WO2017022921A1

WO2017022921A1 - 무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 프리코더 결정 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: WO2017022921A1
Application number: PCT/KR2016/002710
Authority: WO
Inventors: 김기태; 강지원; 이길봄; 김희진; 박경민
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2015-07-31
Filing date: 2016-03-17
Publication date: 2017-02-09
Also published as: US10523297B2; US20180212664A1

Abstract

본 출원에서는 하이브리드 빔포밍이 적용된 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 채널 품질 정보를 보고하는 방법이 개시된다. 구체적으로, 상기 방법은, 상기 하이브리드 빔포밍 중 제 1 빔포밍을 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계; 상기 기지국으로부터 상기 제 1 범포밍이 적용된 참조 신호를 수신하여, 제 2 빔포밍을 위한 제 2 프리코더에 관한 정보를 산출하는 단계; 상기 선보상 프리코더 및 상기 제 2 프리코더가 적용되는 것으로 가정하여, 상기 채널 품질 정보를 산출하는 단계; 및 상기 채널 품질 정보를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】

【발명의 명칭】

무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 프리코더 결정 방법 및 이를 위한 장치

【기술분야】

[ 1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서， 보다 상세하게는， 무선 통신 시스템에서^' 하이브리드 범포밍을 위한 프리코더 결정 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

[2] 다증 안테나를 사용한 기존의 빔포밍 기술은 크게 빔포밍 가중치 백터 (weight vector /precoding vector)를 적용하는 위치에 따라 아날로그 범포밍 기술과 디지털 빔포밍 기술로 구분할 수 았다.

[3] 우선 아날로그 빔포밍 기법은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 범포밍 기법으로서， 디지털 신호 처리가 완료된 아날로그 신호를 다수의 경로로 분기하여 각 경로의 위상 천이 (phase-shi ft ; PS)와 전력 증폭 (Power ampl i f ier ; PA) 설정을 통한 빔포밍을 수행한다. 도 1은 종래의 아날로그 빔포밍 기법을 예서하는 도면이다.

[4] 도 1을 참조하면， 아날로그 빔포밍을 위하여 단일 디지털 신호로부터 파생된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 전력 증폭기와 위상 천이기가 처리하는 구조임을 알 수 있다. 즉， 아날로그 단에서 복수 가중치 (complex weight )를 위상 천이기와 전력 증폭기가 처리하게 된다. 여기서， RF Radio Frequency) 체인 (chain)은 단일 디지털 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다.

[5] 그러나 아날로그 범포밍 기법은 위상 천이기와 전력 증폭기의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되고， 소자의 제어 특성상 협대역 전송에 유라하다. 반면에 다중 스트림 전송을 구현하기 어려운 하드웨어 구조로 인하여 전송를 증대를 위한 다중화 이득이 상대적으로 작으며, 직교 자원할당 기반의 사용자별 빔포밍이 어렵다는 단점이 있다. [6] 다음으로 디지털 빔포밍 기법은 아날로그 빔포밍 기법과 달리 MIM0 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화 하기 위해 베이스밴드 (Baseband) 프로세스를 이용하여 디지털 단에서 범포밍을 수행한다. 도 2는 종래의 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.

[7] . 도 2를 참조하면, 프로코딩을 베이스밴드 프로세스에서 수행함으로써 디지털 범포밍이 가능하다. 단, 도 1과 달리 RF 체인은 전력 증폭기를 포함한다. 이는 빔포밍을 위해 도출된 복소 가중치를 송신 데이터에 직접적으로 적용하기 때문이다.

[8] 또한， 사용자별 상이한 빔포밍이 가능하기 때문에, 동시에 다중 사용자 빔포밍올 지원할 수 있고, 직교 자원이 할당된 사용자별 독립적인 빔포밍이 가능하여 스케즐링 유연성이 높아 시스템 목적에 부합하는 전송단 운용이 가능한 특징을 가지고 있다. 또한, 광대역 전송 환경에서 MIMO(Mul t ipl e-Input Mul t ipl e- Output )-0FDM(0thogonal Frequency Divi s i on Mul t iplexing)과 같은 기술을 적용하면， 부반송파 (subcarr i er ) 별 독립적인 빔을 형성할 수 있다. 따라서 디지털 빔포밍 기법은 시스템 용량 증대와 강화된 빔 이득을 기반으로 단일 사용자의 최대 전송률을 극대화 할 수 있다.

[9] 이와 같은 장단점에 따라서， 현재의 3G/4G시스템에서는 디지털 빔포망 기반

MIM0기술이 도입되었다.

【발명의 상세한 설명】

[기술적 과제】

[10] 상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 프리코더 결정 방법 및 이를 위한 장치를 제안하고자 한다.

【기술적 해결방법】

[11] 본 발명의 일 양상인 하이브리드 범포밍이 적용된 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 채널 품질 정보를 보고하는 방법은, 상기 하이브리드 빔포밍 중 제 1 빔포밍을 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계; 상기 기지국으로부터 상기 제 1 빔포밍이 적용된 참조 신호를 수신하여 , 제 2 빔포밍을 위한 제 2 프리코더에 관한 정보를 산출하는 단계; 상기 선보상 프리코더 및 상기 제 2 프리코더가 적용되는 것으로 가정하여 , 상기 채널 품질 정보를 산출하는 단계 ; 및 상기 채널 품질 정보를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

[ 12] 한편, 본 발명의 다른 양상인 하이브리드 범포밍이 적용된 무선 통신 시스템에서의 단말은， 기지국과 신호를 송수신하기 위한 무선 통신 모들; 및 상기 신호를 처리하기 위한 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 상기 하이브리드 빔포밍 중 제 1 빔포밍을 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하고, 상기 거 1 1 범포밍이 적용된 참조 신호를 이용하여 제 2 빔포밍을 위한 제 2 프리코더에 관한 정보를 산출하며， 상기 선보상 프리코더 및 상기 제 2 프리코더가 적용되는 것으로 가정하여 산출된 채널 품질 정보를 상기 기지국으로 보고하도록 상기 무선 통신 모들을 제어하는 것을 특징으로 한다.

[ 13] 바람직하게는， 상기 단말은 빔 스캐닝 과정을 통하여 제 1 빔포밍에 대웅하는 빔 인텍스를 검출할 수 있고， 이 경우 상기 제 1 프리코더에 관한 정보는 상기 검출된 범 인덱스에 대웅한다. 또는 상기 기지국으로부터 상기 제 1 프리코더에 관한 정보를 수신할 수도 있다.

