Nothing Special   »   [go: up one dir, main page]

WO2014199591A1 - マイクロ波回路 - Google Patents

マイクロ波回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2014199591A1
WO2014199591A1 PCT/JP2014/002934 JP2014002934W WO2014199591A1 WO 2014199591 A1 WO2014199591 A1 WO 2014199591A1 JP 2014002934 W JP2014002934 W JP 2014002934W WO 2014199591 A1 WO2014199591 A1 WO 2014199591A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmission line
line
microwave circuit
line width
layer
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/002934
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
藤田　卓
亮佑 塩崎
祐一 樫野
健太郎 渡邊
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニックＩｐマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority to US14/424,811 priority Critical patent/US20150222003A1/en
Publication of WO2014199591A1 publication Critical patent/WO2014199591A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H01P5/022—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions
    • H01P5/028—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions between strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
    • H01L23/64—Impedance arrangements
    • H01L23/66—High-frequency adaptations
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L24/00—Arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies; Methods or apparatus related thereto
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/04—Fixed joints
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K1/00—Printed circuits
    • H05K1/02—Details
    • H05K1/0213—Electrical arrangements not otherwise provided for
    • H05K1/0216—Reduction of cross-talk, noise or electromagnetic interference
    • H05K1/0218—Reduction of cross-talk, noise or electromagnetic interference by printed shielding conductors, ground planes or power plane
    • H05K1/0219—Printed shielding conductors for shielding around or between signal conductors, e.g. coplanar or coaxial printed shielding conductors
    • H05K1/0222—Printed shielding conductors for shielding around or between signal conductors, e.g. coplanar or coaxial printed shielding conductors for shielding around a single via or around a group of vias, e.g. coaxial vias or vias surrounded by a grounded via fence
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K2201/00—Indexing scheme relating to printed circuits covered by H05K1/00
    • H05K2201/09—Shape and layout
    • H05K2201/09209—Shape and layout details of conductors
    • H05K2201/095—Conductive through-holes or vias
    • H05K2201/09609—Via grid, i.e. two-dimensional array of vias or holes in a single plane

