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WO2018056045A1 - 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2018056045A1
WO2018056045A1 PCT/JP2017/031881 JP2017031881W WO2018056045A1 WO 2018056045 A1 WO2018056045 A1 WO 2018056045A1 JP 2017031881 W JP2017031881 W JP 2017031881W WO 2018056045 A1 WO2018056045 A1 WO 2018056045A1
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WO
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inverter
turned
power conversion
motor
side switching
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/031881
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English (en)
French (fr)
Inventor
弘光 大橋
Original Assignee
日本電産株式会社
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Publication date
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Priority to CN201780057515.7A priority patent/CN109874381B/zh
Priority to DE112017004791.9T priority patent/DE112017004791T5/de
Publication of WO2018056045A1 publication Critical patent/WO2018056045A1/ja
Priority to US16/292,479 priority patent/US10742137B2/en

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    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device that converts electric power supplied to an electric motor, a motor drive unit, and an electric power steering device.
  • Electric motors such as brushless DC motors and AC synchronous motors are generally driven by a three-phase current.
  • a complicated control technique such as vector control is used.
  • Such control technology requires advanced mathematical operations, and uses digital operation circuits such as a microcontroller (microcomputer).
  • Microcontroller microcontroller
  • Vector control technology is used in applications where motor load fluctuation is large, for example, in fields such as washing machines, electric assist bicycles, electric scooters, electric power steering devices, electric vehicles, and industrial equipment.
  • PWM pulse width modulation
  • an automotive electronic control unit (ECU: Electric Control Unit) is used for a vehicle.
  • the ECU includes a microcontroller, a power supply, an input / output circuit, an AD converter, a load drive circuit, a ROM (Read Only Memory), and the like.
  • An electronic control system is built around the ECU.
  • the ECU processes signals from sensors to control actuators such as motors. More specifically, the ECU controls the inverter in the power conversion device while monitoring the rotational speed and torque of the motor. Under the control of the ECU, the power conversion device converts drive power supplied to the motor.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that includes a control unit and two inverters and converts power supplied to a three-phase motor.
  • Each of the two inverters is connected to a power source and a ground (hereinafter referred to as “GND”).
  • One inverter is connected to one end of the three-phase winding of the motor, and the other inverter is connected to the other end of the three-phase winding.
  • Each inverter has a bridge circuit composed of three legs, each including a high-side switching element and a low-side switching element.
  • the control unit switches the motor control from the normal control to the abnormal control. In normal control, for example, the motor is driven by the other inverter using the neutral point of the winding formed in one inverter.
  • Embodiments of the present disclosure provide a power conversion device capable of appropriate current control over a wide range from low speed driving to high speed driving.
  • An exemplary power conversion device converts power from a power source into power supplied to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) windings, A first inverter connected to one end, a second inverter connected to the other end of each phase winding, a first switch element for switching connection / disconnection between the first inverter and the power source, and A first switching circuit having at least one second switching element that switches connection / disconnection between the first inverter and the ground, and is configured in the first inverter when the motor is driven at a low speed.
  • a novel power conversion device capable of appropriate current control over a wide range from low speed drive to high speed drive, a motor drive unit having the power conversion device, and the motor drive
  • An electric power steering apparatus having a unit is provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a typical block configuration of a motor drive unit 400 having the power conversion device 100.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the rotational speed N (rps) per unit time of the motor and the torque T (N ⁇ m).
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of a processing procedure of the operation of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100 according to an exemplary embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a typical block configuration of a motor drive unit 400 having the power conversion device 100.
  • FIG. 6 is a graph illustrating a current waveform obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in the first operation mode.
  • FIG. 7 is a schematic diagram illustrating a current flow in the power conversion device 100 in the first operation mode.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a circuit configuration of the power conversion device 100 in which the switching circuit 110 is arranged on the GND side of the first inverter 120.
  • FIG. 9 is a graph illustrating a current waveform obtained by plotting the current values flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled according to the three-phase energization control. .
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100A according to an exemplary embodiment 2.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an example of a processing procedure of the operation of the power conversion device 100A according to the exemplary embodiment 2.
  • FIG. 12A is a circuit diagram illustrating a variation of the circuit configuration of the power conversion device 100A according to the exemplary embodiment 2.
  • FIG. 12B is a circuit diagram showing a variation of the circuit configuration of the power conversion device 100A according to Exemplary Embodiment 2.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device 100B according to an exemplary embodiment 3.
  • FIG. 14 is a schematic diagram illustrating a typical configuration of an electric power steering apparatus 500 according to Exemplary Embodiment 4.
  • the connection between the inverter and GND cannot be disconnected.
  • the inventor of the present application has a problem that the current supplied to the winding of each phase through one inverter where the neutral point is not configured flows from the other inverter to GND without returning to the inverter of the supply source. I found it. In other words, the present inventors have found a problem that a closed loop of driving current is not formed. It is desirable that the current supplied from one inverter to the winding of each phase flows to GND through the inverter of the supply source.
  • an embodiment of the present disclosure will be described by taking as an example a power conversion device that converts power supplied to a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings.
  • a power converter that converts electric power supplied to an n-phase motor having n-phase windings (n is an integer of 4 or more) such as four-phase or five-phase is also included in the scope of the present disclosure.
  • FIG. 1 schematically shows a circuit configuration of a power conversion apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the power conversion apparatus 100 includes a switching circuit 110, a first inverter 120, and a second inverter 130.
  • the power conversion device 100 can convert power supplied to various motors.
  • the motor 200 is, for example, a three-phase AC motor.
  • the left inverter in the drawing is referred to as a first inverter 120
  • the right inverter is referred to as a second inverter 130.
  • this relationship may be reversed.
  • the motor 200 has a U-phase winding M1, a V-phase winding M2, and a W-phase winding M3, and is connected to the first inverter 120 and the second inverter 130. More specifically, the first inverter 120 is connected to one end of each phase winding of the motor 200, and the second inverter 130 is connected to the other end of each phase winding.
  • “connection” between components (components) mainly means electrical connection.
  • the first inverter 120 has terminals U_L, V_L and W_L corresponding to the respective phases
  • the second inverter 130 has terminals U_R, V_R and W_R corresponding to the respective phases. *
  • the terminal U_L of the first inverter 120 is connected to one end of the U-phase winding M1, the terminal V_L is connected to one end of the V-phase winding M2, and the terminal W_L is connected to one end of the W-phase winding M1.
  • the terminal U_R of the second inverter 130 is connected to the other end of the U-phase winding M1, the terminal V_R is connected to the other end of the V-phase winding M2, and the terminal W_R is , And connected to the other end of the W-phase winding M1.
  • Such connection with the motor is different from so-called star connection and delta connection.
  • the switching circuit 110 includes a first switch element 111.
  • the switching circuit 110 disposed on the power source 101 side may be referred to as a “power source side switching circuit”.
  • the switching circuit 110 switches connection / disconnection between the first inverter 120 and the power source 101.
  • the first switch element 111 of the switching circuit 110 can be controlled by, for example, a microcontroller or a dedicated driver.
  • a transistor such as a field effect transistor (typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be widely used, and a mechanical relay may be used.
  • MOSFET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the FET 111 has a free-wheeling diode 111D, and is arranged so that the free-wheeling diode 111D faces the power supply 101. More specifically, the FET 111 is arranged so that a forward current flows toward the power source 101 in the freewheeling diode 111D.
  • the switching circuit 110 preferably has a plurality of switch elements.
  • FIG. 2 schematically shows another circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the present embodiment. *
  • the switching circuit 110 may further include a switch element (FET) 115 for reverse connection protection.
  • the FET 115 has a free-wheeling diode 115D and is arranged so that the free-wheeling diodes in the FET face each other. More specifically, the FET 111 is arranged so that a forward current flows toward the power source 101 in the freewheeling diode 111D, and the FET 115 is arranged so that a forward current flows toward the first inverter 120 in the freewheeling diode 115D. Is done. Even when the power supply 101 is connected in the reverse direction, the reverse current can be cut off by the reverse connection protection FET. *
