⎥. ⎢ ⎥+⎢ 0 0 ⎥ ⎢⎢ ⎥
⎥ (II. 19)
0 ⎢ 0 − . − . ⎥ ⎢ ⎥ ⎢0 0 0⎥
⎢ ⎥
0 ⎣ . 0 . ⎦ ⎣ ⎦ ⎣0 0 ⎦⎢ ⎥
⎣ ⎦
Cette relation représente les équations de la machine asynchrone, dans le repère de PARK
solidaire du champ tournant, en régime permanent sinusoïdal.
L'expression du couple électromagnétique dans le repère de PARK est donnée par:
= . ( . − . ) (II.20)
L’équation mécanique de la machine asynchrone est donnée comme suit :
Ω
J +fΩ = - (II.21)
20
Avec :
J : moment d inertie de la machine [Kg ].
f: coefficient de frottement. [N.m /rad. ].
: Couple résistant impose a l arbre de la machine [N.m].
: Couple électromagnétique développe par la machine [N.m].
p : nombre de pairs de pôles.
Ω : vitesse mécanique donnée par : Ω=
II.3 Le schéma bloc de la machine asynchrone

La structure en schéma bloc de cette simulation est présentée par la figure suivante
Figure II.3 : Schéma bloc de simulation de la machine asynchrone.
21
II.4 Les résultats de simulation

Nous procédons à la simulation du démarrage de la MAS alimentée par un système des
tensions sinusoïdales .Le démarrage se fait à vide puis une application d’un couple résistant
( =20 Nm) a l’instant t=2s.
On a simulé le model de la machine asynchrone et on a obtenu les résultats suivant :
180 35
160 30
140 25
20
120
15
Cem(N.m)
100
W(rad/s)
10
80
5
60
0
40
-5
20 -10
0 -15
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4
t(s) t(s)
Figure II.4 : vitesse de rotation Figure II.5 : Couple électromagnétique
20
Ic
15 Ib
Ia
10
0
Iabc(A)
-5
-10
-15
-20
-25
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4
t(s)
Figure II.6 : Courant statorique (Iabc).
22
II.5 Interprétation des résultats

Lors de démarrage, on constate des pics de courants importants qui s’atténuent avec
l’évolution du régime transitoire.
L'allure de la vitesse présente des oscillations dans les premiers instants de démarrage avec
un accroissement presque linéaire, ensuite la vitesse se stabilise à la valeur nominale157 [rad/s].
En appliquant une charge à l'instant t=2s, on constate une légère diminution de vitesse. Ainsi
l’évolution du couple électromagnétique en fonction du temps. Au premier instant du démarrage,
le couple électromagnétique est fortement perturbé à cause du moment d'inertie, il atteint la
valeur (20 N.m).
L'application de la charge qui se traduit par l'apparition d'une valeur qui correspond au
couple appliqué.
Le courant statorique en fonction du temps, répond au classique appel du courant en
démarrage qui égale à 9 fois environ le courant nominal. Au démarrage le courant statorique
est très important, vu qu’il est de courte durée, la machine pourrait le supporter sans risquer
un échauffement dangereux. Cette valeur de courant due au régime transitoire disparaisse au
bout de quelques alternances afin d'obtenir une forme sinusoïdale d'amplitude constante. A
l'instant t=2s, on constate que le courant statorique augmente à cause de l'augmentation du
couple résistant (charge).
II.6 Conclusion
Dans ce deuxième chapitre nous avons étudié la modélisation de la machine asynchrone,
cette modélisation nous a permis d’établir un modèle mathématique de cette machine. Le
modèle de la MAS est un modèle de trois équations différentielles dont les coefficients sont
des fonctions périodiques du temps. L’utilisation de la transformation de Park nous a permet
de réduire le système d’états électrique de la machine de trois à deux équation et de réduire la
complexité du modèle.
23
Chapitre III Commande vectorielle de la machine asynchrone
III.1 Introduction
Contrairement au modèle de la machine à courant continu, le modèle de la machine
asynchrone présente un couplage naturel entre le courant qui crée le couple électromagnétique
et le courant qui crée le flux magnétique, ce qui va rendre la commande plus difficile
Plusieurs méthode a été développé pour commandé la MAS parmi ces méthode il a la
commande vectorielle, se qui sera l’objectif de se chapitre[33].
III.2 Commandes de la machine à induction
III.2.1 Commande scalaire
La commande scalaire, permet de contrôler le couple en régime permanent avec le
maintient du flux dans la machine à une valeur fixe. Ce type de contrôle convient surtout à
des performances moyennes de fonctionnement de la machine asynchrone.
Cette commande est ce, nonobstant ses inconvénients vis-à-vis ses performances,
beaucoup utilisé dans l'industrie car elle est favorisée par sa simplicité et son coût plutôt bon
marché. Mais néanmoins il existe dans la littérature des travaux qui visent à son amélioration
en utilisant des techniques modernes tel que l'optimisation des régulateurs par logique floue,
ou par l'adjonction d'algorithme stabilisant, tout en restant simples à mettre en œuvre. [19]
III.2.2 Commande vectorielle

C’est pour supplanter les limitations de la commande scalaire que la commande
vectorielle de la MI a été introduite dans le milieu industriel pour subvenir aux applications de
moyenne et hautes performances dynamiques et statiques. L’avènement des microprocesseurs
à partir des années 1970, et leur importante évolution dans les années 1980, a permis sa
concrétisation expérimentale. Cette commande est élaborée sur la base du modèle de la MI
projeté dans le repère du flux. Les composantes directe et en quadrature du courant statorique
obtenus peuvent donner une commande découplée du flux et du couple, respectivement. Des
fonctionnements comparables à ceux d’une machine à courant continu à excitation séparée
sont alors réalisés. Selon la détermination de la position du flux, on peut distinguer deux types
de commandes vectorielles, dites directes et indirectes. De nombreuses variantes ont été
développées, elles sont liées aux degrés de liberté offerts par le modèle de la MI, et donc selon
le référentiel de travail, à la nature du flux à orienter et à réguler (statorique, rotorique ou de
l'entrefer), et enfin à la procédure d’obtention du flux directe ou indirecte. [20]
24
III.2.3 Commande directe du couple (DTC)

La commande dite DTC, ou Commande Directe du Couple, est apparue pour
concurrencer les commandes précédentes en matière de la maîtrise du contrôle du couple. Elle
a été largement développée par M. DEPENBROCK en Allemagne et par I. TAKAHASHI, et
T. NOGUCHI au Japon. La DTC n’est pas basée sur l’imitation de la commande d’une
machine à courant continu, comme le cas de la commande vectorielle, mais cible une
exploitation plus directe et complète du couple et du flux de la machine. Ceci permet de
s’affranchir des transformations non linéaires des coordonnées, ce qui simplifiera la mise en
œuvre de son algorithme de commande. La technique DTC utilise une alimentation par
modulation de largeur d’impulsion (MLI) qui consiste à chercher, à tout instant, la
combinaison optimale des interrupteurs de l’onduleur de tension. Ses avantages, par rapport
aux techniques conventionnelles, sont dans l’amélioration du temps de réponse en couple, de
la robustesse vis-à- vis de la variation paramétriques, avec la possibilité de fonctionnement
sans capteur mécanique (capteur de vitesse, position). Néanmoins, l’inconvénient principal de
la DTC est sa difficulté de fonctionnement à très faibles vitesses due aux ondulations élevées
des courants et du couple, ce qui nécessitera l’apport des méthodes d’appoint particulières.
[20]
III.2.4 Commande par mode glissant