Definitions

  • the present disclosure relates to a microwave circuit.
  • the present invention relates to a microwave circuit board including a microwave circuit and a microwave circuit package.
  • a transmission line surrounded by grounds is provided on both sides of a double-sided board, and the grounds are connected by vias (VIA) to reduce transmission line loss.
  • VIP vias
  • the distance between the internal coplanar line 80 and the external coplanar line 70 or the distance between the conductor via 71b and the signal line layers 69 and 79 is adjusted. Therefore, the passage loss is reduced.
  • the inner ground layer 78 is connected to the outer ground layer 68 by the conductor via 71b.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and one form of the present disclosure is a microwave that can suppress the deterioration of transmission characteristics and can be downsized even when circuits having different impedances are connected to both ends of the transmission line. Provide a circuit.
  • a microwave circuit is connected to a first transmission line, a second transmission line, the first transmission line, and the second transmission line, and the first transmission line includes: A third transmission line having a line width and a line width different from the line width of the second transmission line, the first transmission line, the second transmission line, and the third transmission line are separated by a predetermined distance. And a first ground conductor that surrounds the first ground conductor.
  • FIG. 1A is a plan view showing a structural example of the microwave circuit according to the first embodiment
  • FIG. 1B is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of the microwave circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 1C is a cross-sectional view of the microwave circuit BB ′ in the first embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view showing a structural example of a microwave circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 3 is a plan view showing an example of the structure of a microwave circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 4 is a plan view showing an example of the shape of the transmission line in the modification.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a high-frequency transmission line substrate described in Patent Document 1. As shown in FIG.
  • the matching band for matching impedance is narrow.
  • one transmission line needs to have a length of about 1.25 mm, and it is difficult to reduce the size of the microwave circuit. Further, when the transmission line becomes long, the loss in the transmission line increases.
  • the microwave circuit of the following embodiment is applied to, for example, a wireless communication circuit, a signal processing circuit, and a passive circuit that transmit a microwave (for example, 60 GHz millimeter wave) signal.
  • the microwave circuit is included in, for example, a wireless module.
  • FIGS. 1A to 1C are diagrams showing an example of the structure of the microwave circuit 1 according to the first embodiment.
  • the microwave circuit 1 of this embodiment includes a multilayer substrate 3. It includes five metal layers 3a and four dielectric layers 3b made of resin, for example, sandwiched between the metal layers 3a.
  • the multilayer substrate 3 is not limited to the above configuration, and may be any configuration including at least three metal layers and at least two dielectric layers sandwiched between them.
  • the plane parallel to the plane of the multilayer substrate 3 is the XY plane
  • the length direction of the transmission line 25 constituting the microwave circuit 1 is the X direction
  • the width direction of the transmission line 25 is the Y direction.
  • a direction perpendicular to the plane of the multilayer substrate 3, that is, a direction perpendicular to the XY plane is defined as a Z direction.
  • FIG. 1A is a plan view showing the second wiring layer 5 in the multilayer substrate 3 when viewed from above (Z-axis positive direction).
  • FIG. 1B is a cross-sectional view showing an example of a cross section of the multilayer substrate 3 when viewed from the AA line direction of FIG.
  • FIG. 1C is a cross-sectional view showing an example of a cross section of the multilayer substrate 3 when viewed from the BB line direction of FIG.
  • the five metal layers 3 a include a first wiring layer 4, a second wiring layer 5, and a third wiring layer 6 mainly used for signal line wiring, and the first GND used mainly for ground (GND).
  • the five metal layers 3a are formed from the lower side (Z-axis negative direction) from the first wiring layer 4, the first GND layer 8, the second wiring layer 5, the second GND layer 9, and the third wiring layer 3a.
  • the wiring layers 6 are arranged in this order.
  • the second wiring layer 5 is an example of a first layer
  • the first GND layer 8 and the second GND layer 9 are examples of a second layer.
  • the third wiring layer 6 is electrically connected to the second wiring layer 5 by a signal via (also simply referred to as via (VIA)) 15.
  • the second wiring layer 5 is electrically connected to the first wiring layer 4 through a signal via (also simply referred to as via (VIA)) 17.
  • the first wiring layer 4 and the third wiring layer 6 are surface layers of the multilayer substrate 3, and various electronic components are mounted on these layers.
  • a transmission line 25 extending in the X direction is formed as an example of a wiring pattern.
  • the transmission line 25 has pads 27 and 29 (electrode pads) formed at one end and the other end, respectively.
  • the transmission line 25 includes a first transmission line 25a and a second transmission line 25b extending in the X direction, and a line width step unit 32 (third transmission line).
  • the line width step portion 32 is formed at the center of the transmission line 25.
  • the line width of the line width step part 32 is wider than the line widths of the other parts (the first transmission line 25a and the second transmission line 25b).
  • the width direction of the line width is the Y direction.
  • the line width of the transmission line 25 is formed in the order of narrow ⁇ wide ⁇ narrow in the X direction.
  • the line width step unit 32 is arranged so as to be connected between the first transmission line 25a and the second transmission line 25b, and is electrically connected to the first transmission line 25a and the second transmission line 25b. Is done.
  • the pad 27 is connected to the third wiring layer 6 through the via 15.
  • the pad 29 is connected to the first wiring layer 4 through the via 17.
  • the line width of the line width step unit 32 is constant and wider than the line width of the first transmission line 25a and the line width of the second transmission line 25b.
  • the line width step part 32 is formed in a rectangle, for example.
  • a GND pattern 42 having an elliptical (track-like) peripheral edge 42 a (inner peripheral edge) is formed so as to surround the transmission line 25 with a predetermined interval.
  • the GND pattern 42 is an example of a first ground conductor.
  • the GND pattern 42 is electrically connected to the first GND layer 8 and the second GND layer 9 by a plurality of ground vias formed in the second wiring layer 5.
  • the plurality of ground vias (also simply referred to as vias (VIA)) include vias 13, 14, 18, and 19 formed at the center in the X direction of the second wiring layer 5.
  • the plurality of ground vias include vias 51 to 57 and 58 to 64 formed so as to surround the pads 27 and 29 disposed on both sides of the second wiring layer 5.
  • the vias 13, 14, 18, and 19 are, as shown by the one-dot chain line in FIG. 1 (A), on or near the extension lines m1 and n1 at both ends along the width direction (Y direction) of the line width step portion 32. And it arrange
  • FIG. When the four vias 13, 14, 18, and 19 are arranged in the vicinity of the peripheral edge portion 42a of the GND pattern 42, the interval between the via 13 and the via 14 and the interval between the via 18 and the via 19 are, for example, microwaves. It is set to 1/8 of the wavelength on the substrate of (carrier wave).
  • ground vias may be arranged near the extension line.