  • the power supply 101 generates a predetermined power supply voltage.
  • a DC power source is used as the power source 101.
  • the power source 101 may be an AC-DC converter, a DC-DC converter, or a battery (storage battery). *
  • the power source 101 may be a single power source common to the first and second inverters 120, 130, and has a first power source for the first inverter 120 and a second power source for the second inverter 130. Also good. *
  • a coil 102 is provided between the power supply 101 and each inverter.
  • the coil 102 functions as a noise filter, and smoothes the high frequency noise included in the voltage waveform supplied to each inverter or the high frequency noise generated by each inverter so as not to flow to the power source 101 side.
  • a capacitor 103 is connected to the power supply terminal of each inverter.
  • the capacitor 103 is a so-called bypass capacitor and suppresses voltage ripple.
  • the capacitor 103 is, for example, an electrolytic capacitor, and the capacity and the number to be used are appropriately determined according to the design specifications. *
  • the first inverter 120 (may be referred to as “bridge circuit L”) has a bridge circuit composed of three legs. Each leg has a low-side switching element and a high-side switching element.
  • Switching elements 121L, 122L, and 123L shown in FIG. 1 are low-side switching elements, and switching elements 121H, 122H, and 123H are high-side switching elements.
  • FET or IGBT can be used as the switching element.
  • an FET is used as a switching element
  • the switching element may be referred to as an FET.
  • the switching elements 121L, 122L, and 123L are denoted as FETs 121L, 122L, and 123L. *
  • the first inverter 120 includes three shunt resistors 121R, 122R, and 123R as current sensors (see FIG. 3) for detecting currents flowing through the windings of the U-phase, V-phase, and W-phase phases. .
  • the current sensor 150 includes a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through each shunt resistor.
  • the shunt resistors 121R, 122R, and 123R are respectively connected between the three low-side switching elements included in the three legs of the first inverter 120 and GND.
  • the shunt resistor 121R is electrically connected between the FET 121L and GND
  • the shunt resistor 122R is electrically connected between the FET 122L and GND
  • the shunt resistor 123R is connected between the FET 123L and GND. Electrically connected.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.5 m ⁇ to 1.0 m ⁇ . *
  • the second inverter 130 (may be referred to as “bridge circuit R”) has a bridge circuit composed of three legs.
  • FETs 131L, 132L, and 133L shown in FIG. 1 are low-side switching elements, and FETs 131H, 132H, and 133H are high-side switching elements.
  • the second inverter 130 has three shunt resistors 131R, 132R, and 133R. Those shunt resistors are connected between three low-side switching elements included in the three legs and GND.
  • Each FET of the first and second inverters 120, 130 can be controlled by, for example, a microcontroller or a dedicated driver. However, the connection example of the shunt resistor is not limited to this.
  • the three shunt resistors 131R, 132R, and 133R may be disposed between the FETs 121H, 122H, and 123H and the FET 111.
  • the number of shunt resistors for each inverter is not limited to three.
  • two shunt resistors 121R and 122R are used for the first inverter 120.
  • the number of shunt resistors to be used and the arrangement of the shunt resistors are appropriately determined in consideration of the product cost and design specifications. *
  • FIG. 3 schematically shows a typical block configuration of a motor drive unit 400 having the power conversion apparatus 100.
  • the motor drive unit 400 includes the power conversion device 100, the motor 200, and the control circuit 300. *
  • the control circuit 300 includes, for example, a power supply circuit 310, an angle sensor 320, an input circuit 330, a microcontroller 340, a drive circuit 350, and a ROM 360.
  • the control circuit 300 is connected to the power conversion device 100 and drives the motor 200 by controlling the power conversion device 100.
  • the control circuit 300 can realize the closed loop control by controlling the target motor torque and rotation speed.
  • the power supply circuit 310 generates a DC voltage (for example, 3V, 5V) necessary for each block in the circuit.
  • the angle sensor 320 is, for example, a resolver or a Hall IC.
  • the angle sensor 320 detects the rotation angle of the rotor of the motor 200 (hereinafter referred to as “rotation signal”) and outputs the rotation signal to the microcontroller 340.
  • the input circuit 330 receives the motor current value detected by the current sensor 150 (hereinafter referred to as “actual current value”), and converts the level of the actual current value to the input level of the microcontroller 340 as necessary. Then, the actual current value is output to the microcontroller 340.
  • actual current value the motor current value detected by the current sensor 150
  • the microcontroller 340 controls the switching operation (turn-on or turn-off) of each FET in the first and second inverters 120 and 130 of the power conversion device 100.
  • the microcontroller 340 sets the target current value according to the actual current value and the rotation signal of the rotor, generates a PWM signal, and outputs it to the drive circuit 350. Further, the microcontroller 340 can control ON / OFF of the FET 111 in the switching circuit 110 of the power conversion device 100.
  • the drive circuit 350 is typically a gate driver.
  • the drive circuit 350 generates a control signal (gate control signal) for controlling the switching operation of each FET in the first and second inverters 120 and 130 according to the PWM signal, and gives the control signal to the gate of each FET.
  • the drive circuit 350 can generate a gate control signal for controlling on / off of the FET 111 in the switching circuit 110 in accordance with an instruction from the microcontroller 340, and can supply the control signal to the gate of the FET 111.
  • the microcontroller 340 may have the function of the drive circuit 350. In that case, the control circuit 300 may not include the drive circuit 350. *
  • the ROM 360 is, for example, a writable memory (for example, PROM), a rewritable memory (for example, flash memory), or a read-only memory.
  • the ROM 360 stores a control program including a command group for causing the microcontroller 340 to control the power conversion apparatus 100.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the power conversion device 100 has a power conversion mode including first and second operation modes. Specifically, when the motor 200 is driven at a low speed, the power conversion device 100 converts power in the first operation mode. On the other hand, when the motor is driven at high speed, the power conversion device 100 converts power in the second operation mode.
  • the first operation mode is a mode corresponding to low speed driving of the motor 200
  • the second operation mode is a mode corresponding to high speed driving of the motor 200.
  • FIG. 4 shows the relationship between the rotational speed (rps) per unit time of the motor and the torque T (N ⁇ m).
  • FIG. 4 shows a so-called TN curve.
  • the low speed drive and high speed drive areas are generally represented as the areas shown. *
  • FIG. 5 shows an example of a processing procedure of the operation of the power conversion apparatus 100.
  • the control circuit 300 of the motor drive unit 400 can detect the rotation speed of the motor 200 using various known methods (step S100).
  • the control circuit 300 determines whether the rotation speed of the motor 200 is low or high based on, for example, a TN curve (step S200).
  • the control circuit 300 selects the first operation mode as the power conversion mode (step S300), and determines that the motor 200 is driven at a high speed.
  • the second operation mode is selected as the conversion mode (step S400).
  • the control circuit 300 drives the motor 200 by controlling the first and second inverters based on the selected operation mode (step S500).
  • steps S300 to S500 will be described in detail. *
  • ⁇ First operation mode> When the motor 200 is driven at a low speed, the neutral point of the winding of each phase is configured in the connection node N1 (see FIG. 1) between the switching circuit 110 and the first inverter 120 in the first inverter 120. .
  • the fact that a certain node functions as a neutral point is expressed as “a neutral point is configured”.
  • the power conversion device 100 can drive the motor 200 by performing power conversion using the second inverter 130 and the neutral point.
  • the control circuit 300 turns on the FETs 121H, 122H, and 123H in the first inverter 120, and turns off the FETs 121L, 122L, and 123L. Thereby, the connection node N1 on the high side functions as a neutral point N1. In other words, in the first inverter 120, the neutral point N1 is configured on the high side.
  • the control circuit 300 further turns off the FET 111. Thereby, the electrical connection between the power supply 101 and the first inverter 120 is cut off, and current drawing from the power supply 101 to the first inverter 120 via the node N1 can be avoided.
  • FIG. 6 illustrates a current waveform (sine wave) obtained by plotting the current values flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in the first operation mode.
  • the horizontal axis represents the motor electrical angle (deg), and the vertical axis represents the current value (A).
  • the current value is plotted every 30 ° electrical angle.
  • FIG. 7 schematically shows a current flow in the power conversion device 100 in the first operation mode. I pk in FIG. 6 represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • FIG. 7 schematically shows a current flow in the power conversion device 100 in the first operation mode. I pk in FIG. 6 represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • FIG. 7 shows the flow of current at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, and a broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 121H, 122H, and 123H are on, and the FETs 121L, 122L, and 123L are off.
  • the FETs 131H, 132L, and 133L are on, and the FETs 131L, 132H, and 133H are off.