La technique de commande par modes de glissement consiste à amener la trajectoire
d’état d’un système vers une surface de glissement et de la faire commuter autour de celle-ci à
l’aide d’une logique de commutation appropriée jusqu’au point d’équilibre. D’où le
phénomène de glissement. Ce dernier rend le système bouclé insensible à la variation
paramétrique et aux perturbations extérieures. Une propriété importante des régimes glissants
est que la trajectoire d’état en mode glissant évolue dans un espace de dimension inférieure à
celle du système à contrôler. [20]
III.2.5 Commande intelligente

L’intelligence artificielle (IA) apparue en 1950, est une branche affilée au départ à
l’informatique pour traiter la reproduction par la machine de certains aspects de l’intelligence
humaine tels qu’apprendre à partir d’une expérience passée à reconnaître des formes
complexes et à effectuer des déductions.
La commande intelligente est basée sur l’utilisation des principes d’IA permettant de
reproduire le raisonnement humain, alors que la commande conventionnelle est basée sur
25
l’exploitation du modèle mathématique du système. La commande intelligente a été définie en

1956 lors de la conférence de DARTMOUTH comme étant les procédés informatiques qui
permettent d’imiter la manière humaine de penser. Un régulateur intelligent peut identifier le
système et permettre ainsi la définition d’une commande optimisée par itération et
apprentissage. De ce fait, il possède des caractéristiques d’adaptabilité, de robustesse, d’auto -
organisation, de contrôle supervisé, d’autonomie et d’intelligence. On rencontre
principalement trois types de techniques dites intelligentes, celles liées aux systèmes experts ;
aux réseaux de neurones artificiels et à la logique floue. A titre d’exemple, la commande
neuronale n’a pas a priori besoin d’un modèle mathématique pour réaliser une commande
efficace et robuste. Dans le cas de la commande du moteur à induction, les réseaux de
neurones sont utilisés pour émuler un modèle directe ou inverse permettant une commande
aux performances élevées. Dans cette commande, le moteur à induction et sa charge sont
considérés comme un système non linéaire. Les données issues de simulation sur un système
du second ordre sont utilisées pour entraîner le réseau de neurones pour fournir un modèle
inverse. Ce modèle inverse est ensuite utilisé en sérié avec le système pour atténuer la
dynamique et les non linéarités du MI avec sa charge dont les paramètres peuvent varier dans
le temps. [20]
III.3Principe de la commande vectorielle à flux orienté

Le principe de la commande par flux orienté consiste à orienter le vecteur courant et le
vecteur flux afin de rendre le comportement de cette machine similaire à celui d’une machine
à courant continu à excitation séparée (MCC) où le courant inducteur contrôle le flux et le
courant d’induit contrôle le couple. Il s’agit de placer le référentiel (d.q) de sorte que le flux
soit aligné sur l’axe direct (d). Ainsi, le flux est commandé par la composante directe du
courant et le couple est commandé par l’autre composante. [23]
Figure III.1: Principe de commande par orientation du flux.
26
Trois choix sont possibles pour fixer l’orientation du flux représenté dans la figure (III
(III-1), soit
 Orienter le flux rotorique avec la condition : = et =0
 Orienter le flux statorique avec la condition
co : = et =0
 Orienter le flux d’entrefer avec la condition : = et =0
La commande vectorielle à orientation du flux rotorique est la plus utilisée car elle permet
d’obtenir un couple de démarrage important, ainsi elle
elle élimine l'influence des réactances de
fuite rotorique et statorique et donnent de meilleurs résultats que les méthodes basées sur
l'orientation du flux statorique ou d'entrefer. [24]
Figure III.2 : Analogie de la MAS avec la MCC dans la commande vectorielle.
III.4 Types de la commande vectorielle

Tous les travaux de recherches effectués sur ce sujet utilisent deux principales méthodes,
la première appelée méthode directe qui à été développé par F.Blaschke, la seconde connue
par la méthode indirecte
ndirecte développée par k.Hasse [5].
III.4.1 Commande vectorielle directe

Connue sous le nom de contrôle direct du flux ((DFOC) Direct Field Oriented Control),
cette méthode
éthode exige une bonne connaissance du module et de la phase du flux ro
rotorique
quelque soit le régime transitoire effectué.
Une première méthode consiste à mesurer directement le flux de la machine à l'aide de
capteurs positionnés dans l'entrefer et d'en déduire l'amplitude et la phase. Le calcul du flux se
base sur l'intégration
ation des courants statoriques mesurés. En outre, la connaissance de la
27
position du flux dans les référentiels tournant (d.q) est également nécessaire à l'élaboration
des modèles du flux, du couple et des courants de référence du système de commande .Cette
mesure permet de concevoir une commande vectorielle complètement découplée (flux et
couple) par contre l'installation de capteurs de flux augmente le coût de fabrication. Pour cette
raison, une deuxième méthode basée sur l'estimation (boucle ouverte) ou observation (boucle
fermée) du flux à partir de mesures effectuées sur le montage (courants, tensions, vitesse) est
généralement utilisée [3].
III. 4.2 Commande Vectorielle Indirect

Contrairement à la commande vectorielle directe, la méthode indirecte consiste à ne pas
estimer l'amplitude du flux rotorique mais à utiliser directement l'amplitude de référence
.L'intérêt de cette méthode est d'utiliser uniquement des grandeurs de référence qui par
définition ne sont pas bruitées. En effet, à partir d'un couple électromagnétique de référence
Cem* et du flux rotorique de référence, la méthode de commande indirecte se caractérise
donc par le fait qu'aucune estimation du flux n'est nécessaire [26].
III.5 Choix du référentiel

Il existe différentes possibilités concernant le choix de l’orientation du repère d’axes (d, q)
qui dépendent des objectifs de l’application :
 axes tournant à la vitesse du rotor ( = ).
 axes liés au stator ( = 0).
 axes solidaires du champ tournant ( = ) [6].
III.6 Principe de la commande vectorielle par orientation du flux rotorique