  • a ground via may be arranged between the via 13 and the via 14 and between the via 18 and the via 19.
  • the ground via may be disposed on the position connecting the via centers between the via 13 and the via 14 and between the via 18 and the via 19 or on the side opposite to the peripheral edge 42a side.
  • the seven vias 51 to 57 are arranged so as to surround the pad 29 and in the vicinity of the peripheral edge portion 42a of the GND pattern 42.
  • the seven vias 58 to 64 are disposed so as to surround the pad 27 and in the vicinity of the peripheral edge portion 42 a of the GND pattern 42.
  • each via 51 to 64 is arranged in the vicinity of the peripheral edge portion 42a of the GND pattern 42, the interval between the vias is different from the case of the four vias 13 to 19 described above, for example, at the minimum interval in manufacturing the substrate. Is set. For example, each via is arranged at a distance corresponding to twice the via diameter.
  • the vias 13, 14, 18, 19, 51 to 64 are preferably arranged as close to the peripheral edge 42a as possible. In this case, the radiation of microwaves from the line width step unit 32 to the outside is further reduced, and the power loss can be suppressed.
  • the first GND layer 8 and the second GND layer 9 are connected between the via 51 and the via 19, between the via 64 and the via 18, between the via 57 and the via 14, and between the via 58 and the via 13. Vias may not be provided.
  • the line width of the line width step part 32 is defined as a width a.
  • the line width of other parts is defined as a width b.
  • the width a and the width b are different. As a result, one resonance point is generated in the signal transmitted through the transmission line 25. This resonance frequency is a frequency based on the width a.
  • the distance between the line width step portion 32 and the GND pattern 42 is a distance c.
  • a distance between the other part and the GND pattern 42 is a distance d.
  • the distance c and the distance d are different. As a result, one resonance point is generated in the signal transmitted through the transmission line 25. This resonance frequency is a frequency based on the distance c.
  • the distance between the line width step portion 32 and the via 13, 14, 18, or 19 is defined as a distance e.
  • the distance between the other part and any of the vias 51 to 57 or any of the vias 58 to 64 is defined as a distance f.
  • This resonance frequency is a frequency based on the distance e.
  • the impedance is adjusted by appropriately adjusting the widths a and b and the distances c to f.
  • FIG. 1A since three resonance points are generated and there are three resonance frequencies, a broadband matching circuit can be realized.
  • a broadband matching circuit having a carrier frequency band of 60 GHz and a frequency bandwidth of 3 GHz or more and a bandwidth exceeding 5% is realized.
  • the transmission line length L reaches about one wavelength ( ⁇ ), and the transmission line L It is difficult to shorten the length.
  • the capacitance changes at the line width change point of the transmission line 25, that is, at the boundary between the first transmission line 25 a or the second transmission line 25 b and the line width step part 32.
  • the wavelength of the signal transmitted through the transmission line 25 is shortened.
  • the amount of phase rotation in the transmission line between the vias 15 and 17 becomes larger than in the case where the wavelength is not shortened, and the physical length is shortened with respect to the same electrical length. Therefore, the length between the vias 15 and 17 corresponding to the length of the transmission line 25 can be shortened to less than 1 ⁇ 4 wavelength ( ⁇ ). Therefore, the microwave circuit 1 can be reduced in size.
  • the ground is within a predetermined distance from a straight line (for example, the extension lines m ⁇ b> 1 and n ⁇ b> 1) along the line width changing point of the transmission line 25 (the end along the Y direction of the line width step portion 32). Vias are placed. That is, the position where the ground via is provided is adjusted according to the shape of the transmission line 25. The amount of radio waves emitted from the line width change point of the transmission line 25 is larger than the amount of radio waves emitted from other positions.
  • the ground via By arranging the ground via on the straight line or in the vicinity of the straight line, the leakage current from the line width step portion 32 and the ground via can be electromagnetically coupled. As a result, deterioration of transmission characteristics can be suppressed. Moreover, the deterioration of transmission characteristics can also be suppressed by surrounding the transmission line 25 with a plurality of ground vias.
  • the transmission line 25 and the GND pattern 42 are easily electromagnetically coupled. Thereby, the leakage current from the line width step part 32 and the GND pattern 42 can be electromagnetically coupled, and deterioration of transmission characteristics can be suppressed.
  • the impedance can be matched to a desired value. Therefore, a plurality of resonance frequencies of signals transmitted through the transmission line 25 can be generated as desired, so that a desired band can be designed and the microwave circuit 1 can be widened.
  • the microwave circuit 1 it is possible to widen the band, to suppress the deterioration of the transmission characteristics, and to reduce the size.
  • the line width of the line width step portion is the same as that in the first embodiment, for example, but shows a case where it is biased to one side in the width direction (Y direction) of the transmission line.
  • FIG. 2 is a plan view showing a structural example of the microwave circuit 1A according to the second embodiment.
  • elements similar to those of the microwave circuit 1 in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted or simplified.
  • the line width step portion 32A is formed on one side of the transmission line 25A, that is, in the width direction (Y direction) at the center in the length direction (X direction) of the transmission line 25A. That is, in FIG. 2, the line width step portion 32A protrudes upward in the Y direction.
  • the one end side along the X direction of the line width step portion 32A is arranged on a substantially straight line with the one end side of the first transmission line 25a and the one end side of the second transmission line 25b. Further, the other end side in the X direction is deviated from a substantially straight line including the other end side of the first transmission line 25a and the other end side of the second transmission line 25b (a predetermined distance away).
  • peripheral edge portion 42b (inner peripheral edge portion) of the GND pattern 42A is formed along the concave shape so as to match the shape of the line width step portion 32A.
  • four vias 18A, 19A, 13A, and 14A are arranged on or in the vicinity of the extension lines m2 and n2 at both ends along the Y direction of the line width step portion 32A.
  • the four vias 18A, 19A, 13A, and 14A are arranged in the vicinity of the peripheral portion 42b of the GND pattern 42A, as in the first embodiment.
  • the distance between the via 18A and the via 19A is set to 1/8 of the wavelength of the microwave (carrier wave) on the substrate, for example.
  • the two vias 13A and 14A do not contribute to an increase in electromagnetic coupling and may be omitted.
  • vias 65 and 66 connected to the first GND layer 8 and the second GND layer 9 are provided at positions corresponding to the corners of the peripheral edge portion 42b formed in a concave shape. Further, a via may or may not be provided between the via 19A and the via 66 and between the via 18A and the via 65.
  • the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and the line width step portion 32A is formed in the remaining (vacant) space of the second wiring layer 5 in the multilayer substrate 3.
  • the free space can be used effectively.
  • the line width step portion 32A is formed on the upper side of the transmission line 25A in FIG. 2, but may be formed to protrude downward.
  • the line width step portion has a rectangular shape.
  • the third embodiment shows a case where the shape of the line width step portion is different from those of the first and second embodiments.