  • the current flowing through the FET 131H of the second inverter 130 flows to the neutral point N1 through the winding M1 and the FET 121H of the first inverter 120. A part of the current flows through the FET 122H to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 123H to the winding M3. The current flowing through the windings M2 and M3 returns to the second inverter 130 and flows to GND. Further, the regenerative current flows toward the winding M ⁇ b> 1 of the motor 200 through the free wheel diode of the FET 131 ⁇ / b> L. *
  • Table 1 exemplifies the value of the current flowing through the terminal of the second inverter 130 for each electrical angle in the current waveform of FIG. Specifically, Table 1 exemplifies the current value for each electrical angle of 30 ° flowing through the terminals U_R, V_R, and W_R of the second inverter 130 (bridge circuit R).
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit L to the terminal of the bridge circuit R is defined as a positive direction.
  • the direction of current shown in FIG. 6 follows this definition.
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit R to the terminal of the bridge circuit L is defined as a positive direction.
  • the phase difference between the current of the bridge circuit L and the current of the bridge circuit R is 180 °.
  • the magnitude of the current value I 1 is [(3) 1/2 / 2] * I pk and the magnitude of the current value I 2 is I pk / 2.
  • the positive and negative signs of the current values shown in FIG. 6 have an inverse relationship (phase difference 180 °) to that of the current values shown in Table 1.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I pk flows, and a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and the magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • current I 2 flows, current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current I 2 flows, and a current I pk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current of I pk flows, and a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L through the U-phase winding M1, and from the bridge circuit L to the bridge circuit R through the V-phase winding M2.
  • current I 2 flows, current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of I 1 flows.
  • No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current I 2 flows, and a current I pk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 6 is obtained.
  • the motor drive unit 400 can be modularized as a power pack. In that case, heat generated due to power consumption by the FET of the inverter is transmitted to the power pack, and heat generation of the power pack may become a problem. Therefore, at the time of low speed driving, it is desirable to reduce the number of FETs that perform a switching operation, for example.
  • the switching operation of each FET of the first inverter 120 does not occur during low-speed driving. Further, no current flows through the low-side switching elements 121L, 122L, and 123L that are in the off state. Therefore, the power loss in the first inverter 120 can be effectively suppressed. In other words, by generating more power loss due to the switching operation in the second inverter 130 on one side, it is possible to further suppress power loss due to all FETs in the two inverters.
  • FIG. 8 schematically shows a circuit configuration of the power conversion device 100 in which the switching circuit 110 is arranged on the GND side of the first inverter 120.
  • the switching circuit 110 may be disposed between the first inverter 120 and GND.
  • the switching circuit 110 includes a second switch element 112.
  • the switching circuit 110 disposed on the GND side may be referred to as a “GND side switching circuit”.
  • the switching circuit 110 switches connection / disconnection between the first inverter 120 and GND.
  • the control circuit 300 turns on the FETs 121L, 122L, and 123L in the first inverter 120, and turns off the FETs 121H, 122H, and 123H. Thereby, the connection node N2 on the low side functions as a neutral point N2. In other words, in the first inverter 120, the neutral point N2 is configured on the low side.
  • the control circuit 300 further turns off the FET 112 of the switching circuit 110. Thereby, the electrical connection between the first inverter 120 and GND is cut off, and current can be prevented from flowing from the first inverter 120 to GND via the node N2. *
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuit R, for example, by vector control such that the current waveform shown in FIG. 6 is obtained.
  • the power conversion apparatus 100 can drive the motor 200 using the neutral point N2 on the low side of the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • FIG. 8 shows a flow of current at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200, and a broken line represents a regenerative current returning to the winding M1 of the motor 200.
  • the FETs 121H, 122H, and 123H are in an off state, and the FETs 121L, 122L, and 123L are in an on state.
  • the FETs 131H, 132L, and 133L are on, and the FETs 131L, 132H, and 133H are off.
  • the current flowing through the FET 131H of the second inverter 130 flows to the neutral point N2 through the winding M1 and the FET 121L of the first inverter 120. A part of the current flows through the FET 122L to the winding M2, and the remaining current flows through the FET 123L to the winding M3.
  • the current flowing through the windings M2 and M3 returns to the second inverter 130 and flows to GND. Further, the regenerative current flows toward the winding M ⁇ b> 1 of the motor 200 through the free wheel diode of the FET 131 ⁇ / b> L.
  • the power conversion apparatus 100 can drive the motor 200 by performing power conversion using both the first and second inverters 120 and 130.
  • the control circuit 300 turns on the FET 111 of the switching circuit 110. Thereby, the power supply 101 and the 1st inverter 120 are electrically connected. In this connected state, the control circuit 300 drives the motor 200 by performing three-phase energization control using both the first and second inverters 120 and 130.
  • the H bridge including FETs 121L, 121H, 131L, and 131H
  • FET 121L when FET 121L is turned on, FET 131L is turned off, and when FET 121L is turned off, FET 131L is turned on.
  • FET 121H when the FET 121H is turned on, the FET 131H is turned off, and when the FET 121H is turned off, the FET 131H is turned on.
  • FIG. 9 illustrates a current waveform obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled according to the three-phase energization control.
  • the horizontal axis represents the motor electrical angle (deg), and the vertical axis represents the current value (A).
  • current values are plotted every 30 ° electrical angle.
  • Table 2 shows the value of current flowing through the terminals of each inverter for each electrical angle in the sine wave of FIG. Specifically, Table 2 shows values of currents flowing through terminals U_L, V_L, and W_L of the first inverter 120 (bridge circuit L) at every electrical angle of 30 °, and terminals of the second inverter 130 (bridge circuit R). The current value for every 30 electrical degrees flowing through U_R, V_R and W_R is shown. The definition of the current direction is as described above. *
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • magnitude current flow I pk current having a magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R is the winding M3 of W-phase.
  • a current of magnitude I 1 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • a current of I 1 flows. No current flows through the W-phase winding M3.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuits L and R by three-phase energization control by vector control such that the current waveform shown in FIG. 9 is obtained.
  • the power conversion apparatus 100 can perform three-phase energization control using both the first and second inverters 120 and 130 during high-speed driving. As a result, the voltage of each phase can be increased, and as a result, the range of high-speed driving can be expanded.
  • the motor 200 can be driven efficiently while suppressing power loss due to the inverter over a wide range from low speed driving to high speed driving.
  • the power conversion device 100A according to the present embodiment is different from the power conversion device 100 according to the first embodiment in that it further includes a switching circuit 110 for the second inverter 130.
  • a switching circuit 110 for the second inverter 130 for the second inverter 130.
  • FIG. 10 schematically shows a circuit configuration of the power conversion device 100A according to the present embodiment. *
  • the power conversion device 100A includes two switching circuits 110 for the first and second inverters 120 and 130, respectively.
  • the switching circuit 110 for the first inverter 120 has an FET 111
  • the switching circuit 110 for the second inverter 130 has a third switch element (FET) 113.
  • the FET 113 switches connection / disconnection between the second inverter 130 and the power supply 101.
  • FIG. 11 shows an example of a processing procedure of the operation of the power conversion device 100A. *
  • the power conversion device 100A has a power conversion mode including first, second, and third operation modes.
  • step S300 when it is determined that the motor 200 is driven at a low speed, the control circuit 300 selects the first and third operation modes as the power conversion mode.
  • the first and second operation modes are as described in the first embodiment.
  • the third operation mode is a further mode corresponding to the low-speed driving of the motor 200 as in the first operation mode.
  • ⁇ Third operation mode> When the motor 200 is driven at a low speed, in the first operation mode, the control circuit 300 turns off the FET 111, turns on the FET 113, and turns on the FETs 121H, 122H, and 123H in the first inverter 120. FET 121L, 122L and 123L are turned off. Thereby, in the 1st inverter 120, the neutral point N1 is comprised by the high side.
  • the power conversion device 100A drives the motor 200 by performing power conversion using the neutral point N1 of the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the control circuit 300 turns on the FET 111, turns off the FET 113, and turns on the FETs 131H, 132H, and 133H in the second inverter 130, and turns off the FETs 131L, 132L, and 133L. .
  • the neutral point N3 is comprised by the high side.
  • the power conversion device 100A drives the motor 200 by performing power conversion using the neutral point N3 of the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the power conversion apparatus 100A can convert power using the first and second inverters 120 and 130 while alternately switching the first and third operation modes. For example, consider a driving sequence composed of first to N (N is an integer) periods. For example, the control circuit 300 converts power according to the first operation mode during odd-numbered periods (first, third, fifth,...) According to the driving sequence, and even numbers (second, fourth, sixth,. (Period) During the period, power can be converted by the third operation mode. *