[ 14] 보다 바람직하게는， 상기 제 1 빔포밍은 아날로그 범포밍이고， 상기 제 2 범포밍은 디지털 빔포밍일 수 있다. 이 경우 상기 선보상 프리코더는 상기 제 1 프리코더가 적용된 신호의 조준 방향 (bores i ght )을 0도로 조정하고, 상기 제 2 프리코더는 0도의 조준 방향을 기준으로 최종 조준 방향을 향하여 상기 신호가 송신되도록 구성되는 것을 특징으로 한다.

【유리한 효과】

[ 15] 본 발명의 실시예에 따르면 하이브리드 범포밍 기법을 이용하여 무선 채널 상황에 최적화된 프리코더， 즉 프리코딩 행렬 인덱스를 결정하여 보고할 수 있다.

[ 16] 본. 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【도면의 간단한 설명】

[ 17] 도 1은 종래의 아날로그 범포밍 기법을 예시하는 도면이다. [ 18] 도 2는 종래의 디지털 범포밍 기법을 예시하는 도면이다.

[19] 3은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도이다.

[20] 도 4는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

[21] 5는 하이브리드 범포밍을 수행하는 송신단의 구조를 도시한다.

[22] 도 6은 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다.

[23] tr 7은 빔 경계 백터와 빔 조정 백터의 빔 패턴을 도시한다.

[24] r: 8은 아날로그 빔 천이에 따른 최종 안테나 어레이 웅답 백터의 빔 패턴을 도시한다.

[25] tr 9는 하이브리드 빔포밍 과정 중 아날로그 빔포밍에 대한 선보상을 설명하 도면이다.

[26] 도 10은 아날로그 빔포밍에 대한 선보상이 적용된 최종적인 하이브리드 범을 도시한다.

[27] 도 11은 고정된 아날로그 빔포밍 각을 기준으로 미세 조절 (f ine-tuning) 디지털 빔포밍이 수행됨에 따른 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터를 도시한다.

[28] 도 12는 기존 디지털 PMI와 본 발명의 디지털 PMI의 구성 차이를 비교하는 도면이다.

[29] 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다. 【발명의 실시를 위한 형태】

[30] 이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

[31] 우선， MIM0 시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Mul t iple-Input Mul t iple- Output )는 복수개의 송신 안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉， 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIM0를 다중 안테나라 지칭할 수 있다.

[32] 다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각 ( fragment )을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나， 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지 (coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한， 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면ᅳ 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

[33] 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도가 도 3에 도시되어 있다 [34] 송신단에는 송신 안테나가 Ν_τ개 설치되어 있고， 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서 , 전송 레이트가 향상되고， 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R₀라고 한다면， 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는， 이론적으로, 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 Ν_τ와 N_R 중 작은 값이다.

[35] 【수학식 1】

Ri 二 πήγ시 N_R ^{^})

[36] ^{1 Γ} ' ^{R J}

[37] 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는， 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.ᅳ 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후， 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

[38] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

[39] 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 Ν_τ개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면， Ν_τ개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ν_τ개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 백터로 나타낼 수 있다.

S

[42] 한편 각각의 전송 정보 ^τ 에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 쯰시라 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.

[45] 또한， ^S 를 전송 전력의 대각행렬 ^⁵를 이용하여 나타내면 하기의 수학식

4와 같 ^:

[46] 【수학식 4】

[48] 한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 ^s에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 Ν_τ 개의 송신신호 (transmi tted s ignal ) ，^²，^'ᅳ 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

V

백터 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 ^ζ·번째 송신 안테나와 번째 정보 간의 가증치를 의미한다. W는 가중치 행렬 (Weight Matr ix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matr ix)이라고 불린다.

[49] 【수학식 5】

[51] 일반적으로, 채널 행렬의 탱크의 물리적인 의미는， 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 (row) 또는 열 (colu瞧)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로， 행렬의 탱크는 행 (row) 또는 열 (column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면， 채널 행렬 H의 탱크 (rank(H) )는 수학식 6과 같이 제한된다.

[52] 【수학식 6】 r k(H)≤ min( V_r , Ν

[53]

[54] 또한， 다증 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림 (Stream) ' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer) ' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 탱크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서， 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

[55] 【수학식 7】

# of streams≤ rank(n)≤ min(A^_r , N _R )

[57] 여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편， 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.

[58] 한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대웅시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 흔합 (하이브리드)된 형태도 가능하다.

[59] 다음으로， 송수신 안테나가 크게 증가하는 매시브 (Mass ive) MIM0 환경을 설명한다. 일반적으로 샐를러 통신에서는 MIM0 환경에 적용되는 최대 송수신 안테나를 8개로 가정한다. 그러나, 매시브 MIM0로 진화하면서 안테나의 개수는 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다.

[60] 매시브 MIM0 환경에서 디지털 빔포밍 기술을 적용한다면， 송신단의 디지털 신호 처리를 위한 수백 개의 안테나 에 대한 신호 처리를 베이스밴드 프로세스를 통해 수행되어야 하므로 신호 처리 복잡도가 매우 커지고， 안테나 수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현 복잡도가 매우 커진다. 또한， 모든 안테나에 대해 독립적인 채널 추정이 필요하고， FDD(Frequency Divi s ion Duplex) 시스템의 경우 모든 안테나로 구성된 거대한 MIM0채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로， 파일럿 및 피드백 오버헤드가 매우 커진다. 반면, 매시브 MIM0 환경에서 아날로그 빔포밍 기술을 적용한다면, 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고, 자원 할당의 유연성이 떨어진다ᅳ 특히, 광대역 전송 시 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다ᅳ [61] 따라서 매시브 MIM0 환경에서는 아날로그 범포밍과 디지털 빔포밍 기법 중 한 개만을 배타적으로 선택하는 것이 아닌， 아날로그 빔포밍과 디지털 범포밍 구조가 결합된 하이브리드 형태의 송신단 구성 방식이 필요하다.

[62] 아래 표 1은 아날로그 빔포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법의 성능 이득과 복잡도 관계를 나타낸다. 이를 이용하여, 송신단의 하드웨어 구현 복잡도를 낮추고 매시브 안테나를 이용한 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있는 하이브리드 타입의 송신단 구조 설계가 필요하게 된다.

[63] 【표 1】

[64] 이하， 하이브리드 빔포밍에 관하여 보다 구체적으로 설명한다.

[65] 하이브리드 범포밍은 매시브 MIM0 환경에서 하드웨어 복잡도를 낮추면서 아날로그 범포밍 특성과 디지털 범포밍 기법의 장점을 취할 수 있는 송신단을 구성함에 목적이 있다. 도 4는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.