  • FIG. 3 is a plan view showing a structural example of the microwave circuit 1B according to the third embodiment.
  • the line width step portion 32B is formed so as to be biased to one side of the transmission line 25B, as in the second embodiment.
  • elements similar to those of the microwave circuits 1 and 1B in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted or simplified.
  • the line width step portion 32B is formed, for example, in an inverted triangle shape that is narrower as it is closer to the transmission line 25B and wider as it is farther away.
  • the peripheral edge 42c (inner peripheral edge) of the GND pattern 42B is formed so as to follow the concave shape, as in the second embodiment.
  • the end 32x facing the peripheral edge 42c of the GND pattern 42B in the line width step portion 32B is parallel to the GND pattern 42B and connected to the first transmission line 25a and the second transmission line 25b. It is longer than 32y.
  • vias 18B and 19B connected to the first GND layer 8 and the second GND layer 9 are disposed on or in the vicinity of the extension lines m3 and n3 along the two end sides of the line width step portion 32B.
  • the extension lines m3 and n3 intersect at the vertex of the inverted triangle.
  • the vias 67 and 68 provided between the vias 18B and 19B may be omitted.
  • the vias 13B and 14B located on the opposite side to the line width step portion 32B with respect to the transmission line 25B do not contribute to the increase in electromagnetic coupling and are omitted. Also good.
  • the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
  • the end side 32x of the line width step portion 32B is longer than the end side facing the inner peripheral edge portion of the GND pattern in the line width step portion of the first and second embodiments. Therefore, the electromagnetic coupling between the line width step portion 32B and the GND pattern 43B can be increased.
  • the capacitance increases between the end 32x of the line width step portion 32B and the first GND layer 8 and the second GND 9 as compared with the first and second embodiments.
  • the capacitance on the side of the end 32x close to the GND pattern 42B increases, it behaves as an open (OPEN) terminal, and the bandwidth is widened by the characteristics of the stub.
  • the bandwidth can be increased for the same reason.
  • the microwave circuit 1B the bandwidth can be further increased as compared with the cases of the first and second embodiments.
  • the line width step portion 32B is formed on the upper side of the transmission line 25A in FIG. 3, but may be formed in a triangular shape with the lower side protruding.
  • the present disclosure is not limited to the configuration of the above embodiment, and can be applied to any configuration that can achieve the functions shown in the claims or the functions of the configuration of the present embodiment. Is possible.
  • the line width of the line width step part is wider than the line width of the other part. That is, the line width of the transmission line is exemplified in the order of narrow ⁇ wide ⁇ narrow in the length direction (X direction). Instead, the line width of the line width step part may be narrower than the line width of other parts.
  • FIG. 4 is a plan view showing an example of the shape of the transmission line 25C in the modification.
  • the line width of the transmission line 25 ⁇ / b> C may be formed in the order of wide ⁇ narrow ⁇ wide in the length direction (X direction).
  • Other portions in FIG. 4 (for example, the shape of the peripheral edge portion 42a of the GND pattern 42) are the same as those in the first embodiment.
  • the shape of the inner peripheral edge portion of the GND pattern surrounding the transmission line is exemplified as an ellipse.
  • the distance between the line width step portion and the peripheral portion of the GND pattern may be changed in accordance with the shape of the line width step portion.
  • capacitance added between a line width step part and the peripheral part of a GND pattern can be adjusted.
  • the line width step portion has an inverted triangular shape, but the length on the peripheral edge side of the line width step portion is the same as that of the first transmission line and the second transmission line. It only needs to be longer than the length of the connected portion, and may have other shapes. For example, it is not limited to a triangle, and may be another polygon (for example, a trapezoid or a pentagon). Thereby, a larger capacity can be added as in the case of the inverted triangle.
  • the transmission line from which line width differs was arrange
  • the first transmission line 25a and the second transmission line 25b are illustrated as having substantially the same line width.
  • the first transmission line 25a and the second transmission line 25b have a line width. May be different. That is, the line width may be different in three stages. Even in this case, the same effect as described above can be obtained.
  • the transmission line is illustrated as being divided into three areas having different line widths, but may be divided into four or more areas.
  • a multilayer substrate is assumed, but a single layer substrate may be used.
  • the first microwave circuit of the present disclosure is: A first transmission line; A second transmission line; A third transmission line connected to the first transmission line and the second transmission line, the line width of the first transmission line and the line width of the second transmission line being different from the line width; A first grounding conductor that surrounds the first transmission line, the second transmission line, and the third transmission line at a predetermined interval; Is provided.
  • the second microwave circuit of the present disclosure is a first microwave circuit,
  • the line width of the third transmission line is longer than the line width of the first transmission line and the line width of the second transmission line.
  • the third microwave circuit of the present disclosure is the first or second microwave circuit,
  • the first transmission line, the second transmission line, the third transmission line, and the first ground conductor are disposed on the first layer in the multilayer substrate,
  • a second ground conductor is disposed on a second layer adjacent to the first layer in the multilayer substrate.
  • the fourth microwave circuit of the present disclosure is a third microwave circuit, A via is provided for electrically connecting the first ground conductor disposed in the first layer in the multilayer substrate and the second ground conductor disposed in the second layer.
  • the fifth microwave circuit of the present disclosure is a fourth microwave circuit, A via is provided for electrically connecting the first ground conductor disposed in the first layer in the multilayer substrate and the second ground conductor disposed in the second layer.
  • the sixth microwave circuit of the present disclosure is any one of the first to fifth microwave circuits, In the third transmission line, one end side in the length direction is substantially aligned with one end side of the first transmission line and one end side of the second transmission line, and the other end side in the length direction. However, it is separated from the substantially straight line including the other end side of the first transmission line and the other end side of the second transmission line by a predetermined distance.
  • the seventh microwave circuit of the present disclosure is any one of the first and sixth microwave circuits, wherein the third transmission line is formed in a predetermined polygon, The length of the edge on the ground conductor side is parallel to the edge on the first ground conductor side and is longer than the length of the portion connected to the first transmission line and the second transmission line.
  • One embodiment of the present disclosure is useful for a microwave circuit or the like that can suppress the deterioration of transmission characteristics and can be miniaturized.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Waveguides (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Structure Of Printed Boards (AREA)