  • the lengths of the first to Nth periods may all be the same or different (can be random). Also, for example, all the periods may be the same length or may be different between the odd periods. For example, all the periods may be the same length or may be different between even periods. Thus, the length of each period can be arbitrarily set according to product specifications and the like. *
  • the power conversion device 100A can convert power in the second operation mode as in the first embodiment (step S400 in FIG. 11). *
  • FIGS. 12A and 12B schematically show variations of the circuit configuration of the power conversion device 100A according to the present embodiment.
  • the power conversion device 100 ⁇ / b> A of the present embodiment only needs to have one switching circuit 110 for the first inverter 120 and one switching circuit 110 for the second inverter 130. Therefore, for example, the two switching circuits 110 are further arranged as shown in FIGS. 12A and 12B.
  • the operation according to the variation of the power conversion device 100A will be described by taking a circuit configuration including the two switching circuits 110 illustrated in FIG. 12A as an example. *
  • the control circuit 300 turns off the FET 112 and turns off the fourth switch element (FET) 114.
  • the FET 121H, 122H and 123H in the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121L, 122L and 123L are turned on.
  • the neutral point N2 is comprised by the low side side.
  • the power conversion device 100A drives the motor 200 by performing power conversion using the neutral point N2 of the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the control circuit 300 turns on the FET 112, turns off the FET 114, and turns off the FETs 131H, 132H, and 133H in the second inverter 120, and turns on the FETs 131L, 132L, and 133L.
  • the neutral point N4 is configured on the low side in the second inverter 130.
  • the power conversion device 100A drives the motor 200 by performing power conversion using the neutral point N4 of the first inverter 120 and the second inverter 130.
  • the first and second inverters 120 and 130 can be switched and driven, so that power loss generated only by one inverter can be distributed to both inverters.
  • power loss generated only by one inverter can be distributed to both inverters.
  • localization of heat generation in the power pack as described above can be suppressed.
  • both expansion of the motor drive range and more effective heat generation countermeasures can be realized.
  • the power conversion device 100B according to the present embodiment is different from the power conversion device 100 according to the first embodiment in that it includes a power supply side switching circuit and a GND side switching circuit for the first inverter 120.
  • the difference from the power conversion apparatus 100 according to the first embodiment will be mainly described.
  • FIG. 13 schematically shows a circuit configuration of the power conversion device 100B according to the present embodiment.
  • the power conversion device 100 ⁇ / b> B has a switching circuit 110 including FETs 111 and 112 for the first inverter 120. *
  • the power conversion device 100B has a power conversion mode including the first and second operation modes.
  • the control circuit 300 determines that the motor 200 is driven at a low speed
  • the control circuit 300 selects the first operation mode as the power conversion mode, and determines that the motor 200 is driven at a high speed.
  • the second operation mode is selected as the power conversion mode.
  • the control circuit 300 When the motor 200 is driven at a low speed, in the first operation mode, the control circuit 300 turns off the FETs 111 and 112 and turns on all the high-side switching elements and the low-side switching elements of the first inverter 120. Accordingly, as shown in FIG. 13, the neutral point N1 is configured on the high side of the first inverter 120, and the neutral point N2 is configured on the low side.
  • the power conversion device 100 ⁇ / b> B drives the motor 200 by performing power conversion using the two neutral points N ⁇ b> 1 and N ⁇ b> 2 of the first inverter 120 and the second inverter 130. *
  • control circuit 300 turns on the FETs 111 and 112 and performs power conversion by three-phase energization control using the first and second inverters 120 and 130.
  • the current can be distributed to the high side and the low side by the two neutral points N1 and N2.
  • a vehicle such as an automobile generally has an electric power steering device.
  • the electric power steering apparatus generates an auxiliary torque for assisting a steering torque of a steering system that is generated when a driver operates a steering handle.
  • the auxiliary torque is generated by the auxiliary torque mechanism, and the burden on the operation of the driver can be reduced.
  • the auxiliary torque mechanism includes a steering torque sensor, an ECU, a motor, a speed reduction mechanism, and the like.
  • the steering torque sensor detects steering torque in the steering system.
  • the ECU generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor.
  • the motor generates auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal, and transmits the auxiliary torque to the steering system via the speed reduction mechanism.
  • FIG. 14 schematically shows a typical configuration of the electric power steering apparatus 500 according to the present embodiment.
  • the electric power steering apparatus 500 includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540. *
  • the steering system 520 is, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522 (also referred to as “steering column”), universal shaft joints 523A, 523B, and a rotating shaft 524 (also referred to as “pinion shaft” or “input shaft”). .), A rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckle 528A and 528B, and left and right steering wheels (for example, left and right front wheels) 529A and 529B.
  • the steering handle 521 is connected to the rotating shaft 524 via a steering shaft 522 and universal shaft joints 523A and 523B.
  • a rack shaft 526 is connected to the rotation shaft 524 via a rack and pinion mechanism 525.
  • the rack and pinion mechanism 525 includes a pinion 531 provided on the rotation shaft 524 and a rack 532 provided on the rack shaft 526.
  • the right steering wheel 529A is connected to the right end of the rack shaft 526 through a ball joint 552A, a tie rod 527A, and a knuckle 528A in this order.
  • the left steering wheel 529B is connected to the left end of the rack shaft 526 via a ball joint 552B, a tie rod 527B, and a knuckle 528B in this order.
  • the right side and the left side correspond to the right side and the left side as viewed from the driver sitting on the seat, respectively. *
  • a steering torque is generated by the driver operating the steering handle 521, and is transmitted to the left and right steering wheels 529A and 529B via the rack and pinion mechanism 525. Accordingly, the driver can operate the left and right steering wheels 529A and 529B.
  • the auxiliary torque mechanism 540 can be configured by, for example, a steering torque sensor 541, an ECU 542, a motor 543, a speed reduction mechanism 544, and a power conversion device 545.
  • the auxiliary torque mechanism 540 gives auxiliary torque to the steering system 520 from the steering handle 521 to the left and right steering wheels 529A and 529B.
  • the auxiliary torque may be referred to as “additional torque”. *
  • the control circuit 300 according to the present disclosure can be used as the ECU 542, and the power conversion device 100 according to the present disclosure can be used as the power conversion device 545.
  • the motor 543 corresponds to the motor 200 in the present disclosure.
  • the motor drive unit 400 according to the present disclosure can be suitably used as an electromechanically integrated motor that can be configured by the ECU 542, the motor 543, and the power conversion device 545. *
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque of the steering system 520 applied by the steering handle 521.
  • the ECU 542 generates a drive signal for driving the motor 543 based on a detection signal from the steering torque sensor 541 (hereinafter referred to as “torque signal”).
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the auxiliary torque is transmitted to the rotating shaft 524 of the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544.
  • the speed reduction mechanism 544 is, for example, a worm gear mechanism.
  • the auxiliary torque is further transmitted from the rotating shaft 524 to the rack and pinion mechanism 525.
  • the electric power steering apparatus 500 can be classified into a pinion assist type, a rack assist type, a column assist type, and the like depending on a location where the assist torque is applied to the steering system 520.
  • FIG. 14 shows a pinion assist type electric power steering apparatus 500.
  • the electric power steering apparatus 500 is also applied to a rack assist type, a column assist type, and the like. *
  • the ECU 542 can receive not only a torque signal but also a vehicle speed signal, for example.
  • the external device 560 is a vehicle speed sensor, for example.
  • the external device 560 may be another ECU that can communicate through an in-vehicle network, such as CAN (Controller Area Network).
  • the microcontroller of the ECU 542 can perform vector control or PWM control of the motor 543 based on a torque signal, a vehicle speed signal, and the like. *
  • the ECU 542 sets a target current value based on at least the torque signal.
  • the ECU 542 preferably sets the target current value in consideration of the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor and the rotor rotation signal detected by the angle sensor.
  • the ECU 542 can control the drive signal of the motor 543, that is, the drive current so that the actual current value detected by the current sensor (not shown) matches the target current value.
  • the left and right steering wheels 529A and 529B can be operated by the rack shaft 526 using the combined torque obtained by adding the auxiliary torque of the motor 543 to the steering torque of the driver.
  • the motor drive unit 400 of the present disclosure for the above-described electromechanical integrated motor, an electric power steering apparatus having a motor drive unit that can improve heat generation countermeasures and can perform appropriate current control is provided. Is done.
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices having various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.
  • various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.