Dans ce cas le flux rotorique est orienté sur l’axe «d» d’une référence solidaire au champ
tournant de vitesse ( ), donc on peut remarquer les propriétés suivantes:
 La composante transversale du flux rotorique est nulle.
 L’axe «d» est aligné systématiquement sur le vecteur du flux rotorique. =
 La composante longitudinale du courant rotorique est nulle si le flux rotorique est
maintenu constant ( = ⇨ = 0) [5].
Le modèle vectoriel de la machine asynchrone est décrit par les équations suivantes :
28
⎧ = + −
⎪
⎪ = + +
(III.1)
⎨ = + − =0
⎪
⎪
⎩ = + + =0
Les équations de Park. (3.3), munies de la contrainte = 0, débouchent donc sur les
propriétés enchaînées de la manière suivante :
- l'axe d est aligné systématiquement sur le vecteur flux rotorique tel que =
- la composante du courant rotorique est toujours nulle si le flux rotorique est maintenu
constant.
En effet, on a :
= = =0
=0 =0
=0= + −
L’évolution du couple suit celle de iqr qui peut alors être contrôlé par . En effet, on a :
= + =0 =−
Ceci conduit à l'expression du couple suivante :
= (III.2)
Les équations des machines dans un référentiel lié au champ tournant, deviennent
= + + −
(III.3)
= + + +
+ = (III.4)
Après passage par une transformation de Laplace nous obtenons :
=( + ) −
(III.5)
=( + ) +
= (III.6)
29
On a:
= (III.7)
Ω
= − − Ω (III.8)
Les équations (III.6) et (III.7) mettant respectivement en évidence le courant producteur du

flux , et le courant producteur du couple .
Dans ce type de commande, l’angle , utilisé pour la transformation directe et inverse, est
calculé à partir de la formule suivante:
∗
= ∫ PΩ + ∗ dt (III.9)
∗
∗
ou = (III.10)
Les principaux constituants dans ce type de commande sont la boucle de régulation de

vitesse, celles des courants , , le bloc de calcul de et les transformations directe et
inverse. La vitesse est régulée à travers la boucle externe du bloc. La sortie de son régulateur
∗ ∗
est le couple électromagnétique de référence Ce*. Les composantes et sont calculées.
∗
est comparé à la valeur issue de la mesure des courants réels. L'erreur entre ces
∗
valeurs sollicite l'entrée du régulateur dont la sortie est la tension de référence . En
∗ ∗
parallèle, les sorties des régulateurs est sont alors transformées en grandeurs
statoriques à l'aide d'une rotation d’angle . Ce dernier, qui représente l'orientation du repère
lié au champ tournant, est donné par  dt  0 .L’intégration de la pulsation statorique
est obtenue par la relation : = + PΩ

On peut alors calculer les composantes triphasées des tensions après transformation de
Park. Les tensions sont alors reconstituées par un onduleur commandé par une MLI.
Les courants et sont mesurés, puis transformés à l'aide des transformations inverses,
ce qui donne et qu'on utilise pour la régulation des courants.
III.7 Découplage
Les équations statoriques comprennent en effet des termes qui font intervenir des courants
de l'autre axe. En supposant que le flux rotorique varie très lentement, les équations
s’écrivent:
30
=( + ) −
(III.11)
=( + ) +
=
1+
= (III.12)
Nous pouvons alors représenter la machine par le schéma suivant [21] :
Figure III.3: Modèle de la machine.
Les termes . . . , . . . . . Correspondent aux termes de découplage

entre les axes d, q.
III.7.1 Découplage entré-sortie

Les lois de commandes vectorielles des machines asynchrones alimentées en tension
présentent des couplages entre les actions sur les axes d et q. Le flux et le couple dépendent
simultanément des tensions Vds et Vqs, donc il faut réaliser un découplage.
L’objectif est, dans la mesure du possible, de limiter l’effet d’une entrée à une seule
sortie, nous pourrons alors modéliser le processus sous la forme d’un ensemble de systèmes
mono variables évoluant en parallèle, les commandes sont alors non interactives.
Différentes techniques existent: découplage utilisant un régulateur, découplage par retour
d’état, découplage par compensation, nous présentons le découplage par compensation [12].
III.7.2 Découplage par compensation

∗ ∗
Définitions de deux nouvelles variables de commande , telles que :
∗
= − (III.13)
31
Avec :
= (III.14)
1
∗
=
+
La perturbation de la tension est compensée par un terme identique de manière à ce que la

fonction de transfert équivalente soit celle indiquée ci dessus. On peut considérer de manière
analogue la deuxième expression et définit :
∗
= − (III.15)
Avec :
∗
=( + ) (III.16)
=− + (III.17)
De la même façon, le terme est ajouté de manière à obtenir la fonction de transfert

suivante:
∗ = (III.18)
∗ ∗
Les tensions Vds et Vqs sont alors reconstituées à partir des tensions et figure (3.6) Tel
que:
∗
= −
∗
= − (III.19)
Figure III.4 : Découplage par addition des termes de compensation.
32
On obtient alors le schéma bloc simple et identique pour les deux axes [03] :
Figure III.5 : Commande découplée.

III.8 Bloc de défluxage
Le bloc de défluxage permet l’exploitation optimale des capacités magnétique de la
machine, permet un fonctionnement à couple constant si la vitesse est inférieure à la vitesse
nominale d’une part ce bloc permet, en outre d’affaiblir le flux inversement proportionnel à la
vitesse, pour le fonctionnement à puissance constante lorsque la vitesse excède la vitesse
nominale .Il est défini par la fonction non linéaire suivante [26]:
= pour | |≤ (III.20)
= | |
. Pour | |≥ (III.21)
Avec
: Vitesse de rotation nominale.
: Flux rotorique nominale
Figure III.6 : Bloc dé fluxage.
33
III.9. Calcule du régulateur de vitesse

Parmi les techniques existantes, la correction proportionnelle et intégrale est largement
utilisée pour la commande vectorielle des machines asynchrones, en raison de ses bonnes
performances : simplicité et facilité d’implémentation. L’utilisation de la commande
vectorielle indirecte avec orientation de flux rotorique, permet la réduction de la complexité
de la commande.
En effet le schéma fonctionnel de la régulation de vitesse par la commande vectorielle
indirecte figure. (III.7) [27].
Le schéma de régulation en cascade retenu nécessite pour un bon fonctionnement que
la boucle interne soit plus rapide que la boucle externe.
Il est clair que le réglage du couple se fera par l'action sur le courant iqs plutôt que par
action sur le flux. Par conséquent, la sortie du régulateur de la boucle externe (vitesse)
constitue la référence (l'entrée) de la boucle interne (courant ).
Le schéma bloc de régulation de la vitesse est le suivant [3]
Figure .III.7 : Schéma bloc de la régulation de la vitesse.
Avec :
: Délais dans la boucle de vitesse.
, : Gain et constant de temps du régulateurs PI.
: Délai introduit par le filtrage de la vitesse
= : Constante du couple électromagnétique La fonction de transfert en boucle
ouverte par rapport à la consigne est :
= .
. . .
. . .
(III.22)
et en boucle fermée :
= (1 + ) (III.23)
34
III.10 Modélisation du L’onduleur MLI