[66] 도 4를 참조하면 하이브리드 범포밍은 아날로그 범포밍 기법을 이용해 대략적 (coarse) 빔포밍을 수행하고 디지털 빔포밍을 이용해서 다중 스트림 혹은 다중 사용자 전송을 수행하는 구조이다. 결국 하이브리드 빔포밍은 송신단의 구현 복잡도 또는 하드웨어 복잡도를 낮추기 위해서 아날로그 범포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법을 동시에 취하는 구조를 갖게 된다. 기본적으로 하이브리드 범포밍이 갖는 기술적 이슈는 아래와 같다.

[67] - 아날로그와 디지털 범포밍을 동시에 고려한 최적화에는 아래와 같은 어려움이 따른다. 기본적으로 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자별 독립적인 빔포밍 기법 적용이 가능하지만, 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 공통적인 빔포밍 기법을 적용해야 하는 한계점을 가지고 있다. 따라서, 이러한 한계점은 지원 탱크 수， 빔 제어 유연성， 범포밍 분해능의 최적화 제약을 유발한다. [68] - 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍 기법은 동시에 모든 단말 방향으로의 다수 빔포밍이 불가능하다. 따라서, 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 상 /하향 제어 채널, 참조 신호, 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제점이 있다.

[69] - 아날로그 /디지털 빔에 대한 추정을 수행할 경우， 디지털 빔은 기존의 직교 파일럿 할당 방식을 그대로 이용할 수 있지만， 아날로그 범은 범 후보 (candi date) 수만큼의 소정의 시간 간격 ( t ime-durat ion)이 요구된다. 이것은 아날로그 빔 추정에 소요되는 시간 지연이 큼을 의미하고, 또한 디지털 빔과 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증감함을 의미한다.

[70] - 마지막으로, 디지털 빔포밍 기법이 다중 사용자 /스트림올 위한 빔포밍이 자유로운 반면， 아날로그 범포밍 기법은 전체 전송 대역에 대해 동일한 빔포밍을 수행하여 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔포밍이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA (예: 0FDMA) 지원이 어렵기 때문에， 주파수 자원 효율의 최적화가 어려울 수 있다.

[71] 위의 기술 이슈 중 본 발명에서는 하이브리드 범포밍을 위한 아날로그 /디지털 빔 추정 복잡도 방안에 대한 해결 방안을 제시함에 그 목적이 있다.

[72] 도 5는 하이브리드 범포밍을 수행하는 송신단의 구조를 도시한다. 특히， 도

5의 하이브리드 빔포밍을 수행하는 송신단은 RF 체인 별로 개만의 독립적인 안테나를 구비하는 것으로 가정한다 .

[73] 이와 같은 경우, 전체 안테나 수와 RF 체인별 안테나 수 사이에는

N, = N x N^의 관계가 성립한다. 최종적으로 각 RF 체인 별로 위상 천이기 및 전력 증폭기를 통과한 신호가 독립적으로 송신 안테나로 보내지므로 아래 수학식 8과 같은 형태의 시스템 모델 가정이 가능하다.

[74] 【수학식 8】

[76] 상기 수학식 8에서， ^y 는 인텍스 ^k 인 부반송파에서 수신 신호 백터 ( xi )를 의미하고， ^H4 는 인덱스 * 인 부반송파에서 w_rxw, 채널 행렬을 의미한다. 또한 _1¾,， F^rf는 전체 부반송파에서 N세 크기인 ^ 프리코더를 의미하고， 특히， F 프리코더는 전체 부반송파에 대하여 동일하게 적용된다. 나아가， ^FBB는 인덱스 *인 부반송파에서 ^N^ ^{x N}s 크기의 베이스밴드 프리코더를 의미하고, 특히， 베이스밴드 프리코더는 부반송파 별로 변경 가능하다. 추가적으로， ^s*는 인덱스 k 인 부반송파에서 송신 신호 백터 ( ^^χΐ )를， ^는 인덱스 *인 부반송파에서 잡음 신호 백터 ( ^xl)를 의미한다.

[77] 또한, 부반송파 인덱스 k는 0부터 ᅳ 1의 값을 갖는다. 여기서， ^NFFT는 FFT (Fast Fourier Transform) 사이즈로서, 전체 부반송파 개수를 의미한다. 또한,

RF

RF τ 전체 RF 체인의 개수를 지시하고， ^N,는 송신단 전체 안테나 수를， ^Ν' RF 체인 별로 구비된 송신 안테나 수를 의미한다. 마지막으로， ^은 수신단 전체 안테나 수를 지시하고， ^는 송신 데이터 스트림 수를 지시한다.

[78] 한편， 상기 수학식 8을 부반송파 k에 대해서 전개하면 아래 수학식 9와 같다.

[79] 【수학식 9】 2 ··^{■ v}l

ᅳ x^m (1)

^■-

[80] 니

체인 이후 위상 천이기와 전력 증폭기에

아날로그 빔포밍의 등가 프리코딩 행렬 '.Ν

F RF )는 아래 수학식 10과 같다.

[82] 【수학식 10】

[83]

[84] 또한， RF 프리코더 F^rf의 RF 체인 별 가중치는 아래 수학식 11과 같다.

[85] 【수학식 111 [86] L '

[87] 이하, ULA Jni form l inear array) 안테나를 위한 하이브리드 빔포밍의 빔 방사 패턴에 관하여 살펴본다. ULA 안테나의 어레이 웅답 백터 (array response vector )는 아래 수학식 12와 같다.

[90] 수학식 12에서 는 파장 (wave-length)을， d는 안테나간 거리를 나타낸다. 하이브리드 범포머의 안테나 방사 패턴을 나타내기 위해 편의 상 RF 체인의 수는 4이고， 각 RF 체인별 아날로그 안테나 수는 4로 가정한다.

[91] 도 6은 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다. 특히 , 도 6에서 총 송신 안테나 수는 16이고， = λΐ ι 이 된다. 아날로그 단자의 위상 천이기와 전력 증폭기를 빔포밍 가중치， 즉 프리코더로 표현할 수 있으며， 이는 아래 수학식 13과 같다.

[94] 이때 디지털 빔포밍 단에서 적용할 임의의 탱크 1인 가중치 백터를 아래 수학식 14와 같이 정의한다.

