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CHAPITRE 2 INTERRUPTEURS SEMI-CONDUCTEURS DE PUISSANCE

1. Introduction
L'augmentation des puissances commutes, la facilit de contrle et le cot rduit des composants semiconducteurs de puissance depuis moins d'une dizaine d'annes ont conduit l'utilisation de convertisseurs de puissance dans un nombre d'applications toujours croissant. Cette monte en puissance a galement ouvert un champ de nouvelles topologies pour les applications en lectronique de puissance. Pour bien comprendre la faisabilit de ces nouvelles applications, il est essentiel de dcrire les caractristiques des semi-conducteurs de puissance utiliss. Dans ce chapitre, nous donnons donc un bref rsum des caractristiques courant - tension ainsi que des vitesses de commutation des semi-conducteurs de puissance actuellement utiliss. Dans le cas o les semi-conducteurs de puissance peuvent tre considrs comme des interrupteurs parfaits, l'analyse du principe de fonctionnement des convertisseurs de puissance est videmment grandement facilite. Cette approche a l'avantage de ne pas concentrer sa rflexion sur les dtails du fonctionnement des convertisseurs. Ainsi les caractristiques principales des convertisseurs peuvent tre plus clairement comprises. La prsentation succincte des caractristiques des semi-conducteurs de puissance usuels va nous permettre de dterminer dans quelles conditions et jusqu' quel point ceux-ci peuvent tre considrs comme parfaits. Les semi-conducteurs de puissance actuels peuvent tre classs en trois catgories : 1. Diodes. tats ferm ou ouvert contrls par le circuit de puissance. 2. Thyristors. Ferm par un signal de commande, mais doit tre ouvert par le circuit de puissance. 3. Interrupteurs commandables l'ouverture et la fermeture. Ouverts et ferms par un signal de commande. La catgorie des interrupteurs commandables inclut de nombreux types de composants : Transistors Bipolaires Jonctions (Bipolar Junction Transistors - BJTs) ; Transistors effet de champ Metal-Oxyde-Semiconducteur (MOSFETs) ; Thyristors commands l'ouverture (Gate-Turn-Off Thyristors - GTO Thyristors) ; Transistors bipolaires grille isole (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBTs) ; Thyristors MOS Commands (MOS-Controlled Thyristors - MCTs).

2. Diodes
2.1 Caractristiques i-v Les figures 2-1a et 2-1b dcrivent le symbole de la diode et sa caractristique statique i - v. Lorsque la diode est polarise en direct, elle commence conduire partir d'une faible (vis vis des tensions gnralement mises en jeu dans les convertisseurs) tension VF(Forward) directe de l'ordre de 1V. Lorsque la diode est polarise en inverse, seul un faible courant de fuite ngligeable (quelques mA) circule jusqu' atteindre la tension d'avalanche VA. En fonctionnement normal, la tension inverse ne doit pas atteindre la tension d'avalanche. Chp-2 -3-

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Compte tenu du courant de fuite trs faible circulant en inverse et de la faible tension de polarisation VF en direct compars aux courants et tensions mis en jeu dans les circuits pour lesquels ces diodes sont utilises, la caractristique i-v de la diode peut tre idalise (figure 2-1c). Cette caractristique idalise peut tre utilise pour analyser le principe de fonctionnement de base des convertisseurs. Par contre, il est vident que cette idalisation ne doit pas tre utilise dans le cas d'une conception prenant en compte les problmes de dissipation thermique ou de chute de tension. iD iD Anode vD (a) Cathode vD 2-1b p17 0 (c)

Figure 2-1. Diode: (a) Symbole lectrique, (b) caractristique i-v, (c) caractristique i-v idalise. La figure 2-2 dcrit les diffrents modles lectriques statiques susceptibles d'tre utiliss pour dcrire le fonctionnement de la diode selon le degr de prcision requis lors de la conception. iD vD vD (a) (b) vD (c) E iD E R iD

Figure 2-2. Schmas lectriques quivalent de la diode. (a) Interrupteur (Diode idale), (b) Force contre lectromotrice, (c) Force contre lectromotrice avec rsistance. La figure 2-3 donne un modle lectrique rendant compte du comportement dynamique de la diode. Ce modle constitue le stade ultime de prcision pour une conception rigoureuse.