L’onduleur est un convertisseur statique qui assure la transformation d'énergie d’une
source continu en énergie alternative, comme le montre le schéma ci-dessous [33] :
Bus continu Onduleur MLI Machine asynchrone
a
c MAS
b
_ _ _
Figure III.8 : Schéma de l’onduleur MLI.
La matrice de connexion de l’onduleur est donnée par l’équation matricielle suivante :
−2 1 1
= 1 −2 1 (III.24)
1 1 −2
= + + (III.25)
Avec :
Var, Vbr, Vcr: Tensions de références [V] ;
Vdc: Tension de bus continu [V] ;
Idc: Courant moduler par le redresseur [A] ;
Sa, Sb, Sc: Fonctions logiques correspondant à l’état de l’amorçage
35
III.11 Simulation de la commande vectorielle de la MAS

Le schéma global de notre système est donné par la figure suivante :
Figure III.9 : schéma bloc de la commande vectorielle de la MAS.
III.12 Résulta de simulation

La machine commandée vectoriellement par orientation de flux rotorique, est mise en
évidence par simulation numérique sous environnement MATLAB/ SIMULINK. Les figures
montrent les performances de réglage lors d’un démarrage à vide suivi de l’application à
l’entrée de commande un échelon de vitesse de 100(rad/s) et d'un couple de charge à t = 1s
( =20Nm). On remarque que dans le fonctionnement à vide, la vitesse converge vers sa
valeur de référence sans dépassement avec un temps de réponse égale à 0.4s. Après
l’application de la charge on remarque que la vitesse présente une petite perturbation qui est
rejetée rapidement, puis rejoint sa valeur de référence sans erreur.
Le couple subit un pic aux premiers instants de démarrage, puis atteint la valeur du couple
résistant avant et après l’application de la charge. On remarque que le courant reste
constant et le courant suit l’allure du couple ce qui justifie le découplage entre le
flux et le couple et que les composantes du flux rotorique obéissent au principe de la
commande vectorielle.
36
70
100
60
90 W
W* 50
80
40
70
60 30
Cem(N.m)
W(rad/s)
50 20
40 10
30 0
20 -10
10 -20
0 -30
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t(s)
Figure III.10 : Vitesse de rotation Figure III.11 : Couple électromagnétique

50
Iqs Frd
Ids phi rif
40 1
30
0.8
20
Frd(Wb)
Isdq(A)
0.6
10
0.4
0
0.2
-10
-20 0
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t(s)
Figure III.12 : Courants statorique (dq) Figure III.13 : Flux rotorique
37
25
20
15
10
5
Ia(A)
-5
-10
-15
-20
-25
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s)
Figure III.14 : Courant statorique
II.13 Conclusion
Dans ce chapitre, on a présenté la simulation de la commande vectorielle indirecte à flux
rotorique orienté de la machine asynchrone. Cette commande permet de traiter la machine
asynchrone de façon semblable à la machine à courant continu à excitation séparée.
L’utilisation du réglage conventionnel à base de régulateur proportionnel intégral donne de
bonnes performances.
Nous montrons en simulations les performances de la commande ; le découplage entre le
flux et le couple est complètement assuré, le choix des régulateurs est justifié, à savoir, la
rapidité de la réponse et son dépassement acceptable.
Les résultats de simulation obtenus montrent une bonne poursuite de la vitesse aux
valeurs de références correspondantes, mais la réponse reste un peut perturbée.
Pour éviter ce problème, des régulateurs robustes ou des techniques adaptatives sont
recommandées. D’ou l’émergence des techniques de l’intelligence artificielle telle que la
technique neuronale, les algorithmes génétiques et la logique floue, ce dernier fera l’objet du
quatrième chapitre.
38
39
Chapitre IV Application de la logique floue à la commande de la MAS
IV.1 Introduction
La logique floue est une description mathématique d’un processus basée sur la théorie des
ensembles flous, introduite en 1965 par le professeur Lotfi Zadeh. En effet, les ordinateurs, avec
leur fonctionnement exact par tout ou rien (1 ou 0), ont commencé à se répandre sur une grande
échèle. Par contre, la logique floue permettait de traiter des variables non exactes dont la valeur peut
varier entre 1 et 0. Initialement .son but est, comme en automatique classique, de traiter des
problèmes de commande de processus c’est-à-dire de gérer un processus en fonction d’une consigne
donnée, par action sur les variables qui décrivent le processus, mais son approche est différente de
celle de l’automatique classique. Elle se sert le plus souvent des connaissances des experts ou
d’opérateurs qualifiés travaillant sur le processus [28].
Dans ce chapitre, nous présenterons les notions de base de la théorie de la logique floue, puis le
principe de la conception d’un régulateur PI flou et un PI flou à gain flou adapté (adaptation de gain
de sortie), pour le réglage de la vitesse d’une machine asynchrone. Une étude comparative entre la
commande vectorielle classique et celle basée sur la logique floue (classique et adaptative).
IV.2 Historique
D’après quelques points de repère historique, on peut situer dans le temps le développement
de la logique floue et ses applications.
1965 : Le Prof. L. A. Zadeh de l’Université de Berkeley Californie pose les bases théoriques de la
logique floue.
1974 : Première application du réglage par la logique floue appliquée à une turbine à vapeur. Suivie
en 1980 par une application sur un four à ciment, et en 1983 sur un épurateur d’eau.
1985 : Premiers produits industriels Japonais utilisant le principe de la logique floue appliqué à des
problèmes de réglage et de commande, développement de processeurs dédiés à des applications de
réglage par la logique floue [29].
IV.3 Pourquoi la logique floue ?
La plupart des problèmes auxquels sont confrontés les êtres humains sont modélisables
mathématiquement, mais est-ce vraiment une manière de représenter la réalité ? Les problèmes en
monde réel nécessitent parfois des informations exemple : « si le feu est rouge, si je suis proche du
feu et si ma vitesse est moyenne, alors je freine doucement ».
Le fait d’apprécier les données de manières approximatives et imprécises et non de manières
quantitatives est un raisonnement flou. Le cerveau humain fonctionne donc en logique flou [30].
39
IV.4 Principe De La Logique Floue

Dans la théorie des ensembles conventionnels, une chose appartient ou n'appartient pas à un
certain ensemble. Toutefois, dans la réalité, il est rare de rencontrer des choses dont le statut est
précisément défini. Par exemple, où est exactement la différence entre une personne grande et une
autre de grandeur moyenne. C'est à partir de ce genre de constatation que Zadeh a développé sa
théorie. Il a défini les ensembles flous comme étant des termes linguistiques du genre: zéro, grand,
négatif, petit. Ces termes existent aussi dans les ensembles conventionnels. Cependant, ce qui
différencie ces deux théories sur les ensembles provient des limites des ensembles. Dans les
ensembles flous, il est permis qu'une chose appartienne partiellement à un certain ensemble; ceci
s'appelle le degré d'appartenance. Dans les ensembles conventionnels, le degré d'appartenance est 0
ou 1 alors que dans la théorie des ensembles flous, le degré d'appartenance peut varier entre 0 et 1
(on parle alors de fonction d'appartenance μ) [3].
IV.5 Les éléments de base de la logique floue

A l’inverse de la logique booléenne, la logique floue permet à une condition, d’être en un autre
état que vrai au faux. Il y a plusieurs degrés de vérification d’une condition. Considérons par
exemple la vitesse d’un véhicule sur une route nationale. La vitesse normale est de 90 km/h. une
vitesse peut être considérée comme élevée au dessus de 100 Km/h, et comme pas du tout élevée en
dessous de 80 Km/h. la logique booléenne envisagerait. Les choses
choses de la manière suivante [3]:
Figure IV..1 : Niveaux d’appartenance en logique booléenne.
La vitesse est considérée à 100% comme élevée à partir de 100 Km/h, et 0% en dessous. La logique
floue, à l’inverse, permet des degrés de vérification de la condition ″ la vitesse est elle élevée
élevée″.
40
IV : Niveaux d’appartenance en logique floue.