[95] 【수학식 14】

[97] 조준 방향 ( e = ^0° )에서 수학식 13의 디지털 범포밍이 적용된 전체 안테나 어레이 웅답 백터 (antenna array response vector )는 수학식 15와 같이 표현할 수 있다. 이때 안테나 간 거리 ^는 ^{/ 2}로 가정한다. [98] 【수학식 15】

(exp(yVr4 x sin(^)) + exp(yVr5 x sin(^))+ exp(y>r6 x sin(^))+exp(y 7 x sin(^)))x v₂ + (exp(yVr8 x sin(6'))+ exp(yVr9 x sin(i9)) + exp(yrl0 sin(i9))+exp(yVrl 1 x sin(6*)))x v₃ +

[99] (exp(y 12 sin(^))+exp(7 13xsin((9))+exp(y 14 sin(6'))+exp(y .

[100] 이때 아날로그 빔포밍 가중치를 아래 수학식 16과 같이 설정할 수 있다. 이것은 아날로그 범포밍을 통한 조준 방향 (bores ight) 설정을 위해서 일반적으로 적용하는 아날로그 빔포밍 가중치 설정 방법이다.

[101] 【수학식 16】

[104] 상기 수학식 16일 이용하여 상기 수학식 15를 정리하면， 아래 수학식 17과 같은 결과를 도출할 수 있다.

[105] 【수학식 17】

[106]

v₄)

[107] 이 때， 상기 수학식 17을 정리하면， 아래 수학식 18과 같이 표현할 수 있다.

[108] 【수학식 18】

^Ά(Θ) =(l + exp(y r[sin(6')- sin((i)]) +... + exp(/r(V严 - 1). [sin(6')-sin((zi)]))x

(v, + exp(y - {lV_t ^RF )· [sin^)- sin(^)])- v₂ +… +exp(y ' [V严 - (N_RF - 1)]- [sin^)- sin(^)])- )

^X Σ'小∑^SX∑

[109]

[110] 여기에서 小는 아날로그 범포밍을 결정하는 각도 (degree)를 의미한다. 예를 어 = ³O°or ⁶로 설정하면， 빔 이득은 = ³0°or r/⁶에서 빔 이득이 최대가 되는 빔포밍 방향이 설정된다. 또한， 수학식 18에서 여기서 범 경계 백터 s는 전체 유효 범위를 결정하게 된다. 또한 디지털 빔포밍의 범위도 해당 영역에 제한된다. 또한， t는 빔 이득 /조정 백터를 의미한다.

[111] 도 7은 빔 경계 백터와 빔 조정 백터의 빔 패턴을 도시한다. 특히, 도 7은 N,

=4인 것으로 가정하며 , 빔 경계 백터의 빔 패턴은 굵은 선으로， 범 조정 백터의 범 패턴은 얇은 선으로 표시하였다. 도 8은 아날로그 범 천이에 따른 최종 안테나 어레이 웅답 백터의 빔 패턴을 도시한다. 마찬가지로, N'

₌ ⁴인 것으로 가정한 것으로， 디지털 빔포밍을 결정하는 모든

_Vl =h v₂ v₃ ^ 을 적용한 누적 빔 패턴 결과를 표시하였다. 도 7 및 도 8을 참조하면， 유효 빔의 범위가 빔 경계 백터 s 에 제약됨을 알 수 있다.

[112] 이하, 하이브리드 범포밍 (Hybrid beamforming)을 위한 디지털 프리코더 설계 원리에 관하여 설명한다.

[113] 하이브리드 빔포밍을 위해서는 디지털 빔 계수 (coefficient)를 아날로그 빔 선보상 부분과 세밀 제어 (fine-tuning) 부분으로 나누어 설계한다. 이때 디지털 코드북은 통-텀 (long-term) 주기로 업데이트되는 아날로그 빔포밍을 고려하여 최종 디지털 코드북이 설계된다. 즉， 아날로그 빔 각도에 관계 없이 동일한 설계 규칙을 유지할 수 있다.

[114] 도 9는 하이브리드 빔포밍 과정 중 아날로그 빔포밍에 대한 선보상을 설명하는 도면이다. 도 9를 참조하면， 아날로그 빔포밍의 설정 값 Φ을 디지털 빔포밍에서 선보상을 통해서 제거함으로써 정확한 빔포밍이 가능하다. 따라서 기지국은 아날로그 빔 가중치에 대한 반전 위상을 이용하여 디지털 빔포밍에서 아날로그 빔의 선보상을 위한 계수를 결정한다. 아날로그 빔에 대한 선보상 계수는 도 9와 같이 아날로그 범포밍 각에 관계 없이 디지털 빔의 방향올 0도의 조준 방향으로 변경한다.

[115] 도 10은 아날로그 빔포밍에 대한 선보상이 적용된 최종적인 하이브리드 빔을 도시한다. 디지털 빔포밍 계수의 최종 빔 설정 값은， 아날로그 빔포밍 설정 값에 관계 없이 ^0° 기준으로 최종 빔의 방향을 기준으로 가중치 값을 설정한다. 이는 디지털 범포밍 계수가 두 가지 빔포밍 계수의 조합으로 이루어지기 때문이다. 즉， 도 ₁₀과 같이 아날로그 범 선보상은 결국 빔이 0° 방향으로 범을 조정하는 것을 의미한다. 따라서, 최종 목표 설정은 결국 ^0°를 기준으로 다시 재계산되어야 한다ᅳ 따라서 , ^ + ^방향으로 최종 빔의 방향이 설정된다.

[116] 상술한 내용을 바탕으로， 하이브리드 빔포밍을 위한 디지털 프로코더 설계 원리를 이용하여 실제 디지털 범포밍 계수를 설계하면 아래의 수학식 18와 같이 나타낼 수 있다.

[117] 【수학식 18】

1 1

jr "'l-(sin((i)-sin((i ； ^-l-sin^) 小 sin

[118] Θ： Hadamard product

[119] 여기서， ⁼¹⁶'W严 ⁴^ ^⁴환경에서 아날로그 빔포밍을 통해서 전체 빔을 =^30° 회전시키고， 디지털 빔포밍으로 추가적으로 ^ ^{= 5°} 회전함으로써 최종 빔 방향을 ^35°로 설정한다면, 디지털 빔포밍 계수는 아래 수학식 19와 같다.

[120] 【수학식 19】

V

[121]

[122] 상기 수학식 19를 반영한 최종 안테나 어레이 웅답 백터는 아래 수학식 20과 같다.