Abstract

　伝送特性の劣化を抑制し、小型化できるマイクロ波回路を提供する。第１の伝送線路と、第２の伝送線路と、第１の伝送線路と第２の伝送線路とに接続され、第１の伝送線路の線路幅及び第２の伝送線路の線路幅と線路幅が異なる第３の伝送線路と、第１の伝送線路、第２の伝送線路、及び第３の伝送線路を、所定の間隔を隔てて包囲する第１の接地導体と、を備える。

Description

マイクロ波回路
　本開示は、マイクロ波回路に関する。また、例えば、マイクロ波回路を含むマイクロ波回路基板、及びマイクロ波回路パッケージに関する。
　従来、マイクロ波の信号を伝達するマイクロ波回路として、両面基板の両面にグランドにより囲まれた伝送線路を設け、グランド間をビア（ＶＩＡ）で接続することにより、伝送線路の損失を低減する高周波伝送線路基板が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１－２９８３０６号公報
　特許文献１の高周波伝送線路基板では、図５に示す構造において、例えば、内部コプレナ線路８０と外部コプレナ線路７０との距離、又は導体ビア７１ｂと信号線層６９，７９との距離を調整することによって、通過損失を小さくしている。なお、導体ビア７１ｂによって、内部側のグランド層７８は外部側のグランド層６８と接続される。
　ところが、この構成においては、伝送線路両端に異なるインピーダンスの回路が接続される場合に伝送特性の劣化を抑制し、当該基板を小型化することが困難であった。
　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであり、本開示の一形態は、伝送線路両端に異なるインピーダンスの回路が接続される場合においても伝送特性の劣化を抑制し、小型化できるマイクロ波回路を提供する。
　本開示の一形態におけるマイクロ波回路は、第１の伝送線路と、第２の伝送線路と、前記第１の伝送線路と前記第２の伝送線路とに接続され、前記第１の伝送線路の線路幅及び前記第２の伝送線路の線路幅と線路幅が異なる第３の伝送線路と、前記第１の伝送線路、前記第２の伝送線路、及び前記第３の伝送線路を、所定の間隔を隔てて包囲する第１の接地導体と、を備える。
　本開示の一形態によれば、伝送線路両端に異なるインピーダンスの回路が接続される場合においても伝送特性の劣化を抑制し、小型化できる。
図１（Ａ）は、第１の実施形態におけるマイクロ波回路の構造例を示す平面図であり、図１（Ｂ）は、第１の実施形態におけるマイクロ波回路のＡ－Ａ’断面図であり、図１（Ｃ）は、第１の実施形態におけるマイクロ波回路のＢ－Ｂ’断面図である。 図２は、第２の実施形態におけるマイクロ波回路の構造例を示す平面図である。 図３は、第３の実施形態おけるマイクロ波回路の構造例を示す平面図である。 図４は、変形例における伝送線路の形状の一例を示す平面図である。 図５は、特許文献１に記載された高周波伝送線路基板を示す模式図である。
　本開示の実施形態について、図面を用いて説明する。
　（本開示の一形態を得るに至った経緯）
　特許文献１の技術では、インピーダンスを整合する整合帯域が狭い。伝送線路両端に異なるインピーダンスの回路が接続される場合において良好な信号伝送を実現するためには、長さが約１／４波長の伝送線路を少なくとも２つ用いる必要がある。この場合、例えば６０ＧＨｚ帯の信号を想定すると、１つの伝送線路は約１．２５ｍｍの長さが必要であり、マイクロ波回路の小型化が難しかった。また、伝送線路が長くなると、伝送線路における損失が大きくなる。
　以下、伝送特性の劣化を抑制し、小型化できるマイクロ波回路について説明する。
　以下の実施形態のマイクロ波回路は、例えば、マイクロ波（例えば６０ＧＨｚのミリ波）の信号を伝達する無線通信回路、信号処理回路、受動回路に適用される。また、マイクロ波回路は、例えば無線モジュールに含まれる。
　（第１の実施形態）
　図１（Ａ）～（Ｃ）は、第１の実施形態におけるマイクロ波回路１の構造例を示す図である。本実施形態のマイクロ波回路１は、多層基板３を含む。５つの金属層３ａと、金属層３ａの間に挟まれ、例えば樹脂からなる４つの誘電体層３ｂと、を含む。なお、多層基板３は、上記構成に限られず、少なくとも３つの金属層と、これらの間に挟まれた少なくとも２つ誘電体層と、を含む構成であればよい。
　ここでは、多層基板３の面に平行な面をＸ－Ｙ面とし、マイクロ波回路１を構成する伝送線路２５の長さ方向をＸ方向とし、伝送線路２５の幅方向をＹ方向とする。また、多層基板３の面に対して垂直な方向、つまり、Ｘ－Ｙ面に対して垂直な方向をＺ方向とする。
　図１（Ａ）は上方（Ｚ軸正方向）から視た場合の多層基板３内の第２配線層５を示す平面図である。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ－Ａ線方向から視た場合の多層基板３の断面の一例を示す断面図である。図１（Ｃ）は、図１（Ａ）のＢ－Ｂ線方向から視た場合の多層基板３の断面の一例を示す断面図である。
　５つの金属層３ａは、主に信号線の配線に使用される第１配線層４、第２配線層５、及び第３配線層６を含み、主にグランド（ＧＮＤ）に使用される第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ層９と、を含む。図１（Ｂ）に示すように、５つの金属層３ａは、下方（Ｚ軸負方向）から、第１配線層４、第１ＧＮＤ層８、第２配線層５、第２ＧＮＤ層９、第３配線層６、の順に配列される。第２配線層５は第１の層の一例であり、第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ層９は第２の層の一例である。
　第３配線層６は、第２配線層５と、信号ビア（単にビア（ＶＩＡ）ともいう）１５によって電気的に接続される。第２配線層５は、第１配線層４と、信号ビア（単にビア（ＶＩＡ）ともいう）１７によって電気的に接続される。
　第１配線層４及び第３配線層６は、多層基板３の表層であり、これらの層には、各種電子部品が実装される。
　第２配線層５には、配線パターンの一例として、Ｘ方向に延びる伝送線路２５が形成される。伝送線路２５は、一端部及び他端部にそれぞれパッド２７，２９（電極パッド）が形成される。伝送線路２５は、Ｘ方向に延びる第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂと、線路幅ステップ部３２（第３の伝送線路）と、を含む。線路幅ステップ部３２は、伝送線路２５の中央部に形成される。線路幅ステップ部３２の線路幅は、他部（第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂ）の線路幅と比べて広い。ここでは、線路幅の幅方向は、Ｙ方向である。
　このように、図１（Ａ）では、伝送線路２５の線路幅は、Ｘ方向に、狭い→広い→狭い、の順に形成される。また、線路幅ステップ部３２は、第１の伝送線路２５ａと第２の伝送線路２５ｂとの間に繋がるように配置され、第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂと電気的に接続される。
　また、パッド２７は、ビア１５を介して第３の配線層６に接続される。パッド２９は、ビア１７を介して第１の配線層４に接続される。
　線路幅ステップ部３２の線路幅は、一定であり、かつ、第１の伝送線路２５ａの線路幅及び第２の伝送線路２５ｂの線路幅と比べて広い。線路幅ステップ部３２は、例えば矩形に形成される。
　第２の配線層５には、伝送線路２５を所定の間隔を空けて包囲するように、例えば楕円形（トラック状）の周縁部４２ａ（内周縁部）を有するＧＮＤパターン４２が形成される。ＧＮＤパターン４２は、第１の接地導体の一例である。
　図１（Ｃ）に示すように、ＧＮＤパターン４２は、第２配線層５に形成された複数のグランドビアによって、第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ層９と電気的に接続される。複数のグランドビア（単にビア（ＶＩＡ）ともいう）は、第２配線層５のＸ方向中央部に形成されたビア１３，１４，１８，１９を含む。また、複数のグランドビアは、第２配線層５の両側に配置されたパッド２７，２９を囲むように形成されたビア５１～５７、５８～６４を含む。