Figure IV.2
La vitesse est considérée comme pas du tout élevée en dessous de 80 Km/h. on peut donc dire
qu’en dessous de 80 Km/h, la vitesse est élevée à 0%. Elle est considérée comme élevée au dessus
de 100 Km/h, elle est donc élevée à 100% au dessus de 100 Km/h [3].
IV.5.1 Différente Formes Des Fonctions D’appartenances

La fonction d’appartenance μ comprise entre 0 et 1 est associée
associée au sous ensemble E1 de T(x) et
à la variable x, dont l’ensemble des valeurs possibles est T(x). Elle s’appelle aussi, degré
d’appartenance ou coefficient d’appartenance ou degré de possibilité, qui est la possibilité que la
variable u ait
it la qualité associée au sous ensemble E1. Elle est utilisée pour le traitement
mathématique des variables linguistiques dans le but de traiter des déductions floues par ordinateur.
Ils existent plusieurs formes de la fonction
fonct d’appartenance dont ces fonctions
onctions sont les suivantes [3] :
a) fonction triangulaire
< ≤
µ(x)= < ≤ (IV.1)
0
b) fonction d’appartenance trapézoïdale :
⎧ < ≤
⎪
µ(x)= 1 < ≤
(IV.2)
⎨ < ≤
⎪
⎩ 0
c) fonction d’appartenance gaussienne :
(x)= exp − (IV.3)
Avec - ∞ x∞
41
La figure (IV.3) représente les formes de ces trois types de fonction d’appartenance.
a) forme triangulaire b) forme trapézoïdale c) forme gaussienne
Figure IV.3 : Différentes formes de la fonction d’appartenance.
IV.5.2 Intervalles D’inférence

Un intervalle flou est une quantité floue convexe. Les intervalles flous définissent le nombre de
variables floues associées à une grandeur d’entrée. Pour l’exemple de la vitesse, on aurait pu définir
cinq intervalles. D’une façon générale, les sous- ensembles flous sont caractérisés à l’aide de
symboles tels que ceux présentés dans le tableau [3].
symbole Signification
NG Négatif grand
NM Négatif moyen
EZ Environ zéro
PM Positif moyen
PG Positif grand
PP Positif petit
NP Négatif petit

Tableau IV.1 : Symbole de cinq intervalles ou sous ensembles flous.
Un nombre de valeurs linguistiques supérieures à sept n’apporte en générale aucune

amélioration du comportement dynamique du réglage. Par contre, un tel choix compliquerait la
fonction des règles d’inférences.
42
IV.5.3 Variables linguistiques

Une variable linguistique est caractérisée par un triplet (x, T(x), u) ou :
X : le nom de variable
T(x) : ensemble de terme de variable, c’est l’ensemble des noms des valeurs linguistiques de x dont
chaque valeur est un sous ensemble flou défini dans U.
U : l’univers de discours Comme exemple de la variable linguistique, on prend la vitesse de rotation
du moteur. Son ensemble de terme T (vitesse) peut être :
T (vitesses) = (lente, moyenne, rapide, …).
Ou chaque terme dans T (vitesse) est caractérisé par un ensemble flou dans l’univers de discours
U = [0,120] par exemple. Pour les vitesses inférieures ou égales à 40 intervient la variable
linguistique (lente), et pour les vitesses supérieures ou égales à 70 intervient la variable linguistique
(rapide). Ces deux termes peuvent être caractérisés comme des ensembles flous dont les fonctions
d’appartenance sont montrées sur cette figure [3] :
Figure IV.4 : Représentation des variables linguistiques.
IV.5.4 Opérateurs De La Logique Floue

Puisque les fonctions caractéristiques des ensembles flous sont graduelles. L’extension de
certains opérateurs définis sur les ensembles de la logique classique aux cas des ensembles floue
pose certaines difficultés. Donc, il n’est possible d’appliquer directement la logique booléenne qui
manipule des ensembles à fonction caractéristiques binaires (0 et 1). Pour pallier à ce problème,
sont introduites quelques définitions d’outils nécessaires au traitement des ensembles flous. Il existe
plusieurs lois de composition des différents opérateurs de la logique floue, mais les plus
couramment utilisées sont les suivants [3] :
Cas de l’opérateur ET : il est réalisé par plusieurs méthodes tel que le maximum ou le produit
des deux degrés d’appartenance μ (x1) et μ (x2) aux deux ensembles flous en question soit :
μ( , ) = μ ( )μ ( ) (IV.4)
43
Cas de l’opérateur OU : la réalisation de cet opérateur se fait par exemple par le calcul du
maximum ou par la formation de la moyenne arithmétique des deux degrés d’appartenance μ1i (x1)
et μ2j (x2) aux deux ensembles flous i et j de x1 et x2 respectivement, c'est-à dire
μ( , ) = (μ ( )+μ ( )) (IV.5)
Cas de l’opérateur ALORS : cet opérateur permet d’évaluer le degré de vérité des propositions
floues, il est réalisé par plusieurs méthodes tel que le produit des deux fonctions d’appartenance
μ1i (x1) et μ2j (x2) des deux ensembles flous i et j de x1 et x2 respectivement, c'est-à-dire
μ( , ) = μ ( )μ ( ) (IV.6)
Les opérations minimum et maximum présentent l’avantage de la simplicité des calculs, par
contre, elles privilégient l’une des deux variables. Les opérations de produit et valeur moyenne sont
plus complexes à calculer mais elles produisent un résultat qui tient compte des valeurs de deux
variables
IV.6 Système floue
A partir des données réelles, l’objectif de la logique floue est de travailler dans l’univers flou
pour modéliser au mieux les comportements humains face à certains problèmes. La logique floue
devra néanmoins repasser dans l’univers des réels pour répondre à ces problèmes. Le mécanisme de
la logique floue s’articule autour de trois grandes étapes : la fuzzification, l’inférence floue et la
défuzzification. Afin d’illustrer au mieux cette nouvelle partie, nous mettons en place le
raisonnement flou pour le calcul d’une note d’un élève qui vient de faire un exposé, et il est jugé sur
la méthode et la présentation. Au lieu d’appliquer des coefficients pour trouver sa note globale,
nous appliquons la logique floue [30].
Figure IV.5 : Le raisonnement flou.
44
IV.6.1 La fuzzification
La fuzzification ou l’interface avec le flou, établit une représentation adéquate des
connaissances. L’opération de fuzzification permet d’assurer le passage des grandeurs physiques
d’entrée du système en variables linguistiques qui peuvent être traitées par les inférences [31].
Comment fuzzifier ?
• Déterminer les variables floues d’entrée et de sortie du modèle
• Déterminer pour chacune de ces variables leurs ensembles flous associés (plusieurs ensembles
flou par variable) ainsi que leur univers de discours
• Déterminer la fonction d’appartenance de chacun des ensembles flous [30].
Figure IV.6 : Fonction d’appartenance de variable ≪ Méthode ≫.
Figure IV.7 : Fonction d’appartenance de variable ≪Présentation≫.