[123] 【수학식 20】 ^a(g) =(l + exp(yVr[sin(^)-sin(¾i)]) + exp(yr2[sin(^)-sin(^)])+ exp(y^3[sin(^)- sin(^)]))x

[124]

[125] 상기 수학식 20에서， ⁽* = ^30° 일 경우, ^ ^{= +5°} 를 적용하여 최종 범포밍 회전각을 ³⁵⁰로 설정한 경우에는， 최종 안테나 어레이 웅답 백터는 아래 수학식 21과 같다.

[126] [수학식 21】

a(^) =(1 + exp( r[sin ( -sin(30^o)])+exp(^';r2[sin( -sin(^^^{^}

[127] (1 +exp( ^4[sin ( -sin(35⁰)])+exp(y 8[sin( -sin⁽³5^o)^^

[128] 도 11은 고정된 아날로그 빔포밍 각을 기준으로 미세 조절 (fine-tuning) 디지털 빔포밍이 수행됨에 따른 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터를 도시한다. 구체적으로, 도 11은 = ^30° 을 기준으로 =0_'±5^° _'±10^°'±15^° 에 대해서 디지털 빔포밍이 수행됨에 따른 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터를 도시한다. 도 11에 나타나듯이 아날로그 범포밍에 대한 선보상을 통해서 하이브리드 빔이 5도 단위로 정확하게 제어되는 것을 확인할 수 있다.

[129] 추가적으로, 상술한 하이브리드 범포밍의 코드북 생성 원리를 기반으로 하는 단말의 PMI 생성 및 피드백 방법에 관하여 논의되고 있으며， 그 구체적인 예는 아래 Approach 1) 내지 Approach 4)와 같다.

[130] Approach 1) 첫 번째로， 단말이 범 스캐닝 단계에서 도출한 아날로그 빔 정보를 이용하여 아날로그 빔 기반 코드북을 생성하는 것을 고려할 수 있다.

[131] 우선, 코드북을 아래 수학식 22와 같이 분리하여 정의한다. 수학식 22에서, 최종 코드북 P는 범 ID 피드백을 통해서 결정되는 코드북 X와 아날로그 범 종속적

(analog-beam dependent ) 디지털 코드북 P'의 Hadamard product 형태로 주어진다.

[132] 【수학식 22】 Ρ = Χ Θ Ρ

[134] 수학식 22를 참조하면, 기존의 디지털 코드북 또는 PMI 도출에는 반영하지 않았던, 아날로그 범 선 보상을 위한 코드북 X 가 정의된 것을 알 수 있다. 구체적으로 아날로그 빔 선 보상을 위한 코드북 X는 수학식 23과 같이 생성되며， 최종적으로 코드북을 생성하기 위해서는 값을 단말이 인지하고 있어야 한다.

[135] 【수학식 23】

[137] 값을 결정함에 있어 하향 범 스캐닝 단계에서 선택한 빔 ID에 상응하는 방위각 ^를 이용하여 아날로그 범 선 보상 코드북 X를 설정한다. 즉， 단말은 빔 스캐닝 단계에서 선택한 빔 ID를 피드백하면서 코드북 X 생성에 필요한 ^값을 결정하게 된다. 이때 일반적으로 아날로그 범과 방위각 ^는 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같이 1대 1 개별적 설정이 가능하지만， 아날로그 빔 일부가 중첩될 경우， 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.과 같이 특정 아날로그 빔 인덱스에 셋에 대한 단일 방위각 설정도 가능하다.

[138] 【표 2】

3 30°

4 45°

5 60°

6 75°

[ 139] 【표 I]

[ 140] Approach 2) 두 번째로， 단말이 기지국의 시그널링을 통해서 획득한 아날로그 빔 정보를 이용하여 아날로그 빔 기반 코드북을 생성하는 것을 고려한다.

[ 141] 구체적으로， 단말이 코드북 X 를 생성함에 있어 방위각 Φ 을 기지국이 결정하여 단말에게 지시한다. 즉， 제 1 실시예에서는 단말의 빔 스캐닝과 동시에 피드백 아날로그 빔 ID 인덱스를 기반으로 ^을 단말이 직접적으로 결정하지만， 제 2 실시예에서는 기지국이 단말로부터 피드백 받은 빔 ID 정보를 이용하거나， 독립적으로 을 결정하고 단말에게 해당 정보를 전송하게 된다. 이때 각 단말별로 서로 설정되는 방위각 ^가 다를 수 있기 때문에 크게 아래와 같은 두 가지 방법을 이용하여 방위각 정보를 전송할 수 있다.

[ 142] ( 1) 우선， 공통 제어 채널을 이용하여 샐 내 단말들에게 해당 정보를 전달하는 것을 고려할 수 있다. 즉， 기지국이 셀내 단말들에게 방위각 ^를 각각 할당함에 있어 공통 제어 채널을 이용한다.

[ 143] 예를 들어， PUCCH의 TPC transmi t power control )는 PDCCH의 공통 제어 채널 중 DCI 포맷 3/3A을 이용하여 전송된다. 이때 단말은 DCI 포맷 3의 전력 제어 정보 중 어느 정보를 읽어야 하는가는 RRC 설정 중 TPC-PDCCH-Conf ig informat ion element에 미리 정의되어 있다.

[144] RRC 설정의 TPC-Conf ig informat ion element는 아래 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같이 구성되어 있다.

[145] 【표 4】

ASN1START 1

i

!,TPC-PDCCH-Conf ig : = CHOICE { j

• release

■ NULL, 1 j

setup SEQUENCE {

； tpc-RNTI , BIT STRING (SIZE ( 16)) ,

j

i tpc- Index TPC- Index

} - i

^■ J

i 1

1 TPC- Index : = CHOICE { ^'

index0fFormat3 INTEGER ( 1. .15) , ；

indexOf Format 3A INTEGER (1. .31) ,

-- ASN1ST0P

[146] 상기 표 4에서， TPOIndex의 index0fFormat3 또는 index0fFormat3A가 자신이 읽어야 하는 위치를 의미한다. 예를 들어， UEᅳ A가 아래 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같은 공통 전력 제어 정보를 받았다고 가정한다. 이 경우, RRC 설정의 index0fFormat3=l이라면 첫번째 TPC command number 1이 UE_A의 전력 제어 정보가 되게 된다.