Cj(v D) RS LS Rj(v D) Cb vD

iD

Figure 2-3. Modle dynamique de la diode: Rs, Ls: rsistance et inductance srie ; Rj, Cj: rsistance et capacit de la jonction, dpendent de v D ; Cb: capacit du botier de conditionnement. Chp-2 -4-

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2.2 Commutation A la commutation de l'tat ouvert l'tat ferm, la diode peut tre considre comme un interrupteur idal car cette transition s'effectue rapidement vis vis des phnomnes transitoires relatifs aux circuits de puissance. Par contre, lors de la commutation de l'tat ferm l'tat ouvert, l'annulation du courant dans la diode dure un temps t rr (reverse-recovery time) comme indiqu sur la figure 2-4. Pendant un temps t N, le courant est ngatif afin d'vacuer les charges en excs dans la diode et lui permettre de bloquer une tension v D ngative. Le courant de recouvrement maximum I RM peut parfois induire des surtensions dans les circuits inductifs. Cependant, dans de nombreux circuits, ce courant inverse n'affecte pas la caractristique entre/sortie du convertisseur et la diode peut galement tre considre comme idale lors de la commutation de l'tat ouvert l'tat ferm.

2.2 p17

Figure 2-4. Diode: passage de l'tat ferm l'tat ouvert. Selon les besoins ncessits par les applications, divers types de diodes de puissance particulires sont utilises : 1. Diodes Schottky. Ces diodes sont utilises lorsqu'une faible chute de tension en direct (typiquement 0,3V) est ncessaire dans les circuits trs faible tension de sortie. Ces diodes sont limites au niveau de leur tension de blocage en inverse 50-100 V. 2. Diodes commutation rapide. Ces diodes sont utilises dans les circuits haute frquence en combinaison avec des interrupteurs commandables lorsqu'un faible temps de commutation est ncessaire. A des niveaux de puissance correspondant plusieurs centaines de volts et plusieurs centaines d'ampres, de telles diodes possdent un temps t rr infrieur quelques microsecondes.

3. Thyristors
Les figures 2-5a et 2-5b dcrivent le symbole du thyristor et sa caractristique statique i - v. Le courant principal circule de l'anode ( A) vers la cathode (K). En polarisation directe, le thyristor possde deux caractristiques selon qu'il est command ou non. Il peut supporter une tension directe positive sans conduire comme dcrit sur la figure 2-5b (tat off). Lorsque le thyristor est polaris en direct, il peut tre plac dans l'tat on en appliquant une impulsion de courant positive sur la gchette (G). La caractristique i-v rsultante est dcrite sur la figure 2-5b (tat on). La chute de tension dans l'tat on est de l'ordre de quelques volts (typiquement 1 3 V). Lorsque le thyristor commence conduire, le courant de gchette peut tre annul. Le thyristor ne peut alors plus tre plac l'tat off par la gchette et se comporte comme une diode. C'est seulement au moment o le courant iA tend devenir ngatif, sous l'action du circuit dans lequel le thyristor est insr, que celui-ci se bloque et que le courant s'annule.

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iA iG Anode (A) Gchette i (G)

A

tat on commutation off --> on v AK

v AK (a)

Cathode (K) blocage inverse

0 blocage direct (c)

Figure 2-5. Thyristor. (a) Symbole lectrique, (b) caractristique i-v, (c) caractristique i-v idalise. En polarisation inverse, des niveaux de tension infrieurs la tension d'avalanche inverse, seul un courant de fuite ngligeable circule dans le thyristor. En gnral, les tensions d'avalanche en direct et en inverse sont les mmes. Dans les documentations des fabricants de composants, les niveaux de courant supports par les thyristor sont indiqus en termes de valeurs efficace et moyenne maximales qu'il est capable de conduire. En utilisant les mmes arguments que pour les diodes, le thyristor peut tre reprsent par la caractristique i-v idalise de la figure 2-5c pour l'analyse du principe de fonctionnement des convertisseurs. Exemple: On considre le circuit de la figure 2-6a. Pour cette application, le thyristor peut tre command pendant l'alternance positive de la tension du gnrateur vS ( t ) . Lorsque le courant dans le thyristor tend naturellement s'inverser quand la tension vS ( t ) devient ngative, le thyristor idal voit son courant s'annuler de faon instantane l'instant t=T/2 (figure 2-6b). R

v S (t )

v AK

iG iA

(a)

Figure 2-6. Application du thyristor. (a) circuit ; (b) formes d'onde ; (c) intervalle de temps on-off t off.