45
Figure IV.8 : Fonction d’appartenance de variable ≪Notation ≫.
IV.6.2 L’inférence floue

L’objectif de l’inférence floue est de construire des règles de décisions et de trouver pour
chacune d’elle la fonction d’appartenance de la conclusion. Il faudra alors agréger les fonctions
d’appartenance des conclusions de chaque règle pour obtenir la fonction d’appartenance de la
conclusion finale.
Il y a quatre étapes à suivre lors de l’inférence floue [30].
a) Déterminer la matrice de décision

Pour notre exemple, nous avons construit la matrice de décision suivante :
notation Méthode
Présentation médiocre moyenne Excellente
Médiocre mauvaise mauvaise Moyenne
moyenne mauvaise moyenne Excellente
excellente moyenne excellente Excellente
Tableaux IV.2 : Matrice de décision pour le choix de la notation

Cette matrice se lit de la manière suivante :
SI la présentation est moyenne ET la méthode excellente ALORS la notation sera excellente
SI la présentation est médiocre ET la méthode moyenne ALORS la notation sera mauvaise
46
Figure IV.9 : Fonction d’appartenance de variable « présentation ».
Figure IV.10 : Fonction d’appartenance de variable ≪ Méthode ≫.
Nous notons Ri la règle de décision numéro i et N le nombre de règles déclenchées par x0 qui
est le couple (note présentation, note méthode), si nous prenons comme exemple, un élève ayant eu
19 à sa présentation et 13.5 pour sa Méthode : x0 = (19, 13.5). Regardons à quels ensembles
appartient cet élève. La présentation de notre élève est donc 1 excellente. Cependant, sa méthode est
à 0.75 moyenne et 0.25 excellente. De tels résultats déclenchent alors deux règles de décisions R1
et R2.
R1 : SI la présentation est ET la méthode ( . ) ALORS la notation

( )
est .
( . )
R2 : SI la présentation est ET la méthode ALORS la notation

( ) ( . )
est .
( . )
47
b) Calculer le degré d’activation de chaque règle (l’activation)

Chaque règle de décision est composée d’une proposition et d’une conclusion, le tout formant
une implication. Le niveau de vérité de la proposition est appelé le degré d’activation. Plus le degré
d’activation est élevé, plus la proposition est vraie et donc plus la règle déclenchée est pertinente.
Dans notre exemple, les liaisons entre les prémisses sont des « ET » logique. Pour trouver le degré
d’activation il va donc falloir utiliser l’opérateur « MIN », et ce pour chaque règle de décision
déclenchée :
 R1 : MIN (1, 0.75) = 0.75 est le degré d’activation de R1. La proposition de R1 est vraie
à 0.75.
 R2 : MIN (1, 0.25) = 0.25 est le degré d’activation de R2. La proposition de R2 est vraie
à 0.25.
c) Rechercher la fonction d’appartenance pour la conclusion de chaque règle

• La méthode de Mamdani
μ conclusion’Ri(y) = MINy (μRi(x0), μconclusionRi(y)) (IV.7)
Avec μRi(x0), le degré d’activation de la règle Ri, μ conclusionRi(y), la fonction d’appartenance de
l’ensemble flou de sortie en fonction de la règle de décision et μ conclusion’Ri(y) la fonction

d’appartenance de la conclusion de la règle floue Ri.
Dans notre exemple, nous avons : μconclusionR1(y) = excellente(y), la fonction d’appartenance de
l’ensemble floue « notation excellente ».
Afin d’illustrer l’implication, regardons l’implication de Mamdani pour la première règle de
décisions de notre exemple (R1). Nous avons vu que pour R1, μR1(x0) = 0.75. La fonction
d’appartenance de conclusion pour R1 a pour équation :
μExcellente’(y) = MINy(0.75, μExcellente(y)) (IV.8)
Nous avons donné l’exemple pour R1 mais il faut bien évidemment faire la même chose pour
toutes les règles de décisions déclenchées par nos données.
A ce stade, nous connaissons toutes les fonctions d’appartenance des conclusions des déclenchées
par nos inputs. Il ne reste plus qu’à choisir la conclusion finale a adopté [30].
48
Figure IV.11 : Fonction d’appartenance de la conclusion de la règle R1

d) Rechercher la fonction d’appartenance résultante globale : l’agrégation
μFINALE(y) = MAXy (μconclusion’Ri(y)) 1≤ i ≤ N (IV.9)
Si nous continuons avec notre exemple et avec l’implication de Mamdani pour les règles de
décisions, nous obtenons la fonction de conclusion finale en prenant le maximum des fonctions
d’appartenance de conclusion de chaque règle.
Figure IV.12 : Agrégation après implication de type Mamdani.
IV.6.3 La défuzzification
Cette dernière étape permet de repasser du monde flou au monde réel, Différentes méthodes
sont applicables lors de cette étape : la méthode du centre de gravité (COG : center of gravity) qui
consiste à prendre pour décision l’abscisse du centre de gravité de la surface sous la fonction
d’appartenance de conclusion finale [30].
49
a. Méthode du centre de gravité (COG)

∫ ( ) ∑ ( )
= ( )
= ∑ ( )
(IV.10)
∫
Avec : µ( ) : Le degré d’activation et La règle pour les données
Figure IV.13 : La méthode du centre de gravité.