[147] 【표 5】

TPC command number 3 2

- · ·

TPC command number N 2 The size of N is dependent on the

pay load size of DC I format 0 for the system BW

[148] 하이브리드 빔포밍에서도 동일한 원리를 활용할 수 있다. 우선 ^의 양자화 레벨 (Quant izat ion _. level)을 정한다. 예를 들어， 0^°≤ ≤1⁸0° 를 ^ 레벨로 구분한다면 각 단말 별로 ^ 를 지칭하려면 ^NL ^s 필요하고， 셀내 전체 사용자가 라면 방송 (Broadcasting)되는 정보의 총 양은 ^4χΛ^_£이 된다 따라서 , 공통 제어 채널의 전체 정보 구성은 아래 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.과 같이 설정할 수 있다. 단 해당 방법을 이용하기 위해서는 각 단말 F의 RRC 시그널링을 통해서 단말 별로 읽어야 하는 필드의 인덱스 위치를 미리 알려 주어야 한다.

[149] 【표 6】

[150] (2) 또는， 전용 제어 채널을 이용하여， 셀 내 단말들에게 해당 정보를 전달하는 것도 고려할 수 있다. 이러한 방법에서는， 공통 제어 채널을 이용하지 않기 때문에 방위각 정보를 취득하기 위해 우선적으로 이루어져야 하는 상위 계 시그널링， 즉 RRC 시그널링이 필요 없다. 따라서， 개별 제어 채널들을 이용하기 때문에 기존 제어 채널에 방위각 필드를 추가하거나 (즉， 기존 DCI 포맷에 해당 필드 추가하거나)， 새로운 새로운 DCI 포맷 추가할 수 있다. 방위각 정보의 크기는 의 양자화 레벨 (Quant i zat ion level )에 따라 다르게 정의할 수 있다.

[151] Approach 3) 세 번째로, 단말은 아날로그 빔 기반 코드북과 기존 디지털 코드북을 분리하여 디지털 코드북만 P'으로 피드백 코드북을 정의하고， 도출된 PMI 셋을 기지국에 피드백하는 것도 고려할 수 있다. 이 경우， 최종 코드북 P 는 기지국에서 합성하게 된다.

[152] 우선 제안된 하이브리드 범포밍 코드북은 수학식 22와 같이 빔 ID 피드백을 통해서 결정되는 코드북 X와 아날로그 빔 종속적 디지털 코드북 P'의 Hadamard product 형태로 주어진다. 여기서 P'는 아래 수학식 24와 같이 방위각 ^와 ^에 의해 정의되며, 방위각 ^는 아날로그 범 스캐닝 단계에서 결정되는 값이다. 나머지 ！ Λ 는 디지털 빔포밍을 통해 목적하는 세밀 조절 ( f i ne Uming)^ 레졸루션 (resolut ion)에 따라 정의된다.

[153] 【수학식 24】

)

[154]

[155] 도 12는 기존 디지털 PMI와 본 발명의 디지털 PMI의 구성 차이를 비교하는 도면이다. 기존 코드북은 determinist ic하게 미리 정의되어 있지만, 제안하는 코드북은 아날로그 범 스캐닝을 통해 획득한 선호 빔 인덱스 (Preferred beam index)을 통해서 결정된다. 여기에서 피드백 코드북의 전체 구조는 수학식 25와 같이 구성한 후， 해당 코드북에서 적합한 PMI를 도출해서 기지국에 피드백한다. 전체 코드북 행렬 P' 의 사이즈 N RF N RF 송신단의 디지털 포트 수 또는 RF 체인 (chain) 수이며， L은 최대 전송 레이어의 개수이다.

[ 156] 【수학식 25】

[158] 즉, 단말은 아날로그 빔 인텍스에 의해 결정되는 코드북 X와 분리하여 아날로그 빔 종속적 디지털 코드북 P' 에 대해서만 피드백 코드북올 구성하고 선택한 코드북 정보를 기지국에 피드백하게 된다. 마지막으로 기지국은 단말로부터 피드백받은 코드북 P' 정보와 아날로그 범 ID를 이용하여 최종 코드북 P를 합성하게 된다.

[159] Approach 4) 마지막으로, 단말이 아날로그 범 기반 코드북과 기존 디지털 코드북을 결합하여 피드백 코드북을 정의하고， 도출된 PMI 셋을 기지국에 피드백하는 것을 고려할 수 있다. 이 경우, 최종 코드북 P는 단말이 합성하고 해당 정보를 기지국에 피드백하게 된다.

[160] 구체적으로， 단말이 빔 ID 피드백을 통해서 결정되는 코드북 X와 아날로그 빔 종속적 디지털 코드북 P'을 결합한 최종 코드북을 Ρ = Χ ® Ρ' 를 최종 코드북 또는 피드백 코드북으로 정의한다. 즉， 단말은 빔 스캐닝을 통해 결정되는 아날로그 범 ID를 직접적으로 반영하여 최종 코드북을 생성하게 된다.

[161] 다음으로 단말은 아날로그 범에 의한 방위각 ^에 따라 아래 수학식 26와 같이 코드북 P를 구성하고, 선택한 PMI를 기지국에 피드백한다.

[162]

[164] 상기 수학식 26은 아래 수학식 27과 같이 간략하게 표현할 수 있다.

[165] 【수학식 27】 1 1

1 严一 (( + /₂ )) , rW/" '(siri( )一 sin(( +(i/J)

[167] 본 제안에서는 하이브리드 범포밍 의 아날로그 빔포밍 성분이 적용된 새로운

CQI 측정과 구체적인 계산 방법에 대해서 제시한다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서는 CQI를 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.과 같이 정의하고, 단말이 자신의

CQH1 해당하는 인덱스를 4 비트 정보로 피드백하게 되어 있다.

[168] 【표 7】

[169] 일반적으로 CQI는 SINR (signal-to-interference-plus-noise

통해서 정의되며， 기지국은 피드백 받은 CQI를 인덱스를 통해서 각

부여할 실제 MCS를 결정하게 된다..실제 단말의 DCI에 적용되는 MCS는

즉 인텍스 0 내지 인덱스 31로 맵핑된다.

[170] 【표 8】 CQI Modulation Bits/Symbol Es/P B N_RB MCS TBS Code Rate

_. , 1 ___ QPSK 2 138 20 .0一 536 0.101449

2 QPS 2 138 20 0 536 0.101449

3 QPSK 2 138 20 2 872 0.162319

4 QPSK 2 138 20 5 1736 0.318841

5 QPSK 2 138 20 7 2417 0.442210

.6 QPSK 2 138 20 9 3112 0.568116

7 16QA 4 138 20 12 4008 0.365217

8 16QA 4 138 20 14 5160 0.469565

9 16QAM 4 138 20 16 6200 0.563768

10 64QA 6 138 20 20 7992 0.484058

11 64QAM 6 138 20 23 9912 0.600000

12 64QAM 6 138 20 25 11448 0.692754

13 · 64QAM 6 138 20 27 12576 0.760870

14 64QAM 6 138 20 _.28__. 14688 0.888406

15 64QAM 6 138 20 28 14688 0.888406

[171] CQI 측정을 위해서는 RSRP (Received Signal Strength Index) , RSRQ (Reference Signal Received Power) , RSSI (Reference Signal Received Quality)를 이용하거나， RS (Reference signal)를 직접 이용해야 한다. 특히, 아래 표 9와 같이 현재 LTE-A표준 문서에서는 CSI-RS 기반 CQI 가 정의되어 있다.