　ビア１３，１４，１８，１９は、図１（Ａ）において、一点鎖線に示すように、線路幅ステップ部３２の幅方向（Ｙ方向）に沿う両端辺の延長線ｍ１、ｎ１上又は近傍、かつ、ＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの近傍に配置される。４個のビア１３，１４，１８，１９をＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの近傍に配置する場合、ビア１３とビア１４との間隔及びビア１８とビア１９との間隔は、それぞれ、例えばマイクロ波（搬送波）の基板上における波長の１／８に設定される。これにより、線路幅ステップ部３２から外部へのマイクロ波の放射が低減し、電力の損失を抑制できる。なお、延長線上の近傍には、４個を超える数のグランドビアが配置されてもよい。また、ビア１３とビア１４との間及びビア１８とビア１９との間にグランドビアを配置してもよい。このグランドビアは、例えば、ビア１３とビア１４との間及びビア１８とビア１９との間の、ビア中心間をつないだ位置上又は周縁部４２ａ側とは反対側に配置されてもよい。
　７個のビア５１～５７は、パッド２９を囲むように、かつＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの近傍に配置される。同様に、７個のビア５８～６４は、パッド２７を囲むように、かつＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの近傍に配置される。
　ビア５１～６４がＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの近傍に配置される場合、ビアとビアとの間隔は、前述した４個のビア１３～１９の場合と異なり、基板製造上の例えば最小間隔に設定される。例えば、ビア径の２倍に相当する距離を離して、各ビアが配置される。
　ビア１３，１４，１８，１９，５１～６４は、できる限り周縁部４２ａに近接して配置されることが望ましい。この場合、更に線路幅ステップ部３２から外部へのマイクロ波の放射が低減し、電力の損失を抑制できる。
　また、ビア５１とビア１９の間、ビア６４とビア１８の間、ビア５７とビア１４の間、及びビア５８とビア１３の間には、第１ＧＮＤ層８と第２ＧＮＤ層９とに接続されるビアを設けても設けなくてもよい。
　次に、マイクロ波回路１の共振周波数について説明する。
　図１（Ａ）に示すように、線路幅ステップ部３２の線路幅を、幅ａとする。他部（第１の伝送線路２５ａ、第２の伝送線路２５ｂ）の線路幅を、幅ｂとする。マイクロ波回路１では、幅ａと幅ｂとが異なる。これにより、伝送線路２５を伝送される信号に共振点が１つ発生する。この共振周波数は、幅ａに基づく周波数となる。
　また、図１（Ａ）に示すように、線路幅ステップ部３２とＧＮＤパターン４２との距離を、距離ｃとする。他部とＧＮＤパターン４２との間の距離を、距離ｄとする。マイクロ波回路１では、距離ｃと距離ｄとが異なる。これにより、伝送線路２５を伝送される信号に共振点が１つ発生する。この共振周波数は、距離ｃに基づく周波数となる。
　また、図１（Ａ）に示すように、線路幅ステップ部３２とビア１３、１４、１８又は１９との距離を、距離ｅとする。他部とビア５１～５７のいずれか又はビア５８～６４のいずれかとの距離を、距離ｆとする。これにより、伝送線路２５を伝送される信号に共振点が１つ発生する。この共振周波数は、距離ｅに基づく周波数となる。
　マイクロ波回路１では、上記幅ａ，ｂ、距離ｃ～ｆを適宜調整し、インピーダンスが調整される。図１（Ａ）では、共振点が３つ発生し、共振周波数が３つあるので、広帯域の整合回路を実現できる。
　また、例えば搬送波周波数帯を６０ＧＨｚ、周波数帯域幅を３ＧＨｚ以上とし、比帯域５％を越える広帯域な整合回路を実現することを想定する。この場合、伝送線路上に、線路幅の長さを変えることにより共振周波数をずらした複数個のオープンスタブ型共振器を並べることが考えられる。この場合、マイクロ波以上の周波数帯では、オープンスタブ型共振器間の距離をλ／４以上にする必要があるので、伝送線路の長さＬが約１波長（λ）に達し、伝送線路Ｌの長さを短縮することが困難である。
　これに対し、マイクロ波回路１では、伝送線路２５の線路幅の変化点、つまり第１の伝送線路２５ａ又は第２の伝送線路２５ｂと線路幅ステップ部３２との境界において、静電容量が変化する。これにより、伝送線路２５を伝送される信号の波長が短縮化される。この結果、ビア１５，１７間の伝送線路において位相回転量が、波長の短縮化がない場合と比較して大きくなり、同じ電気長に対して物理長が短縮される。従って、伝送線路２５の長さに相当するビア１５，１７間の長さを１／４波長（λ）未満に短縮できる。よって、マイクロ波回路１を小型化できる。
　このように、マイクロ波回路１では、伝送線路２５の線路幅の変化点（線路幅ステップ部３２のＹ方向に沿う端部）に沿う直線（例えば延長線ｍ１、ｎ１）から所定距離以内にグランドビアが配置される。つまり、伝送線路２５の形状に応じて、グランドビアを設ける位置が調整される。伝送線路２５の線路幅の変化点からの電波の放射量は、他の位置からの電波の放射量よりも多い。上記直線上又は直線の近傍にグランドビアを配置することにより、線路幅ステップ部３２からの漏れ電流とグランドビアとを電磁結合させることができる。この結果、伝送特性の劣化を抑制できる。また、伝送線路２５が複数のグランドビアによって包囲されることによっても、伝送特性の劣化を抑制できる。
　また、線路幅ステップ部３２とＧＮＤパターン４２との距離（距離ｃ）が第１の伝送線路２５ａ又は第２の伝送線路２５ｂとＧＮＤパターン４２との距離（距離ｄ）よりも短いので、伝送線路２５とＧＮＤパターン４２とが電磁結合し易くなる。これにより、線路幅ステップ部３２からの漏れ電流とＧＮＤパターン４２とを電磁結合でき、伝送特性の劣化を抑制できる。
　また、上記幅ａ，ｂ、距離ｃ～ｆが調整されることにより、インピーダンスを所望の値に整合できる。従って、伝送線路２５を伝送される信号の共振周波数を所望に複数発生できるので、所望の帯域に設計でき、マイクロ波回路１を広帯域化できる。
　このように、マイクロ波回路１によれば、広帯域化でき、伝送特性の劣化を抑制でき、小型化できる。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、線路幅ステップ部の線路幅は、前記第１の実施形態と例えば同一であるが、伝送線路の幅方向（Ｙ方向）において片側に偏っている場合を示す。
　図２は第２の実施形態におけるマイクロ波回路１Ａの構造例を示す平面図である。図２のマイクロ波回路１Ａにおいて、第１の実施形態におけるマイクロ波回路１と同様の要素については、同様の符号を付し、説明を省略又は簡略化する。
　マイクロ波回路１Ａでは、伝送線路２５Ａの長さ方向（Ｘ方向）の中央部において、線路幅ステップ部３２Ａが伝送線路２５Ａの片側に、つまり幅方向（Ｙ方向）に偏って形成される。つまり、図２では、線路幅ステップ部３２ＡがＹ方向の上向きに突出している。
　このように、線路幅ステップ部３２ＡのＸ方向に沿う一端辺は、第１の伝送線路２５ａの一端辺及び第２伝送線路２５ｂの一端辺と略直線上に並ぶ。また、Ｘ方向の他端辺は、第１伝送線路２５ａの他端辺及び第２伝送線路２５ｂの他端辺を含む略直線上からずれている（所定距離離れている）。
　また、ＧＮＤパターン４２Ａの周縁部４２ｂ（内周縁部）は、線路幅ステップ部３２Ａの形状に合わせるように、凹形状に沿うように形成される。
　また、線路幅ステップ部３２ＡのＹ方向に沿う両端辺の延長線ｍ２，ｎ２上又は近傍に、４個のビア１８Ａ，１９Ａ，１３Ａ，１４Ａが配置される。４個のビア１８Ａ，１９Ａ，１３Ａ，１４Ａは、第１の実施形態と同様、ＧＮＤパターン４２Ａの周縁部４２ｂの近傍に配置される。また、ビア１８Ａとビア１９Ａとの間の距離は、例えばマイクロ波（搬送波）の基板上における波長の１／８に設定される。
　なお、伝送線路２５ＡがＹ方向の下向きに突出していないので、２個のビア１３Ａ，１４Ａは、電磁結合の増加に寄与しておらず、省略されてもよい。
　また、凹形状に形成された周縁部４２ｂの角部に対応する位置に、第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ層９と接続されるビア６５、６６が設けられる。また、ビア１９Ａとビア６６の間、及びビア１８Ａとビア６５の間には、ビアを設けても設けなくてもよい。
　マイクロ波回路１Ａによれば、第１の実施形態と同様の効果が得られる他、多層基板３内の第２配線層５の余った（空いた）スペースに、線路幅ステップ部３２Ａを形成することにより、空きスペースを有効に活用できる。
　なお、上記実施形態では、線路幅ステップ部３２Ａは、図２において伝送線路２５Ａの上側に形成されたが、下側に突出して形成されてもよい。
　（第３の実施形態）
　第１，第２の実施形態では、線路幅ステップ部の形状は矩形であった。第３の実施形態では、線路幅ステップ部の形状が、第１、第２の実施の形態とは異なる場合を示す。