IV.7Application de la logique floue à la commande de la MAS
IV .7.1 Commande à gain non adaptative floue
Dans cette partie, nous allons nous intéresser au remplacement du régulateur classique de
vitesse du schéma de commande vectorielle précédent par un régulateur flou.
La figure(IV.13), montre la structure générale d’un contrôleur flou à gain non adaptatif utilisant le
schéma simple proposé par Mamdani pour les systèmes mono-entrée/mono-sortie. On distingue
trois parties :
Figure IV.14 : Schéma synoptique d’un contrôleur flou de vitesse à gain de commande fixe.
50
Les deux entrées du contrôleur flou sont l’erreur de vitesse et sa variation [36]:
- L’erreur de vitesse notée « e » est définie par :
e = Ω∗ − Ω (IV.11)
- La variation de l’erreur de vitesse ∆e est définie par :
∆e=e(t+ ∆t)-e(t)= e (k+1)-e(k) (IV.12)
La sortie du régulateur correspond à la variation de la commande ou du couple électromagnétique
∗
notée∆ .
La sortie du contrôleur flou est la loi de commande, elle est fonction de l’erreur et de sa variation
C=f( e, ∆e) . Pour un régulateur flou type PI, l’action de commande C sera considérée comme une
variation de commande, donc, l’action à un moment k +1 sera l’action précédente à l’instant k plus
une proportion de la variation de commande comme le montre l’équation (IV.13) :
∗ ∗ ∗
(K+1) = (K) + ∆ ∗ .∆ (IV.13)
Avec :
∗
∆ ∗ : Gain associé à la commande (K+1), en général choisi faible pour assurer la stabilité du
système.
∗
∆ : La variation du couple de commande.
IV.7.2 Les entrées floues

Dans notre système on a deux entrées et une seule sortie (figure IV.15):
Figure IV.15 : création d'entrées et sortie.
51
IV.7.3 Les fonctions d’appartenances

Les fonctions d’appartenance des entrés ( (e) , (∆e)) et de la sortie (∆Cem) sont choisies
identiques de formes triangulaires avec sept classe et sont définies sur l’intervalle [−1, 1] comme le
montre la figure (IV.16)
Figure IV.16 : Fonctions d'appartenances du contrôleur flou (entrées, sorties).
IV.7.4 Les règles d’inférence

Le tableau (IV.3), montre la table des règles du contrôleur flou relative au système ou toutes
les entrées de la matrice sont:
Les ensembles flous de l'erreur (e) et la dérivé de l'erreur (de). La sortie de cette table est nommée
résultat.
Erreur(e) La dérivé d’erreur (de)

BN MN SN Z SP MP BP
BN BN BN BN BN MN SN Z
MN BN BN BN MN SN Z SP
SN BN BN MN SN Z SP MP
Z BN MN SN Z SP MP BP
SP MN SN Z SP MP BP BP
MP SN Z SP MP BP BP BP
BP Z SP MP BP BP BP BP
Tableau IV.3 : Règles floues relatives au contrôleur flou.

Avec
NB pour négatif grand, NM négatif moyen, NS pour négatif petit, Z zéro, PS pour positif
petit, PM pour positif moyen, et PB pour positif grand.
52
IV.7.5 Simulation de régulateur floue
Figure IV.17: Schéma bloc d'un régulateur flou de vitesse.

IV.8 Commande floue adaptative
Un régulateur flou adaptatif est un régulateur dont les paramètres changent au cours du temps.
Dans notre cas le gain de commande sera adapté suivant l’état actuel de la machine asynchrone. La
figure(IV.18), montre le schéma synoptique de ce régulateur dans lequel l’adaptation du gain est
assurée par un mécanisme d’ajustement du gain. Notre objectif ici est d’adapter seulement le gain
de sortie en prenant des gains d’entrées fixes dans le but d’obtenir de meilleures performances en
commande. Notons que dans la première étude faites sur le contrôle flou, le gain associé à la
variation de commande ( ∆ ∗ ) était pris constant. Cette valeur du gain est prise aussi faible que
possible pour éviter le problème d’instabilité [37] [38].
Figure IV.18 : Structure générale d'un régulateur flou adaptative.
53
IV.8.1 Simulation de régulateur floue
Figure IV.19: Schéma bloc d'un régulateur flou adaptatif de vitesse.
IV.9 Etude comparative entre les techniques de commandes appliquées à la MAS

Afin d’avoir une meilleure précision des résultats obtenus, il est judicieux d’effectuer une
comparaison entre les différentes commandes ainsi élaborées, cette étape constitue un aide
important pour le choix du type de commande selon les résultats obtenus et les performances
apportées par chacune. Dans cette étape nous allons procéder à une comparaison des
caractéristiques dynamiques et statiques pour les trois types de commande ; commande vectorielle
avec : PI classique, PI flou et PI flou a gain adaptatif ; cela conduit à prévoir, à priori les avantages
et les inconvénients à l’emploi de telle ou telle méthode de contrôle ; du point de vue automatique,
la meilleure sera celle qui répond aux exigences telles que [3] :
 Meilleure réponse.
 Meilleure poursuite des consignes contrôlées (vitesse).
 Meilleure rejection des perturbations.
54
IV.9.1 Résultante de simulation

La machine est initialement en vide puis on applique un couple résistif (Cr=20 N .m) à t=1s, la
vitesse de référence à été fixé à 100 rad/s.
70
100
60
90 PI classique
PI flou 50
80
W*
PI flou adaptative 40
70
30
60
Cem(N.m)
W(rad/s)
0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3
50 20
40 10
30 0
20 -10
10 -20
0 -30
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t(s)
Figure IV.20: Vitesse de rotation Figure IV.21: Couple électromagnétique
50
PI flou adaptative
PIclassique
phi rif
1 40 PI flou
PI flou
PI flou adaptative
PI classique
30
0.8
20
Frd(wb)
Isq(A)
0.6
10
0.4
0
0.2
-10
0 -20
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t(s)
Figure IV.22:Flux rotorique (frd) Figure IV.23:Courant statorique (isq)
55
35 10
20
8
PI flou
PI flou adaptative 6
4
PI flou adaptative
30 PI flou 2
15
0
PI classique
PI classique -2
-4
-6
25
10 -8
-10
20 5
Isd(A)
I(a)
15 0
-5
10
-10
5
-15
0
-20
-5
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t(s)
Figure IV.24: Courant statorique (Isd) Figure IV.25: Courant statorique (Isa)
IV.9.2 Interprétations des résultats

On remarque que les résultats de simulation obtenus sont satisfaisantes quelques soit les
méthode utilisé, il est à noté que le temps de répons en utilisant des PI floue est légèrement
amélioré simultanément en utilisant PI floue adaptatif ,de même pour les perturbation provoqué au
démarrage et en appliquant un couple résistant .On peut remarque que les contrôleurs floues
agissant en fitness en évitant des grandes oscillation ce qui donne une stabilité appréciable à notre
système surtout dans le cas du PI floue adaptatif ou le pic du couple est celui du courant sont
largement diminués
Donc on peut dire que le but de cette étude est abouti avec satisfaction vue les résultats
améliorées par l’application des commande d’inélégances artificiel par rapport celles obtenus par la
commande classique
IV.10 Conclusion du chapitre