[172] 【표 9】

For transmission mode 9 CSI reporting: (in TS36.213 subclause 7.2.3)

- CRS REs are as in non-MBSFN subframes;

- If the UE is configured for PMI/RI reporting, the UE一 specific reference signal overhead is consistent with the most recent repor ed rank if more than one CSI-RS port is configured, and is consistent with rank 1

transmission if only one CSI-RS port is configured; and PDSCH signals on antenna ports {7,.,6 + u} for U layers would result in signals equivalent to corresponding symbo , as

is a vector of symbo 1 s from the layer map ing in subclause 6.3.3.2 of

[3], P€ {1,2,4,8} is the number of CSI-RS ports configured, and if only- one CSI-RS por is configured, W{i) is 1， otherwise W{i) is the precoding matrix corresponding to the reported PMI applicable to x(i) , The corresponding PDSCH signals transmitted on antenna ports {15...14 + } would have a ratio of EPRE to CSI-RS EPRE equal to the ratio given in subclause 7.2.5.

[173] 여기서 CSI— RS 포트 ⁵'''l⁴ + P}를 통해 전송되는 PDSCH 신호， 예를 들어 각 물리 안테나에 하나의 CSI-RS 포트가 전송되는 경우 각 송신 안테나에서 전송되는 데이터 신호와 프리코더 «와 각 레이어에서의 PDSCH 전송 신호 백터 O의 관계는 수학식 28과 같다.

[175]

[176] 즉 단말은 프리코딩이 적용된 PDSCH 신호들의 CQI를 계산하기 위해서 수학식 28의 가정을 이용한다. 또한， CQI는 코드워드 별로 정의되기 때문에 표 10과 같이 코드워드 대 레이어 맵핑 규칙을 참고하여 역변환하면 된다.

[177] 【표 10】

[178] 만일 'Layer=2, codeword^' 전송이라면, 는 ²><1 백터가 되고, 코드워드 맹핑은 수학식 29와 같다.

[179] 【수학식 29】

Codeword 0 d^() = x⁽⁰⁾ (i)

r_on1 Codeword 1 :d^(i) = x^m (i)

[181] 동일한 방법으로 'Layer=2, codevvord=2' 전송이라면， ^xW는 ^4χ1백터가 되고， 코드워드 템핑은 수학식 30과 같다.

[182] 【수학식 30】 Codeword 0 \ d^ (i) = [x ^{0) ( ), x^(l) (i)

Codeword \ : d ^ (i) =

[183]

[ 184] 마지막으로 각 코도워드별 신호들을 이용하여, 자신의 CQI를 계산할 수 있다. CQI를 계산하는 방법은 앞서 언급한 다양한 방법들을 활용할 수 있다.

[185] 본 제안에서는 하이브리드 범포밍에서 가정하고 있는 아날로그 빔 보상 행렬이 기존 PMI 코드북에서 선택한 프리코더와 결합하여 적용됨을 가정한 CQI 계산 방법을 제안한다.

[186] 구체적으로， 단말은 아날로그 빔 보상 행렬 아날로그 빔 X 가 결합되어 있음을 가정한 CQI 측정을 수행한다.

[187] 다시 말해， 단말은 기존의 프리코딩 기반 CQI 측정을 위해 가정한 수학식 28에 하이브리드 빔포밍의 아날로그 범 선보상 성분이 적용된 프리코더 적용을 가정한다. 즉， 기존의 프리코더 대신에 아날로그 범 선보상 프리코더 ^χ(^ζ')가 아날로그 빔 기반 디지털 프리코더 ^ρ'(0 에 결합된 아래 수학식 ₃₁의 구조를 가정한다. 수학식 31는 기존 CQI 측정의 ^(0 = Χ(0 ® Ρ^'(0관계를 유지하게 된다.

188] 【수학식 31】

[190] 여기에서 아날로그 빔 선보상 프리코더 ^X(/) 는 아날로그 범 스캐닝 시 선택된 선호 빔 (Preferred beam) ID를 기반으로 만들어지는 프리코더로 기존 디지털 프리코더 영역에서는 존재하지 않는다.

[ 191] A) 이와 같은 경우， 단말은 아날로그 빔 스캐닝 단계에서 선호 범 ID로 아날로그 빔 선보상 프리코더 ^XW를 결정한다. 구체적으로， 빔 스캐닝 단계에서 획득한 아날로그 범의 방위각 ^를 단말이 직접적으로 이용하여 아날로그 빔 선보상 프리코더 ^를 생성하게 된다. 따라서, 아래 수학식 32와 같은 형태로 아날로그 빔 선보상 프리코더가 결정된다. 상세 적용 원리는 상기 Approach 1)를 참고할 수 있다. [ 192] 【수학식 32】

[ 194] B) 또는, 단말은 기지국의 시그널링을 통해서 얻은 아날로그 빔 정보를 이용하여 아날로그 빔 선보상 프리코더 ^x(⁰을 결정할 수도 있다. 이 경우, 단말이 CQI계산을 위한 프리코더 ^χ(0를 가정함에 있어 방위각 ^을 기지국이 결정하여 단말에게 지시한다. 즉, Α)에서는 단말의 빔 스캐닝과 동시에 피드백 아날로그 빔

ID 인덱스를 기반으로 을 단말이 직접적으로 결정하지만， B)에서는 기지국이 단말로부터 피드백 받은 범 ID 정보를 이용하거나 또는 독립적으로 ^올 결정하고 단말에게 해당 정보를 전송하게 된다. 이때 각 단말별로 서로 설정되는 방위각 ^가 다를 수 있기 때문에 크게 아래와 같은 공통 제어 채널을 이용하여 셀내 단말들에게 방위각 정보 전달하거나， Dedi cated 제어 채널을 이용하여 셀내 단말들에게 방위각 ^ 정보 전달할 수도 있다. 상세 적용 원리는 상기 Approach 2)를 참고할 수 있다.