Landscapes

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Abstract

電力変換装置１００は、モータ２００の各相の巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の一端に接続される第１インバータ１２０と、各相の巻線の他端に接続される第２インバータ１３０と、第１インバータと電源１０１との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子１１１、および、第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子１１２の少なくとも１つを有する第１切替回路１１０と、を有し、モータの低速駆動時、第１インバータに構成された各相の巻線の第１中性点および第２インバータを用いて電力変換を行う第１動作モードと、モータの高速駆動時、第１および第２インバータのｎ相通電制御によって電力変換を行う第２動作モードと、を有する。

Description

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
本開示は、電動モータに供給する電力を変換する電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置に関する。
ブラシレスＤＣモータおよび交流同期モータなどの電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）は、一般的に三相電流によって駆動される。三相電流の波形を正確に制御するため、ベクトル制御などの複雑な制御技術が用いられる。このような制御技術では、高度な数学的演算が必要であり、マイクロコントローラ（マイコン）などのデジタル演算回路が用いられる。ベクトル制御技術は、モータの負荷変動が大きな用途、例えば、洗濯機、電動アシスト自転車、電動スクータ、電動パワーステアリング装置、電気自動車、産業機器などの分野で活用されている。一方、出力が相対的に小さなモータでは、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式などの他のモータ制御方式が採用されている。　
車載分野においては、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｃｏｎｔｏｒｌ　Ｕｎｉｔ）が車両に用いられる。ＥＣＵは、マイクロコントローラ、電源、入出力回路、ＡＤコンバータ、負荷駆動回路およびＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）などを有する。ＥＣＵを核として電子制御システムが構築される。例えば、ＥＣＵはセンサからの信号を処理してモータなどのアクチュエータを制御する。具体的に説明すると、ＥＣＵはモータの回転速度およびトルクを監視しながら、電力変換装置におけるインバータを制御する。ＥＣＵの制御の下で、電力変換装置はモータに供給する駆動電力を変換する。　
近年、モータ、電力変換装置およびＥＣＵが一体化された機電一体型モータ（本願明細書では、「パワーパック」と呼ぶ。）が開発されている。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、部品の一部が故障した場合でも安全動作を継続できる冗長設計が取り入れられている。冗長設計の一例として、１つのモータに対して２つの電力変換装置を設けることが検討されている。他の一例として、メインのマイクロコントローラにバックアップ用マイクロコントローラを設けることが検討されている。　
例えば特許文献１は、制御部と、２つのインバータとを有し、三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を開示する。２つのインバータの各々は電源およびグランド（以下、「ＧＮＤ」と表記する。）に接続される。一方のインバータは、モータの三相の巻線の一端に接続され、他方のインバータは、三相の巻線の他端に接続される。各インバータは、各々がハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を含む３つのレグから構成されるブリッジ回路を有する。制御部は、２つのインバータにおけるスイッチング素子の故障を検出した場合、モータ制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。正常時の制御では、例えば、一方のインバータに構成された巻線の中性点を用いて、他方のインバータによってモータが駆動される。
特開２０１４－１９２９５０号公報
上述した従来の技術では、電力変換装置による電流制御のさらなる向上が求められていた。　
本開示の実施形態は、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、適切な電流制御が可能となる電力変換装置を提供する。
本開示の例示的な電力変換装置は、電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換し、前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子の少なくとも１つを有する第１切替回路と、を有し、前記モータの低速駆動時、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う第１動作モードと、前記モータの高速駆動時、前記第１および第２インバータのｎ相通電制御によって電力変換を行う第２動作モードと、を有する。
本開示の例示的な実施形態によると、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、適切な電流制御が可能となる新規な電力変換装置、当該電力変換装置を有するモータ駆動ユニット、および、当該モータ駆動ユニットを有する電動パワーステアリング装置が提供される。
図１は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の回路構成を示す回路図である。 図２は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の他の回路構成を示す回路図である。 図３は、電力変換装置１００を有するモータ駆動ユニット４００の典型的なブロック構成を示すブロック図である。 図４は、モータの単位時間当たりの回転数Ｎ（ｒｐｓ）とトルクＴ（Ｎ・ｍ）との関係を示すグラフである。 図５は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の動作の処理手順の一例を示すフローチャートである。 図６は、第１動作モードで電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示するグラフである。 図７は、第１動作モードでの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図８は、第１インバータ１２０のＧＮＤ側に切替回路１１０を配置した電力変換装置１００の回路構成を示す回路図である。 図９は、三相通電制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示するグラフである。 図１０は、例示的な実施形態２による電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１１は、例示的な実施形態２による電力変換装置１００Ａの動作の処理手順の一例を示すフローチャートである。 図１２Ａは、例示的な実施形態２による電力変換装置１００Ａの回路構成のバリエーションを示す回路図である。 図１２Ｂは、例示的な実施形態２による電力変換装置１００Ａの回路構成のバリエーションを示す回路図である。 図１３は、例示的な実施形態３による電力変換装置１００Ｂの回路構成を示す回路図である。 図１４は、例示的な実施形態４による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を示す模式図である。
本開示の実施形態を説明する前に、本開示の基礎となった本願発明者の知見を説明する。　
特許文献１の電力変換装置においては、電源およびＧＮＤと、２つのインバータの各々とが常時接続されたままである。その構成上、電源とインバータとの接続を切り離すことはできない。本願発明者は、中性点が構成されるインバータが電源から電流を引き込んでしまうという課題を見出した。これにより、電力損失が発生することとなる。　
電源と同様に、インバータとＧＮＤとの接続を切り離すこともできない。本願発明者は、中性点が構成されない一方のインバータを通じて各相の巻線に供給される電流は、その供給元のインバータには戻らずに、他方のインバータからＧＮＤに流れてしまうという課題を見出した。換言すると、駆動電流の閉ループが形成されないという課題を見出した。一方のインバータから各相の巻線に供給される電流は、その供給元のインバータを通じてＧＮＤに流れることが望ましい。　
以下、添付の図面を参照しながら、本開示の電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本願明細書において、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電力を変換する電力変換装置も本開示の範疇である。　

（実施形態１）

〔１．１．電力変換装置１００の構造〕

　図１は、本実施形態による電力変換装置１００の回路構成を模式的に示す。　
電力変換装置１００は、切替回路１１０、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０を有する。電力変換装置１００は種々のモータに供給する電力を変換することができる。モータ２００は、例えば三相交流モータである。なお、本願明細書では、図面における左側のインバータを第１インバータ１２０と称し、右側のインバータを第２インバータ１３０と称する。当然に、この関係は逆であっても構わない。　
モータ２００は、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３を有し、第１インバータ１２０と第２インバータ１３０とに接続される。具体的に説明すると、第１インバータ１２０はモータ２００の各相の巻線の一端に接続され、第２インバータ１３０は各相の巻線の他端に接続される。本願明細書において、部品（構成要素）同士の間の「接続」は、主に電気的な接続を意味する。第１インバータ１２０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌを有し、第２インバータ１３０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒを有する。　
第１インバータ１２０の端子Ｕ＿Ｌは、Ｕ相の巻線Ｍ１の一端に接続され、端子Ｖ＿Ｌは、Ｖ相の巻線Ｍ２の一端に接続され、端子Ｗ＿Ｌは、Ｗ相の巻線Ｍ１の一端に接続される。第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０の端子Ｕ＿Ｒは、Ｕ相の巻線Ｍ１の他端に接続され、端子Ｖ＿Ｒは、Ｖ相の巻線Ｍ２の他端に接続され、端子Ｗ＿Ｒは、Ｗ相の巻線Ｍ１の他端に接続される。モータとのこのような結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。　
切替回路１１０は、第１スイッチ素子１１１を有する。本願明細書では、電源１０１側に配置された切替回路１１０を「電源側切替回路」と称する場合がある。切替回路１１０は、第１インバータ１２０と電源１０１との接続・非接続を切替える。　
切替回路１１０の第１スイッチ素子１１１のオンおよびオフは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。第１スイッチ素子１１１として、例えば電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのトランジスタを広く用いることができるし、メカニカルリレーを用いても構わない。以下、切替回路１１０のスイッチ素子としてＦＥＴを用いる例を説明し、例えば第１スイッチ素子１１１を、ＦＥＴ１１１と表記する。　
ＦＥＴ１１１は、還流ダイオード１１１Ｄを有し、還流ダイオード１１１Ｄが電源１０１に向くように配置される。より詳細には、ＦＥＴ１１１は、還流ダイオード１１１Ｄ中に電源１０１に向けて順方向電流が流れるように配置される。　
図示する例に限られず、使用するスイッチ素子の個数は、設計仕様などを考慮して適宜決定される。特に車載分野において、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、切替回路１１０は、複数のスイッチ素子を有していることが好ましい。　
図２は、本実施形態による電力変換装置１００の他の回路構成を模式的に示す。　
切替回路１１０は、逆接続保護用のスイッチ素子（ＦＥＴ）１１５をさらに有していてもよい。ＦＥＴ１１５は還流ダイオード１１５Ｄを有し、ＦＥＴ内の還流ダイオードの向きが互いに対向するように配置される。具体的に説明すると、ＦＥＴ１１１は、還流ダイオード１１１Ｄにおいて電源１０１に向けて順方向電流が流れるように配置され、ＦＥＴ１１５は、還流ダイオード１１５Ｄにおいて第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるように配置される。電源１０１が逆向きに接続された場合でも、逆接続保護用のＦＥＴによって逆電流を遮断することができる。　
再び図１を参照する。　
電源１０１は所定の電源電圧を生成する。電源１０１として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源１０１は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ－ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であっても良い。　
電源１０１は、第１および第２インバータ１２０、１３０に共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１２０用の第１電源および第２インバータ１３０用の第２電源を有していてもよい。　
電源１０１と各インバータとの間にコイル１０２が設けられている。コイル１０２は、ノイズフィルタとして機能し、各インバータに供給する電圧波形に含まれる高周波ノイズ、または各インバータで発生する高周波ノイズを電源１０１側に流出させないように平滑化する。また、各インバータの電源端子には、コンデンサ１０３が接続されている。コンデンサ１０３は、いわゆるバイパスコンデンサであり、電圧リプルを抑制する。コンデンサ１０３は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。　
第１インバータ１２０（「ブリッジ回路Ｌ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を有する。各レグは、ローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有する。図１に示されるスイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈが、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えばＦＥＴまたはＩＧＢＴを用いることができる。以下、スイッチング素子としてＦＥＴを用いる例を説明し、スイッチング素子をＦＥＴと表記する場合がある。例えば、スイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌは、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌと表記される。　
第１インバータ１２０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ（図３を参照）として、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒを有する。電流センサ１５０は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。例えば、シャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒは、第１インバータ１２０の３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間にそれぞれ接続される。具体的には、シャント抵抗１２１ＲはＦＥＴ１２１ＬとＧＮＤとの間に電気的に接続され、シャント抵抗１２２ＲはＦＥＴ１２２ＬとＧＮＤとの間に電気的に接続され、シャント抵抗１２３ＲはＦＥＴ１２３ＬとＧＮＤとの間に電気的に接続される。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。　
第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０（「ブリッジ回路Ｒ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を有する。図１に示されるＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、ＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈがハイサイドスイッチング素子である。また、第２インバータ１３０は、３個のシャント抵抗１３１Ｒ、１３２Ｒおよび１３３Ｒを有する。それらのシャント抵抗は、３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間に接続される。第１および第２インバータ１２０、１３０の各ＦＥＴは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。ただし、シャント抵抗の接続例はこの限りでない。例えば、３個のシャント抵抗１３１Ｒ、１３２Ｒおよび１３３Ｒは、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈと、ＦＥＴ１１１との間に配置されていてもよい。また、各インバータ用のシャント抵抗の数は３つに限られない。例えば、第１インバータ１２０用に２つのシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒが用いられる。使用するシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などを考慮して適宜決定される。　
〔１．２．モータ駆動ユニット４００の構造〕