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Cependant dans la ralit, comme illustr sur la figure 2-6c, le courant dans le thyristor s'inverse avant de s'annuler. Le paramtre important n'est pas le temps mis au courant pour s'annuler, mais plutt l'intervalle de temps t q dfini sur la figure 2-6c, dbutant au passage par zro du courant circulant dans le thyristor et finissant au passage par zro de la tension aux bornes du thyristor. Durant cet intervalle de temps t q , une tension inverse doit tre maintenue aux bornes du thyristor, et c'est seulement aprs ce temps que le thyristor est nouveau capable de bloquer une tension directe positive sans retourner l'tat on. Si une tension directe positive est applique au thyristor pendant l'intervalle de temps t q , le thyristor peut prmaturment redevenir passant (tat on). L'intervalle de temps t q est parfois appel "temps de recouvrement de commutation" du thyristor.

4. Caractristiques gnrales des interrupteurs commands

Plusieurs types de composants semi-conducteurs de puissance peuvent tre commands l'ouverture et la fermeture : BJTs, MOSFETs, GTOs et IGBTs. Nous appelons ces composants interrupteurs commandables et nous les reprsentons par le symbole de la figure 2-7. iT vT Figure 2-7. Symbole des interrupteurs commandables. Aucun courant ne circule lorsque l'interrupteur est ouvert (tat off), et lorsqu'il est ferm, le courant peut circuler dans une seule direction. L'interrupteur commandable idal possde les caractristiques suivantes: 1. Supporte (bloque) des tensions directe ou inverse de valeur arbitraire avec un courant nul ltat off. 2. Conduit des courants de valeur arbitraire avec des chutes de tension nulles l'tat on. 3. Commute de l'tat on l'tat off (et vice versa) de faon instantane. 4. Ncessite une puissance nulle pour la commande. Les composants rels ne possdent videmment pas ces caractristiques idales. Le point fondamental prendre en compte lors de la conception est alors la dissipation de puissance lors de leur utilisation. Si ces composants dissipent trop de puissance, ils vont chauffer anormalement et se dtruire, entranant souvent des dommages sur le reste du circuit dans lequel ils sont insrs. La dissipation de puissance dans les semi-conducteurs de puissance relve gnralement de facteurs de base que l'on retrouve, par nature, sur l'ensemble de cette famille de composants. L a conception de convertisseurs doit intgrer ces facteurs afin de tenter de minimiser cette dissipation de puissance. Par un exemple simple, nous allons montrer comment aborder ce problme de dissipation de puissance. Exemple: On considre le circuit de la figure 2-8. Ce circuit reprsente une situation frquemment rencontre en lectronique de puissance ; le courant circulant travers un interrupteur doit galement traverser des inductances srie. La source de courant continu I0 reprsente le courant qui circulerait avec une charge fortement inductive. La diode est considre idale car l'attention est ici porte sur les caractristiques de l'interrupteur.

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idale I0 Vd vT iT

Figure 2-8. Circuit avec interrupteur commandable rel.

2-6b et 2-6c, p21

Figure 2-9. Caractristiques de commutation standards (linarises) d'un interrupteur. (a) Graphes des courants et tensions lors de la commutation. (b) Pertes de puissance lors de la commutation. Lorsque l'interrupteur est ferm (tat on), tout le courant I0 circule travers l'interrupteur car la diode est polarise en inverse. Lorsque l'interrupteur s'ouvre (tat off), le courant I0 circule travers la diode et une tension gale la tension d'entre Vd apparat aux bornes de l'interrupteur. La figure 2 -9 donne les oscillogrammes du courant dans l'interrupteur ainsi que la tension ses bornes lorsque celui-ci est command une frquence f s = 1 / Ts . Les allures des courants et tensions lors de la commutation sont reprsentes par des approximations linaires de leurs allures relle afin de simplifier lanalyse. Chp-2 -8-