[ 195] 상기 제안 내용은 하이브리드 빔포밍 구조를 가정하고 기술하였으나， 본 기술의 적용이 이에 국한되는 것은 아니다. 일례로 아날로그 빔포밍 단이 디지털 빔포밍 단으로 대체되는 형태에서도 본 기술이 적용될 수 있다. 즉， 안테나 서브 그룹핑 (sub-grouping)을 통한 계층적 (hi erarchi cal ) 구조를 갖는 디지털 빔포밍 구조에서도 본 기술을 적용할 수 있다.

[ 196] 상기 제안 내용은 기지국이 단말로 신호를 전송하는 하향링크 시나리오를 기준으로 기술하였으나， 이는 제한이 아니다. 본 기술은 임의의 송신기와 수신기 조합에 대하여 적용할 수 있다. 예를 들어， 단말이 기지국으로 전송하는 상향링크 전송 시나리오, 단말간 신호 전송 시나리오 혹은 기지국 간 신호 전송 시나리오에서도 적용 가능하다.

[ 197] 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

[ 198] 도 13을 참조하면， 통신 장치 ( 1300)는 프로세서 ( 1310) , 메모리 ( 1320)， RF 모들 (1330) , 디스플레이 모들 (1340) 및 사용자 인터페이스 모들 (1350)을 포함한다.

[199] 통신 장치 (1300)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모들은 생략될 수 았다. 또한， 통신 장치 (1300)는 필요한 모들을 더 포함할 수 있다. 또한, 통신 장치 (1300)에서 일부 모들은 보다 세분화된 모들로 구분될 수 있다. 프로세서 (1310)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로， 프로세서 (1310)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 12에 기재된 내용을 참조할 수 있다.

[200] 메모리 (1320)는 프로세서 (1310)에 연결되며 오퍼레이팅 시스템， 어플리케이션, 프로그램 코드， 데이터 등을 저장한다. RF 모들 ( 1330)은 프로세서 (1310)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이를 위해， RF 모들 ( 1330)은 아날로그 변환， 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행한다. 디스플레이 모들 (1340)은 프로세서 (1310)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모들 (1340)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Di splay) , LED (Light Emi tt ing Diode) , OLED Organi c Light Emi tt ing Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모들 (1350)은 프로세서 (1310)와. 연결되며 키패드， 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.

[201] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다. [202] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (f ixed stat ion) , Node B, eNode B(eNB) , 억세스 포인트 (access point ) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

[203] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어， 하드웨어, 펌웨어 ( f i ware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (ap 1 i cat ion speci f ic integrated circui ts) , DSPsCdigi tal signal processors) , DSPDs(digi tal signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAs( f ield programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

[204] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받올 수 있다.

[205] 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

【청구의 범위】

【청구항 11

하이브리드 범포밍이 적용된 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 채널 품질 정보를 보고하는 방법에 있어서，

상기 하이브리드 빔포밍 중 제 1 빔포밍올 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계 ;

상기 기지국으로부터 상기 제 1 빔포밍이 적용된 참조 신호를 수신하여， 제 2 빔포밍을 위한 제 2 프리코더에 관한 정보를 산출하는 단계;

상기 선보상 프리코더 및 상기 제 2 프리코더가 적용되는 것으로 가정하여， 상기 채널 품질 정보를 산출하는 단계 ; 및

상기 채널 품질 정보를 상기 기지국으로 보고하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는,

채널 품질 정보 보고 방법.

【청구항 2】

제 1 항에 있어서，

상기 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계는,

빔 스캐닝 과정을 통하여, 제 1 빔포밍에 대웅하는 범 인텍스를 검출하는 단계 ; 및

상기 검출된 빔 인덱스에 대웅하는 상기 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는，

채널 품질 정보 보고 방법 .

【청구항 3】

제 1 항에 있어서，

상기 제 1 빔포밍을 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하는 단계는, 상기 기지국으로부터 상기 제 1 프리코더에 관한 정보를 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는,

채널 품질 정보 보고 방법.

【청구항 4】 제 1 항에 있어서，

상기 제 1 빔포밍은 아날로그 빔포밍이고，

상기 제 2 빔포밍은 디지털 범포밍인 것을 특징으로 하는,

채널 품질 정보 보고 방법.

【청구항 5】

제 1 항에 있어서,

상기 선보상 프리코더는 상기 제 1 프리코더가 적용된 신호의 조준 방향 (boresight )을 0도로 조정하고， 상기 제 2 프리코더는 0도의 조준 방향을 기준으로 최종 조준 방향을 향하여 상기 신호가 송신되도록 구성되는 것을 특징으로 하는，

채널 품질 정보 보고 방법 .

【청구항 6】

하이브리드 빔포밍이 적용된 무선 통신 시스템에서의 단말로서，

기지국과 신호를 송수신하기 위한 무선 통신 모들; 및

상기 신호를 처리하기 위한 프로세서를 포함하고,

상기 프로세서는，

상기 하이브리드 빔포밍 중 게 1 빔포밍을 위한 제 1 프리코더에 관한 정보를 획득하고， 상기 제 1 범포밍이 적용된 참조 신호를 이용하여 제 2 빔포밍을 위한 제 2 프리코더에 관한 정보를 산출하며， 상기 선보상 프리코더 및 상기 제 2 프리코더가 적용되는 것으로 가정하여 산출된 채널 품질 정보를 상기 기지국으로 보고하도록 상기 무선 통신 모들을 제어하는 것을 특징으로 하는，

단말.

【청구항 7]

제 6 항에 있어서，

상기 프로세서는，

빔 스캐닝 과정을 통하여, 제 1 빔포밍에 대웅하는 범 인덱스를 검출하고， 상기 제 1 프리코더에 관한 정보는 상기 검출된 빔 인덱스에 대웅하는 것을 특징으로 하는， 단말.

【청구항 8】

제 6 항에 있어서，

상기 무선 통신 모들은

상기 기지국으로부터 상기 제 1 프리코더에 관한 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는，

단말.

【청구항 9】

제 6 항에 있어서，

상기 제 1 빔포밍은 아날로그 빔포밍이고，

상기 제 2 빔포밍은 디지털 빔포밍인 것을 특징으로 하는，

단말.

【청구항 10】

제 6 항에 있어서，

상기 선보상 프리코더는 상기 제 1 프리코더가 적용된 신호의 조준 방향 (bores ight )을 0도로 조정하고, 상기 제 2 프리코더는 0도의 조준 방향을 기준으로 최종 조준 방향을 향하여 상기 신호가 송신되도록 구성되는 것올 특징으로 하는，

단말.