　図３は、電力変換装置１００を有するモータ駆動ユニット４００の典型的なブロック構成を模式的に示す。　
モータ駆動ユニット４００は、電力変換装置１００、モータ２００および制御回路３００を有する。　
制御回路３００は、例えば、電源回路３１０と、角度センサ３２０と、入力回路３３０と、マイクロコントローラ３４０と、駆動回路３５０と、ＲＯＭ３６０とを有する。制御回路３００は、電力変換装置１００に接続され、電力変換装置１００を制御することによりモータ２００を駆動する。例えば、制御回路３００は、目的とするモータトルクおよび回転速度を制御してクローズドループ制御を実現することができる。　
電源回路３１０は、回路内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。角度センサ３２０は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。角度センサ３２０は、モータ２００のロータの回転角（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、回転信号をマイクロコントローラ３４０に出力する。入力回路３３０は、電流センサ１５０によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取って、実電流値のレベルをマイクロコントローラ３４０の入力レベルに必要に応じて変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４０に出力する。　
マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御する。マイクロコントローラ３４０は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、それを駆動回路３５０に出力する。また、マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の切替回路１１０におけるＦＥＴ１１１のオンまたはオフを制御することができる。　
駆動回路３５０は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５０は、第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する制御信号（ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与える。また、駆動回路３５０は、切替回路１１０におけるＦＥＴ１１１のオンまたはオフを制御するゲート制御信号をマイクロコントローラ３４０からの指示に従って生成し、ＦＥＴ１１１のゲートに制御信号を与えることができる。ただし、マイクロコントローラ３４０は駆動回路３５０の機能を有していてもよい。その場合、制御回路３００には駆動回路３５０はなくてもよい。　
ＲＯＭ３６０は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６０は、マイクロコントローラ３４０に電力変換装置１００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。　

〔１．３．モータ駆動ユニット４００の動作〕

　以下、モータ駆動ユニット４００の動作の具体例を説明し、主として電力変換装置１００の動作の具体例を説明する。　
電力変換装置１００は、第１および第２動作モードを含む電力変換モードを有する。具体的に説明すると、モータ２００が低速で駆動しているとき、電力変換装置１００は、第１動作モードで電力を変換する。これに対し、モータが高速で駆動しているとき、電力変換装置１００は、第２動作モードで電力を変換する。換言すると、第１動作モードは、モータ２００の低速駆動に対応したモードであり、第２動作モードは、モータ２００の高速駆動に対応したモードである。　
図４は、モータの単位時間当たりの回転速度（ｒｐｓ）とトルクＴ（Ｎ・ｍ）との関係を示す。図４は、いわゆるＴ－Ｎ曲線を示す。低速駆動および高速駆動領域は概ね、図示される領域として表される。　
図５は、電力変換装置１００の動作の処理手順の一例を示す。　
モータ駆動ユニット４００の制御回路３００は、種々の公知の手法を用いてモータ２００の回転速度を検出することができる（ステップＳ１００）。制御回路３００は、モータ２００の回転速度が低速または高速であるかを、例えばＴ－Ｎ曲線に基づいて判定する（ステップＳ２００）。制御回路３００は、モータ２００は低速で駆動していると判定したとき、電力変換モードとして第１動作モードを選択し（ステップＳ３００）、モータ２００は高速で駆動していると判定したとき、電力変換モードとして第２動作モードを選択する（ステップＳ４００）。制御回路３００は、選択された動作モードに基づいて第１および第２インバータを制御することによりモータ２００を駆動する（ステップＳ５００）。以下、ステップＳ３００からＳ５００を詳細に説明する。　

＜第１動作モード＞

　モータ２００が低速で駆動しているとき、第１インバータ１２０において、切替回路１１０と第１インバータ１２０との接続ノードＮ１（図１を参照）に各相の巻線の中性点が構成される。本願明細書では、あるノードが中性点として機能することを、「中性点が構成される」と表現することとする。電力変換装置１００は、第２インバータ１３０および中性点を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動することができる。　
制御回路３００は、第１インバータ１２０におけるＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオンし、かつ、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオフする。これにより、ハイサイド側の接続ノードＮ１は中性点Ｎ１として機能する。換言すると、第１インバータ１２０において、中性点Ｎ１がハイサイド側に構成される。制御回路３００はさらに、ＦＥＴ１１１をオフする。これにより、電源１０１と第１インバータ１２０との電気的な接続は遮断され、ノードＮ１を介した、電源１０１から第１インバータ１２０への電流の引き込みを回避することができる。　
図６は、第１動作モードで電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示する。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。図６の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。なお、図６に例示した正弦波以外に、例えば矩形波を用いてモータ２００を駆動することは可能である。図７は、第１動作モードでの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示す。図６のＩpkは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。図７には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れが示される。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、破線は、モータ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表す。　
図７に示される状態では、第１インバータ１２０においてＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオン状態であり、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌはオフ状態である。第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。　
第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点Ｎ１に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０に戻りＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。　
表１は、図６の電流波形における電気角毎に、第２インバータ１３０の端子に流れる電流値を例示する。具体的には、表１は、第２インバータ１３０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を例示する。ここで、ブリッジ回路Ｌに対しては、ブリッジ回路Ｌの端子からブリッジ回路Ｒの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。図６に示される電流の向きはこの定義に従う。また、ブリッジ回路Ｒに対しては、ブリッジ回路Ｒの端子からブリッジ回路Ｌの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。従って、ブリッジ回路Ｌの電流とブリッジ回路Ｒの電流との位相差は１８０°となる。表１において、電流値Ｉ1の大きさは〔（３）1/2／２〕＊Ｉpkであり、電流値Ｉ2の大きさはＩpk／２である。なお、電流方向の定義次第では、図６に示される電流値の正負の符号は、表１に示される電流値のそれとは逆の関係（位相差１８０°）になる。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
電気角０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。　
電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。　
電気角９０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角１２０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。　
電気角１５０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れる。　
電気角１８０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。　
電気角２１０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角２４０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。　
電気角２７０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。　
電気角３００°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。　
電気角３３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩpkの電流が流れる。　
中性点Ｎ１に流れ込む電流と中性点Ｎ１から流れ出る電流との総和は電気角毎に常に「０」になる。制御回路３００は、例えば図６に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。　
切替回路１１０のＦＥＴ１１１によって電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続となるので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流が流れ込まない。また、ローサイドスイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌは全てオフしているため、第１インバータ１２０側のＧＮＤには電流は流れない。これにより、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。　
モータの低速駆動時において、高トルクが必要とされるため、大電流がインバータに流れることとなる。その結果、各スイッチング素子における電力損失（スイッチング動作による損失を含む）は必然と大きくなる。インバータに使用されるＦＥＴの個数が増えると、インバータ全体の電力損失は一層大きくなる。例えば、モータ駆動ユニット４００は、パワーパックとしてモジュール化され得る。その場合、インバータのＦＥＴによる電力消費が原因で発生する熱がパワーパックに伝わり、パワーパックの発熱が問題になることがある。そのため、低速駆動時では、例えばスイッチング動作を行うＦＥＴの数を低減することが望ましい。　
第１動作モードによると、低速駆動時において、第１インバータ１２０の各ＦＥＴのスイッチング動作は発生しない。また、オフ状態であるローサイドスイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌには電流は流れない。そのため、第１インバータ１２０での電力損失を効果的に抑制することができる。換言すると、片側の第２インバータ１３０においてスイッチング動作による電力損失をより多く発生させることで、２つのインバータにおける全ＦＥＴによる電力損失をより抑えることが可能となる。　
図８は、第１インバータ１２０のＧＮＤ側に切替回路１１０を配置した電力変換装置１００の回路構成を模式的に示す。図示されるように、第１インバータ１２０とＧＮＤとの間に切替回路１１０は配置され得る。切替回路１１０は、第２スイッチ素子１１２を有する。本願明細書では、ＧＮＤ側に配置された切替回路１１０を「ＧＮＤ側切替回路」と称する場合がある。切替回路１１０は、第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。
制御回路３００は、第１インバータ１２０におけるＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオンし、かつ、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオフする。これにより、ローサイド側の接続ノードＮ２は中性点Ｎ２として機能する。換言すると、第１インバータ１２０において、中性点Ｎ２がローサイド側に構成される。制御回路３００はさらに、切替回路１１０のＦＥＴ１１２をオフする。これにより、第１インバータ１２０とＧＮＤとの電気的な接続は遮断され、第１インバータ１２０からＧＮＤにノードＮ２を介して電流が流れることを防ぐことができる。　
制御回路３００は、例えば図６に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。これにより、電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のローサイド側の中性点Ｎ２および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動することができる。　
図８には、例えばモータ電気角２７０°での電流の流れを示す。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表し、破線は、モ―タ２００の巻線Ｍ１に戻る回生電流を表している。第１インバータ１２０においてＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオフ状態であり、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオン状態である。第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。　
第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌを通って中性点Ｎ２に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０に戻りＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの還流ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。　
電源側切替回路に代えてＧＮＤ側切替回路を用いても、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。また、例えば、上述したようなパワーパックの発熱対策を向上させることができる。　
＜第２動作モード＞