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Lorsque l'interrupteur est rest l'tat off pendant un certain temps, il est de nouveau command l'tat on, comme le montre la figure 2-9a. Durant la commutation off- on, l'tablissement du courant s'effectue avec un temps de retard (delay) t d ( on ) suivi du temps de monte (risetime) du courant t ri. Lorsque le courant I0 circule entirement travers l'interrupteur, la diode devient polarise en inverse et se bloque ; la tension aux bornes de l'interrupteur chute sa valeur Von dans un intervalle de temps t fv ( forward voltage ) . Il apparat clairement sur la figure 2-9a que des niveaux de tension et courant importants sont prsents au niveau de l'interrupteur durant l'intervalle de temps t c ( on ) de la commutation off- on de l'interrupteur, avec : t c ( on ) = t ri + t fv (2-1) L'nergie dissipe dans l'interrupteur durant cette commutation peut tre approxime d'aprs la figure 2-9b comme : 1 Wc ( on ) = Vd I 0 t c ( on ) (2-2) 2 Aucune nergie n'est dissipe durant l'intervalle de temps t d ( on ) . Lorsque l'interrupteur est compltement ferm, la tension Von est de l'ordre du volt et l'interrupteur conduit un courant I0. L'interrupteur demeure ferm durant l'intervalle de temps t on , qui en rgle gnrale est largement suprieur aux temps de commutation. L'nergie dissipe durant l'tat on peut tre approxime par : Won = Von I 0 t on (2-3) avec t on >> t c( on ) , t c( off ) . Pour replacer l'interrupteur en position off, un signal de contrle ngatif est appliqu l'entre de contrle de l'interrupteur. Durant la commutation on- off de l'interrupteur, l'tablissement de la tension s'effectue durant un intervalle de temps t rv( reverse voltage ) aprs un temps de retard (delay) t d ( off ) . Lorsque la tension v T atteint sa valeur finale Vd, la diode se trouve polarise en direct et commence conduire le courant. Le courant dans l'interrupteur s'annule avec un temps d'annulation (falltime) t fi pendant que le courant passe de l'interrupteur la diode. Des niveaux de tension et courant importants sont prsents au niveau de l'interrupteur durant l'intervalle de temps t c ( off ) de la commutation on- off de l'interrupteur, avec : t c ( off ) = t rv + t fi (2-4) L'nergie dissipe dans l'interrupteur durant cette commutation peut tre approxime d'aprs la figure 2-9b par : 1 Wc ( off ) = Vd I 0 t c( off ) (2-5) 2 La puissance dissipe instantane pT ( t ) = v T (t )iT (t ) reprsente la figure 2-9b montre clairement que la dissipation de puissance est importante durant les intervalles de commutation. La puissance moyenne dissipe durant la commutation Ps dans l'interrupteur est gale : 1 Ps = Vd I 0 f s tc ( on ) + t c ( off ) (2-6) 2 Ce rsultat est important car il montre que les pertes de puissance lors de la commutation des semiconducteurs de puissance varie linairement avec la frquence de commutation et les temps de commutation. Ainsi, si l'on dispose de composants possdant des temps de commutation brefs, il s'avre possible de faire fonctionner les circuits des frquences de commutation leves, diminuant les contraintes lies au filtrage (condensateurs de taille plus rduite, voir chapitre 6) tout en conservant des pertes de commutation raisonnables.

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L'autre contribution majeure la dissipation de puissance dans l'interrupteur est la puissance moyenne t dissipe durant l'tat on Pon : Pon = Von I 0 on (2-7) Ts La formule 2-7 montre videmment que la tension aux bornes de l'interrupteur durant l'tat on Von doit tre la plus faible possible. Le courant de fuite durant l'tat off est toujours ngligeable pour les interrupteurs commandables, la puissance dissipe durant cet intervalle de temps peut donc tre nglige en pratique. Ainsi la puissance moyenne totale dissipe PT dans l'interrupteur est gale la somme de Ps et Pon . A partir de cet exemple simple, les caractristiques suivantes s'avrent ncessaire pour les interrupteurs commandables : 1. Faible courant de fuite l'tat off. 2. Faible tension l'tat on afin de limiter la dissipation. 3. Temps de commutation faibles. Cela permet d'utiliser les composants des frquences plus leves. 4. Bonnes possibilits de blocage en direct ou en inverse. Cela permet de minimiser la ncessit de mise en srie de plusieurs lments, ce qui complique le contrle et la protection des interrupteurs. 5. Forts courants ltat on. Dans les applications courants forts, cela diminue le besoin de connecter plusieurs lments en parallle. 6. Faible puissance ncessaire pour le contrle de la commutation. 7. Possibilit de supporter simultanment de forts courants et de fortes tensions lors des commutations. Cela peut permettre dviter davoir recours des circuits daide la commutation. di dv 8. Possibilit de supporter dimportants surcourants ou surtensions et . Cela permet de dt dt saffranchir de lutilisation de circuits limiteurs.