Dans cette partie nous avons essayé de présenter d'une façon générale la théorie de la logique
floue et des ensembles flous. Cette théorie ayant beaucoup d'application dans plusieurs disciplines.
On a montré les aspects de la conception d'un régulateur flou pour la commande de la vitesse. On a
aussi abordé le principe de l’adaptation du gain pour améliorer la réponse d’une commande floue
classique. Les performances du régulateur adaptatif par logique floue ont été testées. Les résultats
56
obtenus par simulation montrent que RLFA est très robuste. La réponse en vitesse poursuit
correctement le modèle de référence choisi.
Une comparaison des résultats de simulation de la commande de la machine asynchrone par des
correcteurs classiques PI et un correcteur flou et PI floue adaptative a été faite. Compte tenu des
résultats, le PI flou semble pouvoir remplacer le PI conventionnel pour améliorer les performances
de ce dernier en améliorant le temps de répons et la stabilité du système et donc du contrôle
vectoriel. L’apport de la commande adaptative proposé pour le contrôle de vitesse d’une machine
asynchrone est appréciable au niveau de la robustesse.
57
Conclusion générale
Dans ce travail, nous avons étudié par simulation numérique en utilisent le MATLAB-
simulink la commande vectorielle d’une machine asynchrone ; en utilisant PI classique, floue
et floue adaptatif.
Pour cela nous avons structuré notre travaille en 4 chapitres.
Dans le premier chapitre nous avons présenté des généralités sur la machine asynchrone
.pour mieux comprendre son fonctionnement nous avons détaillé les différents constituants de
la machine.
Le deuxième chapitre était consacré à la modélisation de la MAS, où on a présenté son
modèle mathématique qui décrit le fonctionnement de la machine.
Nous avons procédé a la simulation sur MATLAB simulink qui constitue un outil puissent
pour étudié le comportement de la machine, les résultats obtenus ont montrés un couplage
naturelle entre les différentes grandeurs de la machine, ce qui rend sa commande difficile.
Dans le troisième chapitre nous avons présenté les différentes méthodes utilisé pour
commander la MAS et on s’est intéressé à la commande vectorielle avec orientation de flux
rotorique, les résultats de simulation ont montrés que cette méthode à permis de découpler le
couple et le flux et rends le comportement de la MAS similaire à celui de la MCC.
Le but du quatrième chapitre est l’amélioration des résultats obtenus en utilisant la
commande vectorielle classique qui est basée sur l’utilisation des régulateur PI
conventionnelles, pour cela on les a changés par des régulateur flous et flous à gain adaptatif,
ce qui permis d’améliorer les performances dynamiques de la machine et diminuer les
perturbations dans le régime transitoire notamment les pics du courant et du couple qui ont
été considérablement réduits.
En fin on peut considérer que le but de cette étude est atteint avec des résultantes de
simulation satisfaisantes, néanmoins, on peut toujours les améliorés, dans ce but nous
proposons :
 D’utiliser d’autres techniques de commandes avancées.
 D’utiliser les algorithmes génétiques pour déterminer les paramètres des
régulateurs flous.
58
ANNEXE A
Les paramètres de la machine utilisée pour la simulation sont :

Résistance d’une phase statorique Rs=4 Ω .
Rrésistance rotorique Rr =1.143
Inductance cyclique du stator Ls= 0.3676H
Inductance cyclique du rotor Lr=0.3676H
Inductance mutuelle M=3439H;
Moment d’inertie J=0.03Kg. .
Coefficient de frottement f=0.03.
Nombre de paires de pôles P=2.
Le régulateur PI
=1.6
=45
ANNEXE B
Figure.1. Schéma bloc de la MAS.

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en cotutelle entre l’Université de Bejaia, Algérie et l’Université Lille 1,France,
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Bibliographie

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Ministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique

Faculté des Sciences et des Sciences Appliquées

Pour l’obtention de diplôme MASTER

COMMANDE D’UN MOTEUR ASYNCHRONE PAR LA LOGIQUE

Année Universitaire : 2017/2018

On tient à exprimer nos vifs remerciements à notre promotrice Mme

Nos remerciement s’adressent ensuite aux :

Membres du jury d’examen pour l’intérêt qu’ils on manifesté pour notre

On tient à remercier vivement toute personne qui nous a aidé de prés au de

Enfin on tient à exprimer nos reconnaissance à tous nos amis et

Nous avons le grand plaisir de dédier ce travail à :

Veuillez accepter nos meilleurs vœux de réussite et de prospérité

CHAPITRE I : GENERALITES SUR LA MACHINE ASYNCHRONE

I.1 Introduction ........................................................................................................................... 3

I.2 Classification de machines électriques tournantes........................................................... 3

I.3 Constitution de la machine asynchrone .......................................................................... 5

I.3.1Le stator ........................................................................................................................... 5

I.3.2 Le rotor ........................................................................................................................... 6

I.3.3 L’entrefer ........................................................................................................................ 6

I.3.4 Les organes mécaniques ................................................................................................. 6

I.4 Principe de fonctionnement d’une machine asynchrone .................................................. 7

I.5 Bilan des puissances ............................................................................................................. 3

I.6 Plaque signalétique ............................................................................................................ 10

I.7Le bobinage d’un moteur asynchrone ........................................................................... 10

I.8 Plaque à bornes ................................................................................................................... 11

I.8.1Branchement étoile ou triangle ..................................................................................... 11

I.9 Caractéristiques électromécaniques ............................................................................ 11

I.9.1 Puissance nominale ...................................................................................................... 11

I.9.2 vitesse nominale ........................................................................................................... 11

I.9.3 Intensité nominale ........................................................................................................ 12

I.9.4 Facteur de puissance cos φ et rendement η .................................................................. 12

I.9.5 Le courant de démarrage .............................................................................................. 12

I.9.6 Le couple (C) ................................................................................................................ 13

I.10 Avantages et inconvénients de la machine asynchrone .............................................. 14

I.10.1 Avantages ................................................................................................................... 14

I.10.2 Inconvénients ............................................................................................................. 14

CHAPITRE II : MODELISATION DE LA MAS

II.1 Introduction ....................................................................................................................... 15

II.2 Modélisation de la machine asynchrone...................................................................... 15

II.2.1 Hypothèses simplificatrices ..................................................Erreur ! Signet non défini.

II.2.2 Equation générale de la machine asynchrone .......................Erreur ! Signet non défini.

II.2.3 Equations magnétiques ............................................................................................... 19

II.3 Le schéma bloc de la machine asynchrone .................................................................. 21

II.4 Les résultats de simulation ......................................................................................... 22

II.5 Interprétation des résultats ......................................................................................... 23

CHAPITRE III : COMMANDE VECTORIELLE DE LA MACHINE ASYNCHRONE

III.1 Introduction ...................................................................................................................... 24

III.2 Commandes de la machine à induction ...................................................................... 24

III.2.1 Commande scalaire.................................................................................................... 24

III.2.2 Commande vectorielle ............................................................................................... 24

III.2.3 Commande directe du couple (DTC)......................................................................... 25

III.2.4 Commande par mode glissant.................................................................................... 25

III.2.5 Commande intelligente ............................................................................................. 25

III.3Principe de la commande vectorielle à flux orienté ..................................................... 26

III.4 Types de la commande vectorielle ............................................................................ 27

III.4.1 Commande vectorielle directe ................................................................................... 27

III. 4.2 Commande Vectorielle Indirect............................................................................... 28

III.5 Choix du référentiel.......................................................................................................... 28

III.6 Principe de la commande vectorielle par orientation du flux rotorique........................ 28