　モータ２００が高速で駆動しているとき、電力変換装置１００は、第１および第２インバータ１２０、１３０の両方を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動することができる。　
再び図７を参照する。　
制御回路３００は、切替回路１１０のＦＥＴ１１１をオンにする。これにより、電源１０１と第１インバータ１２０とが電気的に接続される。この接続状態において、制御回路３００は、第１および第２インバータ１２０、１３０の両方を用いて三相通電制御することによってモータ２００を駆動する。三相通電制御とは、第１インバータ１２０のＦＥＴと第２インバータ１３０のＦＥＴとを互いに逆位相（位相差＝１８０°）でスイッチング制御することを意味する。例えば、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２１Ｈ、１３１Ｌおよび１３１Ｈを含むＨブリッジに着目すると、ＦＥＴ１２１Ｌがオンすると、ＦＥＴ１３１Ｌはオフし、ＦＥＴ１２１Ｌがオフすると、ＦＥＴ１３１Ｌはオンする。これと同様に、ＦＥＴ１２１Ｈがオンすると、ＦＥＴ１３１Ｈはオフし、ＦＥＴ１２１Ｈがオフすると、ＦＥＴ１３１Ｈはオンする。　
図９は、三相通電制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示する。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。図９の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。なお、図９に例示した正弦波以外に、例えば矩形波を用いてモータ２００を駆動することは可能である。　
表２は、図９の正弦波において電気角毎に、各インバータの端子に流れる電流値を示す。具体的には、表２は、第１インバータ１２０（ブリッジ回路Ｌ）の端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌに流れる、電気角３０°毎の電流値、および、第２インバータ１３０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を示す。電流方向の定義は上述したとおりである。　
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例えば、電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩpkの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。三相通電制御において、電流の向きを考慮した三相の巻線に流れる電流の総和は電気角毎に常に「０」になる。例えば、制御回路３００は、図９に示される電流波形が得られるようなベクトル制御によってブリッジ回路ＬおよびＲの各ＦＥＴのスイッチング動作を三相通電制御で制御する。　
表１および表２に示されるように、第１および第２動作モードの間でモータ２００に流れるモータ電流は電気角毎に変わらないことが分かる。換言すると、両モードの間でモータのアシストトルクは変わらない。　
モータの高速駆動時において、モータには大きな逆起電力が発生する。そのため、各相の電圧を高くする必要がある。第２動作モードによると、高速駆動時において、電力変換装置１００は、第１および第２インバータ１２０、１３０の両方を用いて三相通電制御を行うことができる。これにより、各相の電圧を高くすることが可能となり、その結果、高速駆動の範囲を拡大させることが可能となる。　
本実施形態によると、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、インバータによる電力損失を抑制しつつ、モータ２００を効率よく駆動させることができる。　
（実施形態２）

　図１０から図１２Ｂを参照しながら、本実施形態による電力変換装置１００Ａを説明する。　

〔２．１．電力変換装置１００Ａの構造〕

　本実施形態による電力変換装置１００Ａは、第２インバータ１３０用の切替回路１１０をさらに有している点で、実施形態１による電力変換装置１００とは異なる。以下、実施形態１と本実施形態との間の差異点を中心に説明する。　
図１０は、本実施形態による電力変換装置１００Ａの回路構成を模式的に示す。　
電力変換装置１００Ａは、第１および第２インバータ１２０、１３０用に２つの切替回路１１０をそれぞれ有する。第１インバータ１２０用の切替回路１１０はＦＥＴ１１１を有し、第２インバータ１３０用の切替回路１１０は第３スイッチ素子（ＦＥＴ）１１３を有する。ＦＥＴ１１３は、第２インバータ１３０と電源１０１との接続・非接続を切替える。　

〔２．２．モータ駆動ユニット４００の動作〕

　以下、本実施形態によるモータ駆動ユニット４００の動作の具体例を説明し、主として電力変換装置１００Ａの動作の具体例を説明する。　
図１１は、電力変換装置１００Ａの動作の処理手順の一例を示す。　
電力変換装置１００Ａは、第１、第２および第３動作モードを含む電力変換モードを有する。ステップＳ３００において、制御回路３００は、モータ２００は低速で駆動していると判定したとき、電力変換モードとして第１および第３動作モードを選択する。第１および第２動作モードは実施形態１で説明したとおりである。第３動作モードは、第１動作モードと同様に、モータ２００の低速駆動に対応したさらなるモードである。　

＜第３動作モード＞

　モータ２００が低速で駆動しているとき、第１動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１をオフして、ＦＥＴ１１３をオンし、かつ、第１インバータ１２０中のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオンして、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオフする。これにより、第１インバータ１２０において中性点Ｎ１がハイサイド側に構成される。電力変換装置１００Ａは、第１インバータ１２０の中性点Ｎ１および第２インバータ１３０を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動する。　
一方、第３動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１をオンして、ＦＥＴ１１３をオフし、かつ、第２インバータ１３０中のＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈをオンして、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌをオフする。これにより、第２インバータ１３０において中性点Ｎ３がハイサイド側に構成される。電力変換装置１００Ａは、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０の中性点Ｎ３を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動する。　
電力変換装置１００Ａは、例えば、第１および第３動作モードを交互に切替えながら第１および第２インバータ１２０、１３０を用いて電力を変換することができる。例えば、第１からＮ（Ｎは整数）期間から構成される駆動シーケンスを考える。例えば、制御回路３００は、その駆動シーケンスに従って、奇数期間（第１、３、５、・・・期間）中は第１動作モードによって電力を変換し、偶数（第２、４、６、・・・期間）期間中は第３動作モードによって電力を変換することができる。　
例えば、第１から第Ｎ期間の各期間の長さは、全て同じであってもよいし、異なっていてもよい（ランダムであり得る）。また、例えば、奇数期間の間で各期間は全て同じ長さであってもよく、または異なっていてもよい。例えば、偶数期間の間で各期間は全て同じ長さであってもよく、異なっていてもよい。このように、各期間の長さは、製品仕様等により任意に設定され得る。　
なお、モータ２００が高速で駆動するとき、電力変換装置１００Ａは、実施形態１と同様に、第２動作モードで電力を変換することができる（図１１のステップＳ４００）。　
図１２Ａおよび図１２Ｂは、本実施形態による電力変換装置１００Ａの回路構成のバリエーションを模式的に示す。本実施形態の電力変換装置１００Ａは、第１インバータ１２０用に１つの切替回路１１０を有し、第２インバータ１３０用に１つの切替回路１１０を有していればよい。そのため、例えば、２つの切替回路１１０はさらに、図１２Ａおよび図１２Ｂに示されるように配置される。以下、図１２Ａに示される、２つの切替回路１１０を有する回路構成を例に、電力変換装置１００Ａのバリエーションによる動作を説明する。　
図１２Ａに示される電力変換装置１００Ａによれば、モータ２００が低速で駆動しているとき、第１動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１２をオフして、第４スイッチ素子（ＦＥＴ）１１４をオンし、かつ、第１インバータ１２０中のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオフして、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオンする。これにより、第１インバータ１２０において中性点Ｎ２がローサイド側に構成される。電力変換装置１００Ａは、第１インバータ１２０の中性点Ｎ２および第２インバータ１３０を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動する。　
一方、第３動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１２をオンして、ＦＥＴ１１４をオフし、かつ、第２インバータ１２０中のＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈをオフして、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌをオンする。これにより、第２インバータ１３０において中性点Ｎ４がローサイド側に構成される。電力変換装置１００Ａは、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０の中性点Ｎ４を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動する。　
本実施形態およびそのバリエーションによれば、第１および第２インバータ１２０、１３０を切替えて駆動させることができるので、片側のインバータだけで発生する電力損失を両側のインバータに分散させることができる。これにより、例えば、上述したようなパワーパックにおける発熱の局在化を抑制することができる。その結果、モータの駆動範囲の拡大、および、より効果的な発熱対策が共に実現され得る。　

　（実施形態３）

　本実施形態による電力変換装置１００Ｂは、第１インバータ１２０用に電源側切替回路およびＧＮＤ側切替回路を有する点で、実施形態１による電力変換装置１００とは異なる。以下、実施形態１による電力変換装置１００との差異点を中心に説明する。　