5. Transistors bipolaires (BJTs) et Darlingtons monolithiques (MDs)

Le symbole pour un BJT NPN est donn la figure 2-10a, et sa caractristique statique i-v est dcrite sur la figure 2-10b. Comme le montre la caractristique statique i - v, le transistor est l'tat on (tat satur) lorsque le courant de base est suffisamment fort : I C ( sat ) IB > (2-8) hFE o hFE reprsente le gain statique du transistor. La tension l'tat on VCE ( sat ) (tension de saturation) des BJTs est gnralement de l'ordre de 1-2 V. La caractristique statique i-v idalise pour un BJT fonctionnant en interrupteur est dcrite sur la figure 2-10c.

2-7 p24

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Figure 2-10. BJTs. (a) Symbole lectrique ; (b) caractristique statique i-v ; (c) caractristique statique idalise. Les BJTs sont des composants commands en courant, et le courant dans la base doit tre maintenu tant que le transistor doit rester l'tat on. Le gain en courant hFE est gnralement seulement de l'ordre de 5 10 pour les transistors de puissance, ces composants sont ainsi souvent connects en configuration Darlington ou mme triple Darlington comme le montre la figure 2-11, afin d'obtenir un gain en courant plus important. Les inconvnients lis cette configuration sont l'augmentation de la tension VCE ( sat ) et des temps de commutation suprieurs.

2-8 p25

Figure 2-11. Configurations en Darlington. (a) Darlington ; (b) Triple Darlington. Que ce soit en version simple ou en configuration de Darlington sur une unique puce (Darlington Monolithiques (MDs)), les BJTs possdent un temps de stockage relativement important durant la commutation on- off. Les temps de commutation typiques vont de quelques centaines de nanosecondes quelques microsecondes. Les BJTs sont disponibles pour des tensions bloques suprieures 1400 V et des courants commuts de quelques centaines d'ampres.

6. MOSFETs
Le symbole lectrique pour un MOSFET canal n est donn sur la figure 2 -12a et sa caractristique statique i-v est dcrite sur la figure 2-12b. Les MOSFETs sont des composants commands en tension. Le composant est l'tat on lorsque la tension Grille-Source est infrieure la tension de seuil (threshold) VGS (th ) . La caractristique statique i-v idalise pour un MOSFET fonctionnant en interrupteur est dcrite sur la figure 2-12c.

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Figure 2-12. MOSFETs. (a) Symbole lectrique ; (b) caractristique statique i-v ; (c) caractristique statique idalise. Les MOSFETs ncessitent le maintien continu d'une tension Grille-Source approprie pour demeurer dans l'tat on. Aucun courant de grille ne circule, except durant les commutations lorsque la capacit de grille est charge puis dcharge (voir cours M2). Les temps de commutation sont trs brefs, allant de quelques dizaines quelques centaines de nanosecondes. La rsistance l'tat on rDS ( on ) d'un MOSFET entre le Drain et la Source augmente rapidement avec la tension bloque, comme le montre la formule (2-9). 2 ,5 2 , 7 rDS ( on ) = kBVDSS o (2-9)

k est une constante dpendant de la gomtrie du transistor ; BVDSS est la tension bloque. Cette rsistance entrane une dissipation de puissance l'tat off . Pour cette raison, seuls des MOSFETs possdant de faibles tensions bloques sont utiliss. Nanmoins, grce leur temps de commutation rapide, les pertes lors des commutations peuvent tre faibles. De ce point de vue, des MOSFETs 300-400V sont concurrentiels vis vis des BJTs uniquement si la frquence de commutation est typiquement suprieure 30-100kHz (sauf dans le cas de tensions faibles pour lesquelles les MOSFETs deviennent intressants des frquences plus faibles). En conclusion, les MOSFETs sont utiliss pour des tensions suprieures 1000V pour les faibles courants, ou des courants suprieurs 100A pour des faibles tensions.

7. Thyristors commands louverture (Gate-Turn-OFF Thyristors GTOs)

Le symbole lectrique pour un GTO est donn sur la figure 2-13a et sa caractristique statique i - v est dcrite sur la figure 2-13b. Comme le thyristor, le GTO peut tre command de l'tat off l'tat on par une impulsion de courant brve applique sur la gchette. Le GTO peut en plus tre command de l'tat on l'tat off par application d'une tension Gchette-Cathode ngative, crant un fort courant ngatif de gchette. Ce fort courant ngatif de gchette doit seulement tre maintenu pendant quelques microsecondes (durant le temps de commutation on- off), mais il doit avoir une amplitude importante, typiquement un tiers du courant d'anode devant tre annul. La caractristique statique i-v idalise pour un GTO fonctionnant en interrupteur est dcrite sur la figure 2-13c.