　図３は第３の実施形態におけるマイクロ波回路１Ｂの構造例を示す平面図である。線路幅ステップ部３２Ｂは、第２の実施形態と同様、伝送線路２５Ｂの片側に偏って形成される。図３のマイクロ波回路１Ｂにおいて、第１，第２の実施形態におけるマイクロ波回路１，１Ｂと同様の要素については、同様の符号を付し、説明を省略又は簡略化する。
　線路幅ステップ部３２Ｂは、例えば、伝送線路２５Ｂに近いほど細く、離れるほど広い、逆三角形状に形成される。ＧＮＤパターン４２Ｂの周縁部４２ｃ（内周縁部）は、第２の実施形態と同様、凹形状に沿うように形成される。図３では、線路幅ステップ部３２ＢにおけるＧＮＤパターン４２Ｂの周縁部４２ｃと対向する端辺３２ｘは、ＧＮＤパターン４２Ｂに平行であり第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂと接続された部分３２ｙよりも長い。
　また、線路幅ステップ部３２Ｂの２つの端辺に沿う延長線ｍ３，ｎ３上又は近傍に、第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ層９と接続されるビア１８Ｂ，１９Ｂが配置される。この場合、延長線ｍ３，ｎ３は逆三角形の頂点において交差する。なお、ビア１８Ｂ，１９Ｂ間に設けられるビア６７，６８は省略されてもよい。
　また、第２の実施形態と同様に、伝送線路２５Ｂを基準に線路幅ステップ部３２Ｂに対して反対側に位置するビア１３Ｂ，１４Ｂは、電磁結合の増加に寄与しておらず、省略されてもよい。
　マイクロ波回路１Ｂによれば、第１，第２の実施形態と同様の効果が得られる。また、マイクロ波回路１Ｂでは、線路幅ステップ部３２Ｂの端辺３２ｘは、第１，第２の実施形態の線路幅ステップ部におけるＧＮＤパターンの内周縁部と対向する端辺と比較すると、長い。従って、線路幅ステップ部３２ＢとＧＮＤパターン４３Ｂとの電磁結合を大きくできる。
　また、線路幅ステップ部３２Ｂの端辺３２ｘと第１ＧＮＤ層８及び第２ＧＮＤ９との間においても、第１，第２の実施形態と比較すると、静電容量が増加する。このように、ＧＮＤパターン４２Ｂに近い端辺３２ｘ側の静電容量が増加すると、開放（ＯＰＥＮ）端子として振る舞い、スタブの特性により広帯域化される。第１，第２の実施形態の場合でも同様の理由により広帯域化できるが、マイクロ波回路１Ｂによれば、第１，第２の実施形態の場合よりも更に広帯域化できる。
　なお、実施形態では、線路幅ステップ部３２Ｂは、図３において伝送線路２５Ａの上側に形成されたが、下側が突出する三角形状に形成されてもよい。
　本開示は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲で示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であればどのようなものであっても適用可能である。
　例えば、上記実施形態では、線路幅ステップ部の線路幅は、他部の線路幅と比べて広い。つまり、伝送線路の線路幅は、長さ方向（Ｘ方向）に、狭い→広い→狭いの順に形成されることを例示した。この代わりに、線路幅ステップ部の線路幅を、他部の線路幅と比べて狭くしてもよい。
　図４は変形例における伝送線路２５Ｃの形状の一例を示す平面図である。図４に示すように、伝送線路２５Ｃの線路幅は、長さ方向（Ｘ方向）に、広い→狭い→広い、の順に形成されてもよい。図４におけるその他の部分（例えば、ＧＮＤパターン４２の周縁部４２ａの形状）は、第１の実施形態と同じである。
　図４の変形例のように、線路幅ステップ部３２Ｃの幅を他部と比べて狭くすることでも、同様の効果が得られる。
　また、上記実施形態では、伝送線路を包囲するＧＮＤパターンの内周縁部の形状を楕円形とすることを例示した。この代わりに、線路幅ステップ部の形状に合わせて、線路幅ステップ部とＧＮＤパターンの周縁部との間の距離を変えてもよい。これにより、線路幅ステップ部とＧＮＤパターンの周縁部との間に付加される容量を調整できる。
　また、第３の実施形態では、線路幅ステップ部は逆三角形の形状を有していたが、線路幅ステップ部の周縁部側の長さが、第１の伝送線路及び第２の伝送線路に繋がる部分の長さと比べて長ければよく、他の形状でもよい。例えば、三角形に限らず、他の多角形（例えば台形、五角形）でもよい。これにより、逆三角形の場合と同様、より大きな容量を付加できる。
　また、上記実施形態では、線路幅の異なる伝送線路が伝送線路の長さ方向（Ｘ方向）における中央部に配置されたが、例えば伝送線路のＸ方向における一端部（例えば左端部）又は他端部（例えば右端部）に配置されてもよい。この場合でも、先に説明した効果と同様の効果が得られる。
　また、上記実施形態では、第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂの線路幅が略同一であることを例示したが、第１の伝送線路２５ａ及び第２の伝送線路２５ｂは線路幅が異なってもよい。つまり、線路幅が３段階に異なってもよい。この場合でも、先に説明した効果と同様の効果が得られる。
　また、上記実施形態では、伝送線路が線路幅の異なる３つの領域に分けられることを例示したが、４つ以上の領域に分けられてもよい。
　また、上記実施形態では、多層基板を想定したが、単層基板でもよい。
　（本開示の一形態の概要）
　本開示の第１のマイクロ波回路は、
　第１の伝送線路と、
　第２の伝送線路と、
　前記第１の伝送線路と前記第２の伝送線路とに接続され、前記第１の伝送線路の線路幅及び前記第２の伝送線路の線路幅と線路幅が異なる第３の伝送線路と、
　前記第１の伝送線路、前記第２の伝送線路、及び前記第３の伝送線路を、所定の間隔を隔てて包囲する第１の接地導体と、
　を備える。
　また、本開示の第２のマイクロ波回路は、第１のマイクロ波回路であって、
　前記第３の伝送線路の線路幅は、前記第１の伝送線路の線路幅及び前記第２の伝送線路の線路幅よりも長い。
　また、本開示の第３のマイクロ波回路は、第１または第２のマイクロ波回路であって、
　多層基板内の第１の層に、前記第１の伝送線路、前記第２の伝送線路、前記第３の伝送線路、及び前記第１の接地導体が配置され、
　前記多層基板内の前記前記第１の層に隣接する第２の層に、第２の接地導体が配置されている。
　また、本開示の第４のマイクロ波回路は、第３のマイクロ波回路であって、
　前記多層基板内の前記第１の層に配置された前記第１の接地導体と、前記第２の層に配置された前記第２の接地導体と、を電気的に接続するビアを備える。
　また、本開示の第５のマイクロ波回路は、第４のマイクロ波回路であって、
　前記多層基板内の前記第１の層に配置された前記第１の接地導体と、前記第２の層に配置された前記第２の接地導体と、を電気的に接続するビアを備える。
　また、本開示の第６のマイクロ波回路は、第１ないし５のいずれか１つのマイクロ波回路であって、
　前記第３の伝送線路は、長さ方向の一端辺が、前記第１の伝送線路の一端辺及び前記第２の伝送線路の一端辺と略直線上に並び、前記長さ方向の他端辺が、前記第１の伝送線路の他端辺及び前記第２の伝送線路の他端辺を含む略直線から所定距離離れている。
　また、本開示の第７のマイクロ波回路は、第１または第６のいずれか１つのマイクロ波回路であって、前記第３の伝送線路が、所定の多角形に形成され、前記第１の接地導体側の端辺の長さが、前記第１の接地導体側の端辺に平行であり前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路に接続された部分の長さよりも長い。
　本開示の一形態は、伝送特性の劣化を抑制し、小型化できるマイクロ波回路等に有用である。
　１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ　　マイクロ波回路
　３　　多層基板
　３ａ　　金属層
　３ｂ　　誘電体層
　４　　第１配線層
　５　　第２配線層
　６　　第３配線層
　８　　第１ＧＮＤ層
　９　　第２ＧＮＤ層
　１３，１４，１８，１９，５１～６４，１３Ａ，１４Ａ，１８Ａ，１９Ａ，５１Ａ～６４Ａ，６５，６６，１３Ｂ，１４Ｂ，１８Ｂ，１９Ｂ，５１Ｂ～６４Ｂ，６７，６８　　ビア（グランドビア）
　１５，１７　　ビア（信号ビア）
　２５，２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃ　　伝送線路
　２５ａ　　第１の伝送線路
　２５ｂ　　第２の伝送線路
　２７，２９　　パッド
　３２，３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ　　線路幅ステップ部
　４２，４２Ａ，４２Ｂ　　ＧＮＤパターン
　４２ａ，４２ｂ，４２ｃ　　周縁部
　ｍ１，ｎ１，ｍ２，ｎ２，ｍ３，ｎ３　　延長線