〔３．１．電力変換装置１００Ｂの構造〕

　図１３は、本実施形態による電力変換装置１００Ｂの回路構成を模式的に示す。　
電力変換装置１００Ｂは、第１インバータ１２０用に、ＦＥＴ１１１、１１２を含む切替回路１１０を有する。　

〔３．２．モータ駆動ユニット４００の動作〕

　電力変換装置１００Ｂは、実施形態１による電力変換装置１００と同様に、第１および第２動作モードを含む電力変換モードを有する。制御回路３００（図３を参照）は、モータ２００は低速で駆動していると判定したとき、電力変換モードとして第１動作モードを選択し、モータ２００は高速で駆動していると判定したとき、電力変換モードとして第２動作モードを選択する。　
モータ２００が低速で駆動しているとき、第１動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１、１１２をオフし、かつ、第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を全てオンにする。これにより、図１３に示されるように、中性点Ｎ１が第１インバータ１２０のハイサイド側に構成され、かつ、中性点Ｎ２がローサイド側に構成される。電力変換装置１００Ｂは、第１インバータ１２０の２つの中性点Ｎ１、Ｎ２および第２インバータ１３０を用いて電力変換を行うことによってモータ２００を駆動する。　
第２動作モード時、制御回路３００は、ＦＥＴ１１１、１１２をオンし、第１および第２インバータ１２０、１３０を用いて三相通電制御によって電力変換を行う。　
本実施形態によれば、図１３に示されるように、２つの中性点Ｎ１、Ｎ２によって、電流をハイサイド側およびローサイド側に分散させることができる。第１インバータ１２０におけるＦＥＴのスイッチング動作による電力損失をなくすことにより、２つのインバータにおける全ＦＥＴの通電抵抗による電力損失を低減することが可能となる。　

（実施形態４）

　自動車等の車両は一般的に、電動パワーステアリング装置を有する。電動パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ＥＣＵ、モータおよび減速機構などから構成される。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ＥＣＵは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。　
本開示のモータ駆動ユニット４００は、電動パワーステアリング装置に好適に利用される。図１４は、本実施形態による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を模式的に示す。電動パワーステアリング装置５００は、ステアリング系５２０および補助トルク機構５４０を有する。　
ステアリング系５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２（「ステアリングコラム」とも称される。）、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４（「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。）、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪（例えば左右の前輪）５２９Ａ、５２９Ｂから構成され得る。ステアリングハンドル５２１は、ステアリングシャフト５２２と自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂとを介して回転軸５２４に連結される。回転軸５２４にはラックアンドピニオン機構５２５を介してラック軸５２６が連結される。ラックアンドピニオン機構５２５は、回転軸５２４に設けられたピニオン５３１と、ラック軸５２６に設けられたラック５３２とを有する。ラック軸５２６の右端には、ボールジョイント５５２Ａ、タイロッド５２７Ａおよびナックル５２８Ａをこの順番で介して右の操舵車輪５２９Ａが連結される。右側と同様に、ラック軸５２６の左端には、ボールジョイント５５２Ｂ、タイロッド５２７Ｂおよびナックル５２８Ｂをこの順番で介して左の操舵車輪５２９Ｂが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。　
ステアリング系５２０によれば、運転者がステアリングハンドル５２１を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構５２５を介して左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、ＥＣＵ５４２、モータ５４３、減速機構５４４および電力変換装置５４５から構成され得る。補助トルク機構５４０は、ステアリングハンドル５２１から左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに至るステアリング系５２０に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。　
ＥＣＵ５４２として、本開示による制御回路３００を用いることができ、電力変換装置５４５として、本開示による電力変換装置１００を用いることができる。また、モータ５４３は、本開示におけるモータ２００に相当する。ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力変換装置５４５によって構成することが可能な機電一体型モータとして、本開示によるモータ駆動ユニット４００を好適に用いることができる。　

　操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングハンドル５２１によって付与されたステアリング系５２０の操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１からの検出信号（以下「トルク信号」と表記する。）に基づいてモータ５４３を駆動するための駆動信号を生成する。モータ５４３は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構５４４を介してステアリング系５２０の回転軸５２４に伝達される。減速機構５４４は例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸５２４からラックアンドピニオン機構５２５に伝達される。
電動パワーステアリング装置５００は、補助トルクがステアリング系５２０に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類することができる。図１４には、ピニオンアシスト型の電動パワーステアリング装置５００を示す。ただし、電動パワーステアリング装置５００は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等にも適用される。　
ＥＣＵ５４２には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。外部機器５６０は例えば車速センサである。または、外部機器５６０は、例えばＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の車内ネットワークで通信可能な他のＥＣＵであってもよい。ＥＣＵ５４２のマイクロコントローラは、トルク信号および車速信号などに基づいてモータ５４３をベクトル制御またはＰＷＭ制御することができる。　
ＥＣＵ５４２は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ＥＣＵ５４２は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ＥＣＵ５４２は、電流センサ（不図示）によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ５４３の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。　
電動パワーステアリング装置５００によれば、運転者の操舵トルクにモータ５４３の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸５２６によって左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。特に、上述した機電一体型モータに、本開示のモータ駆動ユニット４００を利用することにより、発熱対策が向上され、かつ、適切な電流制御が可能となるモータ駆動ユニットを有する電動パワーステアリング装置が提供される。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。
１００、１００Ａ、１００Ｂ：電力変換装置、１０１：電源、１０２：コイル、１０３：コンデンサ、１１０：切替回路、１１１：第１スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１２：第２スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１３：第３スイッチ素子（ＦＥＴ）、１１４：第４スイッチ素子（ＦＥＴ）、１２０：第１インバータ、１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１２１Ｒ、１２２Ｒ、１２３Ｒ：シャント抵抗、１３０：第２インバータ、１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、１３１Ｒ、１３２Ｒ、１３３Ｒ：シャント抵抗、１５０：電流センサ、２００：電動モータ、３００：制御回路、３１０：電源回路、３２０：角度センサ、３３０：入力回路、３４０：マイクロコントローラ、３５０：駆動回路、３６０：ＲＯＭ、４００：モータ駆動ユニット、５００：電動パワーステアリング装置、 

Claims (13)

  1. 電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、

    　前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、

    　前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、

    　前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子の少なくとも１つを有する第１切替回路と、

    を有し、

    　前記モータの低速駆動時、前記第１インバータに構成された前記各相の巻線の第１中性点および前記第２インバータを用いて電力変換を行う第１動作モードと、

    　前記モータの高速駆動時、前記第１および第２インバータのｎ相通電制御によって電力変換を行う第２動作モードと、を有する電力変換装置。
  2. 前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、または、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第４スイッチ素子を有する第２切替回路をさらに有する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記モータの低速駆動時、前記第２インバータに構成された前記各相の巻線の第２中性点および前記第１インバータを用いて電力変換を行う第３動作モードをさらに有する、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記モータの低速駆動時、前記第１動作モードによる電力変換と、前記第３動作モードによる電力変換と、を切替える、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は、前記第１スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第１スイッチ素子はオフし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオンし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子はオフする、請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は、前記第２スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第２スイッチ素子はオフし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオンし、かつ、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子はオフする、請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は前記第１スイッチ素子を有し、前記第２切替回路は前記第３スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第１スイッチ素子はオフして、前記第３スイッチ素子がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオンし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子はオフし、

    　前記第３動作モードでは、前記第１スイッチ素子がオンして、前記第３スイッチ素子はオフし、かつ、前記第２インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオンし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子はオフする、請求項３または４に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は前記第１スイッチ素子を有し、前記第２切替回路は前記第４スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第１スイッチ素子はオフして、前記第４スイッチ素子がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオンし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子はオフし、

    　前記第３動作モードでは、前記第１スイッチ素子がオンして、前記第４スイッチ素子はオフし、かつ、前記第２インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子はオフし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオンする、請求項３または４に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は前記第２スイッチ素子を有し、前記第２切替回路は前記第４スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第２スイッチ素子はオフして、前記第４スイッチ素子がオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子はオフし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオンし、

    　前記第３動作モードでは、前記第２スイッチ素子がオンして、前記第４スイッチ素子はオフし、かつ、前記第２インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子はオフし、かつ、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオンする、請求項３または４に記載の電力変換装置。
  10. 前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグから構成され、

    　前記第１切替回路は、前記第１および第２スイッチ素子を有し、

    　前記第１動作モードでは、前記第１および第２スイッチ素子はオフし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子はオンする、請求項１に記載の電力変換装置。
  11. 前記電源は単一の電源である、請求項１から１０のいずれかに記載の電力変換装置。
  12. 前記モータと、

    　請求項１から１１のいずれかに記載の電力変換装置と、

    　前記電力変換装置を制御する制御回路と、

    を有するモータ駆動ユニット。
  13. 請求項１２に記載のモータ駆動ユニットを有する電動パワーステアリング装置。
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