2-10 p 26

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Figure 2-13. GTOs. (a) Symbole lectrique ; (b) caractristique statique i-v ; (c) caractristique statique idalise. La chute de tension l'tat on (2 3V) aux bornes d'un GTO est suprieure un thyristor classique. Les temps de commutation pour un GTO sont de l'ordre de quelques microsecondes. De par leur capacit supporter des tensions importantes (suprieures 4,5kV) et de forts courants (suprieurs plusieurs kA), les GTOs sont utiliss dans les applications de trs forte puissance des frquences allant de quelques centaines de Hz 10kHz.

8. Transistor bipolaire grille isole (Insulated Gate Bipolar Transistor - IGBT)

Le symbole lectrique pour un IGBT est donn sur la figure 2-14a et sa caractristique statique i-v est dcrite sur la figure 2-14b.

2-12 p28

Figure 2-14. IGBTs. (a) Symbole lectrique ; (b) caractristique statique i-v ; (c) caractristique statique idalise. Les IGBTs reprsentent un compromis entre les diffrents avantages des MOSFETs, des BJTs et des GTOs. Similaire au MOSFET, l'IGBT possde une impdance de grille importante, autorisant une commutation avec un faible apport d'nergie. Comme le BJT, l'IGBT possde une tension l'tat on faible, mme pour des tensions bloques importantes (par exemple, VON de l'ordre de 2 3V pour des tensions bloques suprieures 1000V). Comme le GTO, l'IGBT peut bloquer des tensions ngatives, comme l'indique sa caractristique idalise dcrite sur la figure 2-14c. Les IGBTs prsentent des temps de commutation de l'ordre de la microseconde et sont disponibles pour des tensions et courants de l'ordre de 3000V et 1200A respectivement.

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9. Thyristor MOS command (MOS-Controlled Thyristor - MCT)

Les MCTs sont de nouveaux composants qui viennent d'apparatre sur le march commercial. Le symbole lectrique pour un MCT est donn sur la figure 2-15a et sa caractristique statique i-v est dcrite sur la figure 2-15b. On constate d'aprs la caractristique i - v que les MCTs possdent de nombreuses proprits du GTO (faible tension sous un fort courant et commande par impulsion). Le MCT est un composant command en tension comme l'IGBT ou le MOSFET, et la mme nergie est ncessaire pour commuter un MCT, un IGBT ou un MOSFET. Le MCT possde deux principaux avantages vis vis du GTO, une commande plus simple pour commuter de l'tat on l'tat off (un fort courant ngatif n'est pas ncessaire) et des temps de commutation plus brefs (de l'ordre de quelques microsecondes). Les MCTs prsentent galement de plus faibles tensions l'tat on compars aux IGBTs ayant des caractristiques similaires par ailleurs. Les MCTs sont actuellement disponibles pour des tensions de l'ordre de 1500V et des courants de 50A quelques centaines d'ampres.

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Figure 2-15. MCTs. (a) Symbole lectrique ; (b) caractristique statique i-v ; (c) caractristique statique idalise.

10. Comparaison des interrupteurs commandables

On doit rester trs prudent lorsque l'on dsire comparer les diffrents interrupteurs prsents dans les prcdents paragraphes car de nombreuses proprits rentrent en compte et les caractristiques de ces composants voluent encore de faon rapide et importante. Nanmoins, les observations qualitatives prsentes dans le tableau 2-1 peuvent tre faites. Composant BJT/MD MOSFET Chp-2 Puissance d'utilisation Moyen Faible - 14 Rapidit de commutation Moyen Rapide

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GTO IGBT MCT

Fort Moyen Moyen

Lent Moyen Moyen

Tableau 2-1. Proprits relatives des interrupteurs commandables. L'utilisateur doit garder l'esprit qu'en plus des amliorations apportes ces divers composants, d'autres composants entirement nouveaux sont en cours d'tude. Les progrs dans la technologie des semiconducteurs conduira sans aucun doute dans un avenir proche vers des puissances d'utilisation suprieures, des temps de commutation plus brefs et des cots plus faibles. Un rsum des domaines dutilisation des interrupteurs de puissance actuels (i.e. 1994) est fourni la figure 2-16.

2-14 p30

Figure 2-16. Rsum des domaines dutilisation des interrupteurs de puissance actuels. La technologie des MCTs est dans un tat d'volution rapide, et des amliorations significatives des caractristiques de ces composants sont possibles, comme indiqu en pointills sur le diagramme.

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