Claims (7)

  1. 　第１の伝送線路と、
    　第２の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路と前記第２の伝送線路とに接続され、前記第１の伝送線路の線路幅及び前記第２の伝送線路の線路幅と線路幅が異なる第３の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路、前記第２の伝送線路、及び前記第３の伝送線路を、所定の間隔を隔てて包囲する第１の接地導体と、
    　を備えるマイクロ波回路。
  2. 　請求項１に記載のマイクロ波回路であって、
    　前記第３の伝送線路の線路幅は、前記第１の伝送線路の線路幅及び前記第２の伝送線路の線路幅よりも長いマイクロ波回路。
  3. 　請求項１に記載のマイクロ波回路であって、
    　多層基板内の第１の層に、前記第１の伝送線路、前記第２の伝送線路、前記第３の伝送線路、及び前記第１の接地導体が配置され、
    　前記多層基板内の前記前記第１の層に隣接する第２の層に、第２の接地導体が配置されたマイクロ波回路。
  4. 　請求項３に記載のマイクロ波回路であって、
    　前記多層基板内の前記第１の層に配置された前記第１の接地導体と、前記第２の層に配置された前記第２の接地導体と、を電気的に接続するビアを備えるマイクロ波回路。
  5. 　請求項４に記載のマイクロ波回路であって、
    　前記ビアは、前記第１の接地導体において、前記第３の伝送線路の幅方向の端辺に沿う直線から所定距離以内に配置されたマイクロ波回路。
  6. 　請求項１に記載のマイクロ波回路であって、
    　前記第３の伝送線路は、長さ方向の一端辺が、前記第１の伝送線路の一端辺及び前記第２の伝送線路の一端辺と略直線上に並び、前記長さ方向の他端辺が、前記第１の伝送線路の他端辺及び前記第２の伝送線路の他端辺を含む略直線から所定距離離れたマイクロ波回路。
  7. 　請求項１に記載のマイクロ波回路であって、
    　前記第３の伝送線路は、所定の多角形に形成され、前記第１の接地導体側の端辺の長さが、前記第１の接地導体側の端辺に平行であり前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路に接続された部分の長さよりも長いマイクロ波回路。
PCT/JP2014/002934 2013-06-11 2014-06-03 マイクロ波回路 WO2014199591A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/424,811 US20150222003A1 (en) 2013-06-11 2014-06-03 Microwave circuit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013122795A JP2014241482A (ja) 2013-06-11 2013-06-11 マイクロ波回路
JP2013-122795 2013-06-11

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014199591A1 true WO2014199591A1 (ja) 2014-12-18

Family

ID=52021909

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/002934 WO2014199591A1 (ja) 2013-06-11 2014-06-03 マイクロ波回路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20150222003A1 (ja)
JP (1) JP2014241482A (ja)
WO (1) WO2014199591A1 (ja)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6451943B2 (ja) * 2015-02-23 2019-01-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 高周波モジュール
US10454148B2 (en) * 2017-05-11 2019-10-22 Eagantu Ltd. Compact band pass filter
KR102602697B1 (ko) * 2018-05-21 2023-11-16 삼성전자주식회사 베이스 기판을 가지는 전자 장치
WO2021000173A1 (zh) * 2019-06-30 2021-01-07 瑞声声学科技(深圳)有限公司 一种传输线

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002043811A (ja) * 2000-07-26 2002-02-08 Denso Corp ミリ波帯高周波装置
JP2004363975A (ja) * 2003-06-05 2004-12-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波回路
WO2008133010A1 (ja) * 2007-04-12 2008-11-06 Nec Corporation フィルタ回路素子及び電子回路装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3566315A (en) * 1967-12-29 1971-02-23 Lockheed Aircraft Corp Strip line electrical filter element
FR2220929B1 (ja) * 1973-02-20 1976-06-11 Minet Roger
US4371853A (en) * 1979-10-30 1983-02-01 Matsushita Electric Industrial Company, Limited Strip-line resonator and a band pass filter having the same
FI106414B (fi) * 1999-02-02 2001-01-31 Nokia Networks Oy Laajakaistainen impedanssisovitin
US6949992B2 (en) * 2002-03-20 2005-09-27 Powerwave Technologies, Inc. System and method of providing highly isolated radio frequency interconnections
JP3664443B2 (ja) * 2002-12-05 2005-06-29 松下電器産業株式会社 高周波回路および高周波パッケージ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002043811A (ja) * 2000-07-26 2002-02-08 Denso Corp ミリ波帯高周波装置
JP2004363975A (ja) * 2003-06-05 2004-12-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波回路
WO2008133010A1 (ja) * 2007-04-12 2008-11-06 Nec Corporation フィルタ回路素子及び電子回路装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2014241482A (ja) 2014-12-25
US20150222003A1 (en) 2015-08-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8994470B2 (en) Circuit substrate having noise suppression structure
JP5559762B2 (ja) 印刷式フィルタリングアンテナ
US6639559B2 (en) Antenna element
JP6593552B2 (ja) 無線通信デバイス
JP2017041879A (ja) 放射パターン同士間の干渉を低減したアンテナシステムおよびアンテナモジュール
US9629282B2 (en) Electronic device, structure, and heat sink
US10141637B2 (en) Pattern antenna
JP5824563B1 (ja) 小型スロット型アンテナ
US9748641B2 (en) Antenna device and method for designing same
WO2014199591A1 (ja) マイクロ波回路
US9245866B2 (en) Antenna device and wireless apparatus
JP5082250B2 (ja) 高周波回路基板
US10111318B2 (en) Circuit substrate, and noise reduction method for circuit substrate
JP5964785B2 (ja) 高周波伝送線路
WO2014136595A1 (ja) 構造体、配線基板及び電子装置
JP5506719B2 (ja) フィルタ回路
US9525213B2 (en) Antenna device
CN111602289B (zh) 天线和通信设备
US11729901B2 (en) Electronic circuit and circuit board
TW202435504A (zh) 天線模組
US9252078B2 (en) Semiconductor device
JP2012010069A (ja) 伝送線路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14810272

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14424811

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14810272

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1